专利名称：无线电接收器的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线电接收器，它特别适用于(但不是唯一的)诸如GSM和UMTS等数字通信系统，并涉及包括此类无线电接收器的集成电路。
但在CDMA(码分多址)系统中，例如目前定义的UMTS(通用移动电信系统)中，信号信息人为地分布在较宽的频带上。对于CDMA系统，零IF方法更具吸引力，因为不论是DC偏置还是陷波滤波器产生的频谱缺口都不会带来严重的损坏。这是因为这些效应的扩展受随后有用信号的去扩展的影响，故而比较起来没有太大的损害。
多相接收器，如在欧洲专利申请079729，中所公开的那样，是为数字TDMA和模拟FM系统而开发的。这种接收器不会有零IF接收器同样的困难，它靠利用半信道间隔的低IF方法使有用信号不会因DC陷波滤波器而严重受损。它应用到DECT和GSM接收器中特别成功。但多相接收器的一个弱点是其相邻信道的抑制能力相当有限。当该需要超过35dB时，例如在大多数CDMA应用中，人们一般不愿使用多相接收器。
最近在零IF和多相接收器结构方面的进展集中在使接收器尽可能数字化，如国际专利申请WO 00/22735中所公开的那样。这涉及到把模拟-数字变换器(ADC)放在接收器前端紧接RF下变频过程之后，这样信道滤波就完全从模拟移到数字域中。在ADC之前少量或不进行自动增益控制(AGC)。于是，需由ADC处理的信号的动态范围增大很多，但由于数字信道滤波器很易加以改变，接收器的多模能力可大大增强。由于没有AGC，改变模式就不再涉及改变AGC算法的复杂问题。同理，也不再需要从模拟信号中提取接收信号强度信息(RSSI)。利用如WO 00/22735中所公开的电路设计技术以及IC工艺的进步，可将ADC中功耗的增加减到最小。
第三代蜂窝标准UMTS很快就要引入欧洲和其他地方。它为移动用户不仅提供语音服务，而且将提供足以满足多媒体服务和互联网接入的数据速率。但，当它最初推出时，其覆盖范围肯定是有限的，因此最初的手机需要具有双模能力(在欧洲至少为UMTS/GSM)。
本发明提供一种能在零IF和低IF GSM模式下工作的无线电接收器，它包括无线电频率信号的输入端；连接到该输入端的正交下变频装置，用以将无线电频率信号转换成中频并产生同相和正交的中频信号；用于处理同相和正交的中频信号以提供滤波后的同相和正交信号的复数滤波装置；使同相和正交信号数字化的第一和第二模数变换装置，其中，提供响应于以低IF模式工作的接收器的装置、以便禁止第一和第二模数变换装置之一的工作；提供低IF数字信号处理装置、用以处理单个数字化的信号以产生低IF模式的解码数字输出数据；提供零IF数字信号处理装置、用以处理同相和正交数字化信号以产生零IF模式的解码数字输出数据。
在低IF模式下仅量化同相和正交IF信号之一，就不再需要复数的(或多相)ADC和复数的信道滤波器，从而大大节约了能耗。而且，用于零IF模式的I和Q的ADC之一在低IF模式时也起ADC的作用，从而避免了电路的大量重复。这种接收器特别适合于多模工作，因为设计可工作在多个不同时钟速度和噪声整形分布的非复数的ADC比设计复数的ADC简单得多。
在低IF模式下仅量化接收器前端IF输出的I或Q分量，有用信号的带宽就可有效加倍，与在零频率附近反射的单个ADC的量化带宽匹配。但，虽然因带宽增加时钟速度也可能有增加，由于只使用单一的ADC，所以总的功耗应能降低。
在低IF模式下由于非复数ADC缺少图像抑制，在ADC之前需要一个复数滤波器。这种滤波器可以是无源多相滤波器，由于是无源的，所以不消耗额外的功率。当接收器工作在零IF模式时，该滤波器也可选择与电路断开。
在一个优选实施例中，ADC是一个∑-ΔADC。在另一优选实施例中，数字同相和正交信号被消旋(derotated)，以便将其频率转换到基带。
在本发明的另一实施例中，接收器是在集成电路中实现的。
图1是按本发明制作的零IF接收器的结构方框图；
图2是用图1所示结构作下变频和前置滤波后信号的振幅(A)和以MHz表示的频率(f)的关系的曲线图；图3是图1所示结构中在ADC输出端(以实线表示)和滤波后(以虚线表示)的信号的振幅(A)和以MHz表示的频率(f)的关系的曲线图；图4是图1所示接收器结构的原始数据位的模拟误码率(BER)与以dBm表示的信号功率(S)之间关系的曲线图；图5是按本发明制作的低IF接收器的方框图；图6是图5所示结构中在图像载波抑制滤波器输入端处信号的振幅(A)和以KHz表示的频率(f)的关系的曲线图；图7是图5所示结构中图像载波抑制滤波器的以dB表示的衰减(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图8是图5所示结构中在图像载波抑制滤波器的输出端，振幅(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图9是图5所示结构中终止信号的Q分量后，在图像载波抑制滤波器的输出端，振幅(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图10是图5所示结构中信道滤波器的衰减(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图11是图5所示结构中信道滤波器输出端，信号的振幅(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图12是图5所示结构中正交再现滤波器的衰减(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图13是图5所示结构中恢复信号的Q分量后信号的振幅(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图14是图5所示结构中在即将进行均衡补偿和解调之前信号的振幅(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图15是图5所示接收机结构的模拟误码率(BER)与以dBm表示的信号功率(S)之间关系的曲线图；图16是组合式信道滤波器和正交再现滤波器的衰减(A)和以KHz表示的频率(f)之间关系的曲线图；图17是按本发明制作的零IF和低IF双模接收器结构的方框图。
在附图中使用同样的标号来表示对应的特征。
实现本发明的方式下面将结合包括双模式UMTS/GSM接收器的实施例来描述本发明，先单独说明每种模式的配置，然后说明完整的双模式接收器的配置。
首先考虑UMTS模式。图1是按本发明制作的用于UMTS的零IF接收器结构的实施例的方框图。无线电信号由天线102接收，由带通滤波器104滤波，并由低噪声放大器106放大。然后信号由第一和第二混频器108和110向下混频，在零频率产生同相(I)和正交相位(Q)信号，这两个混频器通过移相块114在其各自的LO端口接收来自本机振荡器(LO)112的信号，移相块114向第一混频器108提供零相移的信号，向第二混频器110提供90°相移的信号。
经混频器108和110的下变频后，信号成为具有I和Q分量的复信号，并在接收器中继续作为复信号处理，直至信号被解调。对于UMTS模式，选择零IF特别具有吸引力，因为功耗可减到最小，而且有用信号更耐受在前端混频器中产生的DC偏置，或当DC偏置被高通滤波器去除时在其频谱中产生的缺口。
有用信号是一种扩展频谱信号，占用约4MHz带宽，在随后的在接收器中随后的去扩展过程中，任何DC偏置或频谱缺口都在4MHz带宽范围内再次扩展，于是就使它们具有很少意义甚至没有意义。而且，在使用零IF时，可能会占用图像频带的干扰信号问题不复存在，因为在有用信号频带之外没有图像频带。信号链中I，Q的不平衡产生通常只会略微增加接收器噪声量的同频道图像。这种不平衡对接收器的相邻信道抑制没有限制，这样就很容易满足所需的35dB。
I和Q信号分量通过各自的高通和低通前置滤波器116，117。每个高通滤波器116含有一阶高通成分，它在信号中插入一个DC缺口，而每个低通滤波器117含有单一的低通成分，它以大的偏置频率使大的干扰信号的功率衰减(例如在UMTS标准中规定的60MHz和85MHz的阻塞干扰信号)。低通滤波器117之一的输出端处典型的频谱示于图2，在此实施例中该频谱具有一个DC缺口为200kHz宽。然后I和Q信号被各自的二级放大器AGC118放大，确保有用信号总是落在各自的∑-ΔADC120的可用动态范围之内。当有用信号频带内的总功率，包括干扰信号，超过预定阈时，每个AGC电路118只降低增益一级30dB。没有这一级的增益降低，ADC120的动态范围需要就会太大。
∑-ΔADC120将I和Q分量量化，产生一对数字位流。调制器120的时钟频率大约为UMTS码片速率(3.84MHz)的40倍，调制器120还包括重新分配量化噪声的回路滤波器，使量化噪声大部分集中在远离有用信号的频带之外的高频。数字信道滤波器122配置成可抑制该高频量化噪声以及在接收器输入端可能存在的其他信道的干扰信号。
噪声频谱图示于图3，在∑-Δ调制器120输出端的噪声频谱用实线表示，数字信道滤波器122输出端的噪声频谱用虚线表示。该频谱是在向调制器120以最大的驱动电平注入单音的测试条件下产生的。通过测量有输入音和无输入音时的总输出功率，就可验证每个ADC120的可用动态范围大约为77dB。
数字信道滤波器122通常是平方根上升余弦型，与基站用做传输的基带滤波器的特性相匹配。它们的长度应尽可能小以使功耗减小，但其长度又应足以确保符号间的干扰具有可接受电平及对干扰有足够的抑制。在这些滤波器中也进行数字化信号的抽选，使抽样速度降到大约为码片速率的8倍。在某些实施例中，每个滤波器可分离为若干级抽选。
在图1的系统中其余的基带信号处理与常规的CDMA接收器中采用的处理相似。搜索器124试图定位有适当编码的信号并将定时信息传送给瑞克(rake)接收器126，后者对经由多路径信道接收的扩展频谱信号进行去扩展、检测和组合。搜索器124和瑞克接收器126的输出再由数字信号处理器(DSP)128处理，产生含有解码的UMTS位流的输出位流130。此位流130然后可以按常规处理，产生适当的输出，例如声音或数据信号。
上述结构的高度数字化特性基本上不再需要模拟信道滤波器和AGC。如果考虑需要切换到GSM模式，这一点就特别有用。虽然这种结构对ADC120的性能要求很高，但该设计是可行的，且集成电路技术的进步也会有助于降低功耗。
进行了系统模拟以验证该结构能满足UMTS的性能要求。模拟输出的实例示于图4，表明原始数据位的误码率(BER)随着有用信号功率S(以dBm表示)的变化而产生的变化。在此模拟中，接收器的噪声量假定为8.5dB，而原始位速率为60kHz。当对于一项12.2kB/s的服务考虑9dB的编码增益的时候，结果表明在有用信号输入电平大约为-120dBm的条件下、即在-117dBm的UMTS规范内有用信号输入电平为3dB的条件下，接收器应达到0.1％的信息位BER。
现在考虑GSM模式。考虑到DC偏置和在前端混频器中产生的二阶互调产物所带来的困难，对GSM最好采用半信道间隔的低IF。这样就可以在复IF信号的I和Q信号信道中插入高通滤波器，使偏置和互调产物可被提取而不破坏信号调制。但是，该IF增加了复杂性，即为了抑制入射在接收器上的干扰、包括在有用信号频带内的相邻信道干扰信号(即在-100kHz)，信道滤波器和ADC均需为复数的。复数数字滤波器消耗的功率通常为一对实滤波器的两倍，且复数ADC的设计也比实ADC困难得多。结合UMTS模式工作提出的需要，强烈需要一种在两种模式下都能使用实信道滤波器和ADC的接收器。
能符合该要求的一种结构在申请人的同时待批的尚未公开的国际专利申请(申请人参考资料PHGB000156)中已有说明，并示于图5，该图GSM实施例的低IF接收器结构的方框图。前端使用正交下变频器，将输入的RF信号向下混频成半信道间隔的低IF(对于GSM，信道间隔为200kHz，故IF为100kHz)。这一部分的接收器与图1所述基本相同，唯一的区别在于本机振荡器112提供的频率不同。
经混频器108和110下变频后，包括I和Q信号的复合低IF信号进入图像载波抑制滤波器(IR)516，这是一个无源多相滤波器，可抑制在有用信号图像频带(即在-200kHz和0kHz之间)中存在的任何干扰信号。这种滤波器在例如Electric Communications，No.48，1973中M J Gingell的“利用序列非对称多相网络做单边带调制”一文中已有说明。无源多相滤波器可以用直接在硅上集成的RC网络来实现。图像载波抑制滤波器516传送在0kHz到+200kHz频带中的有用信号以及所有其他干扰信号。但由于消除了任何图像干扰，它就允许接收器中所有后续的滤波器是“实”的(即只处理I和Q信号之一)。由于滤波器516是无源的，它不消耗功率，对于有用信号而言，可以认为是无损耗的。
为了说明多相滤波器516的效果，将在滤波器的输入端和输出端检测可能的有用信号的频谱。图6示出在0dBm电平和100kHz的IF时，由随机数据位系列驱动的GSM信号的模拟输入频谱。该频谱是在存在有接收器前段产生的白色高斯噪声时的未失真GMSK(高斯滤波最小频移键控)信号的频谱。值得注意的是在负频率时信号中的功率仅比整个信号中的功率低15.9dB。与此相关的是这意味着即使多相滤波器516能够提取在-200kHz到0频带中的相邻信道干扰信号的全部能量，该接收器或任何其他GSM接收器都不能在相对于有用信号达到+15.9dB的干扰信号的情况下工作。幸好GSM规范要求接收器在相对于有用信号仅为+9dB的相邻信道干扰信号的情况下工作，在此情况下泄漏到有用频带的能量很低，完全可以得到可接受的信-噪比。
对于图像载波抑制滤波器516，意味着其提供的相邻信道的衰减不可能是接收器性能的主要限制因素。因此滤波器不必提供远大于20dB的衰减。一个适合的多相滤波器的频率响应实例示于图7。经这种滤波器滤波后，图6的有用信号频谱被改变成了图8所示的频谱。滤波器引入的不对称性明显可见，但若使用一个均衡器作为解调过程的一部分，该不对称就不足以引起BER的显著降低。
在图像载波抑制滤波器516之后，信号的Q分量已终结，而I分量继续通过高通滤波器116到单一的二端口∑-Δ调制器520。摘除信号Q分量的效果是取出有用信号能量的一半并将其折叠到频谱的负侧。这样，所述信号(与∑-Δ调制器520的噪声频谱相同)相对零频率对称，并占有400kHz的带宽。举例来说，图9示出从滤波器516(图8所示)输出的已去除Q分量的有用信号的频谱。该信号可使调制器520的变换效率达到最大。这是因为信号带宽现在与调制器520产生的量化噪声频谱中的缺口宽度相匹配，因而使ADC520的变换效率至少提高了3dB。
高通滤波器116滤除了前面的前端电路产生的DC偏置。对GSM应用的多相接收器的研究表明滤波器116的适合的截止频率为10kHz或更低，这就使接收器有足够的从大信号的过驱动效应中恢复的时间，而不会造成有用信号的严重退化。
调制器520的次序(order)和其时钟速度必须选择为能给出所需的噪声整形。在最小输入信号电平(目前为-108dBm)，在400kHz带宽(即-200kHz到+200kHz)范围内，信号-量化-噪声比必须为约17dB才能符合GSM对BER的规范要求。这一数字是从需要7dB的总信噪比和比前端噪声低10dB的量化噪声电平推算出来的。ADC的最大的输入信号是-23dBm的阻塞干扰信号。当考虑到灵敏度要求和干扰信号电平时，GSM所需的动态范围是一个难于得到的但可行的数值，大约为85dB。
ADC520的输出是一个含有有用信号和大量高频量化噪声的高速位流。输出信号由数字信道滤波器522滤波。该滤波器以等于∑-Δ调制器520的时钟频率的抽样频率运行，大约为GSM位速率的48倍。它具有低通频率响应，截止频率约为200kHz，从双侧频率轴来看，这类似于一个400kHz带宽的带通响应。滤波器522的频率响应的精确形状并不特别严格，只要它能提供足够的阻带衰减以允许对信号样值的抽取下降到大约1MHz的抽样速率(大约为GSM位速率270.8333kHz的四倍)。适当的频率响应示于图10。滤波器522起双重作用衰减除图像干扰信号(即在较低的相邻信道中的干扰信号，它由图像载波抑制滤波器516处理)外的所有到达接收器输入端的干扰，以及衰减调制器520产生的大部分宽带量化噪声。对有用信号的实量化和滤波比在已知的低IF接收器中使用的等效复信号处理更为有效。
滤波器522的输出端的信号典型频谱示于图11。有用信号的两半，以实线表示，位于零频率的两侧，由高通滤波器116产生的缺口分割开。图像干扰信号的剩余部分，以虚线表示，占有有用信号同样的频率空间，但由于图像载波抑制滤波器516施加的衰减，其电平很低。在-200kHz到+200kHz频带之外可能还有一些用点划线表示的残余的∑-Δ噪声以及由大干扰信号引起的功率，但这些信号很容易通过后续的滤波去除掉。
一旦信号的高频部分被信道滤波器522去除，IF信号就由下降抽样块(DS)524下降抽样(即，抽取)到抽样速率大约为GSM位速率的四倍。这就减少了再现有用信号的Q分量所需的处理资源和功耗。在一些实施例中，下降抽样可以和信道滤波结合进行，效率更高。需要使有用信号再次复合、以便于其频率从低IF完全转换回(或消旋转)零频率以及其随后为获取数据位的解调。
于是，在下降抽样后，信号通过一对FIR滤波器而变为复信号，第一滤波器526具有线性相位低通响应，第二滤波器528具有同样的响应，但它在通带的中间创建了一个窄的缺口，并插入一额外的90°相移(对负频率相移为+90°，对正频率相移为-90°)。第二滤波器528创建新的Q分量，进行等效于一个受时间限制的Hilbert变换，其缺口宽度决定其脉冲响应的长度。稍小于或等于前面的高通滤波器116产生的缺口宽度一般就较合适。
图12示出适当的第二滤波器528的典型频率响应，该具体实例是一个有276个抽头的FIR滤波器，缺口宽度为8kHz。第一滤波器526的主要作用是在I分量的通路中准确插入一个时间延迟、该时间延迟和第二滤波器528在Q分量的通路中插入的时间延迟相同。滤波器526和528的脉冲响应应具有完全相同的长度。第一和第二滤波器可设计成进一步抑制在信道滤波器522之后有用信号频带之外的残余的任何干扰。改变它们的截止频率实际上对滤波器526和528的长度没有影响，且有可能无偿的引入有效的额外滤波。截止频率的选择与滤波器526和528所需的抽样速度有关，但只要这个截止频率并不会产生任何严重的问题，它们进行的滤波就可减少做进一步基带滤波的必要性。
恢复有用信号的Q分量的效果是将其频谱的负半折叠回正侧，在此带宽减回到200kHz。所以信号中的总功率回到在图像载波抑制滤波器516输入端处的原来数值。功率密度增加了6dB。图13示出图9的信号在经过上述各处理步骤后的模拟频谱。应说明的是，在负频率处的能量是两个滤波器526和528的有限长度带来的结果，导致稍歉完善的图像抑制比。在大约270kHz处的突然截止是人为地在两个滤波器526和528中插入低通边沿的结果。
一旦Q分量已建立，I和Q信号进到消旋块530，被消旋到基带，其方法是执行与由信号源532提供的-100kHz复合音的复数乘法，该消旋将有用信号转换回到零中心频率。由于是数字的，故所述消旋过程是理想的。
在图5所示的实施例中，I和Q信号由各自的低通基带滤波器534滤波，其截止频率为80kHz。只有在滤波器526和528没有包括上述额外滤波时才需要低通基带滤波器534。滤波器534输出端的信号典型频谱示于图14，所示信号用实线表示，剩余图像干扰信号用虚线表示。如果图像载波抑制滤波器516的尺寸正确，那么，此干扰信号不会起什么作用。
信号然后由均衡和解调块(EQ)536处理，然后以270.833kHz的原始GSM位速作为输出538提供给接收器其余部分的数字信号处理电路。
进行了系统模拟以验证本发明的结构的作用。举例来说，图15是一个曲线图，示出利用已知的TU50信道模型(典型的城市型，最大速度为50km/h)测定有用信号功率范围S(以dBm表示)的BER的模拟结果。新接收器结构的模拟结果用实线表示，全部用复信号处理的基准多相接收器的结果用虚线表示。很明显，新接收器的灵敏度至少和基准多相接收器一样好。其它模拟也验证了新结构对于相邻信道和对于有较大频率偏移的信道都可提供所需的选择性。
对上述GSM模式实施例作一些改变，把信道滤波器522和复信号再现滤波器526、528组合到具有两个FIR滤波器的单一滤波块中。这种实施例需要较少的数字硬件资源，因为组合滤波块可以利用累计-增量调制器520的输出的位流特性。实际上，信道滤波器522和下降抽样块524的功能都组合在滤波器526，528中。
要测定滤波器526，528的所需频率响应，将滤波器考虑为对零频率有非对称响应的单一的复数滤波器更为简单一些，不要考虑互为Hilbert变换的两个实滤波器。利用标准的数字合成工具，可以设计出具有所需带宽和选择性的单一的实FIR滤波器。这样就可以通过加上+100kHz的偏移而直接获得复合响应。对偏移的频率响应进行倒相分立傅里叶变换就可获得实的和想象的脉冲响应。
图16示出经过少量设计迭代后得到的一对滤波器526，528的复合频率响应。所需衰减模板用虚线表示。该响应显示出从20kHz到180kHz的通带上有很小的波纹，其阻带衰减正好在模板界限之内、在±1MHz外的频率处超过100dB。这样的响应可允许滤波器526、528以最小的失真通过有用信号，对相邻和相间信道干扰信号加足够的衰减，并抑制∑-Δ调制器520产生的大部分高频噪声。
最后考虑组合双模式UMTS和GSM接收器。图17是按本发明制作的这种接收器的实施例的方框图。RF前端，直到混频器108，110都和UTMTS和GSM模式相同，主要区别在于需要UMTS和GSM频带各带一个带通滤波器104和低噪声放大器106，以及需要LO112能对混频器108，110提供两种模式的适用参考频率。
有用信号出现在正交下变频混频器108，110的输出端，UMTS信号占有零IF载频的-2到+2MHz的频带，GSM信号占有低IF载频的0到200kHz的频带。此处所示的实施例没有设计成处理两种模式的同时工作。
信号通过高通滤波器和低通滤波器116，117，如上述UMTS实施例一样。高通滤波器116在UMTS信号中产生一个缺口，但该缺口很小(一般不大于-10到+10kHz)，对UMTS信号没有什么影响。低通无源前置滤波器117以60MHz或更大的偏置衰减任何大的UMTS干扰信号。三级AGC放大器1618确保信号落入可用的ADC动态范围当接收器工作在UMTS模式时，两级提供图1中AGC电路的同样功能，即当信号电平超过预定电平时一步减少增益30dB；第三级是当接收器工作在GSM模式时，用来为后续的模数变换提供适当的信号电平。也就是需要第三级来补偿UMTS和GSM模式间信号电平差。
然后信号通过多相图像载波抑制滤波器516。对UMTS模式不需要该滤波器，因此可以旁路掉。但对UMTS信号造成的损坏可能不会严重，这时滤波器516可以保留用于两种模式，从而省去一些信号切换。然后I和Q信号通过各自的累计-增量调制器1620，120。Q调制器120和上述UMTS实施例中的相同，仅工作在UMTS模式。I调制器1620必须为两种模式重新配置。在UMTS模式，回路带宽和时钟速度的适当数值分别为20MHz和153.6MHz，而在GSM模式，它们分别为3MHz和26MHz。实际上，使ADC1620、120完全相同更好，以避免在UMTS模式时I和Q信道处理中的差异。
数字化后，得到的一个或多个位流通过各自的组合信道和抽取滤波器1622，这些滤波器可以通过ROM1623中的设置对UMTS和GSM模式编程。在GSM模式，滤波器1622也执行复信号再现。开关1621(此处所示为GSM模式位置)安排信号的正确路由。其余的数字信号处理按上述各模式的方式进行。
可以看出，两种模式的模拟和数字硬件有很大一部分是相同的，该相同部分1600在图17中围在虚线之内。两种模式的数字基带信号处理块大不相同，因为涉及到不同的解调过程。但该过程的软件成分可以配置成运行在共用的DSP平台上，这样可进一步增加共用电路的数量。
下面将指出，在上述实施例中一些功能块的位置可以在本发明的范围内加以改变。例如，在图1的实施例中，高通滤波器116和低通滤波器117的位置并不重要。同理，图5中高通滤波器116同样可以位于图像载波抑制滤波器516之前。再举一例，信道滤波器522，向下抽样块524和复信号再生滤波器526、528可以合并成单一的功能块，可节省一些数字处理硬件，如上所述。
本发明的接收器结构是针对双模式UMTS/GSM接收器(其中IF在0和100kHz间切换)而作的说明。但该结构可以适用于许多其他双模和多模组合CDMA、TDMA和FDMA应用。可能的组合包括IS95、CDMA2000、IS136、AMPS和PDC1900。
权利要求
1.一种能工作在零IF和低IF的无线电接收器，它包括无线电频率信号的输入端；连接到所述输入端的正交下变频装置，用以将无线电频率信号变换为中频并产生同相和正交中频信号；用于处理所述同相和正交中频信号、以便提供滤波后的同相和正交中频信号的复合滤波装置；以及第一和第二模数变换装置、用以将每个所述同相和正交中频信号数字化，其中，提供响应于工作在所述低IF模式的所述接收器的装置、用以禁止所述第一和第二模数变换装置之一的工作；提供低IF数字信号处理装置、用以处理单一数字化信号、以产生所述低IF模式的解码数字输出数据；提供零IF数字信号处理装置、用以处理同相和正交数字化信号、以产生所述零IF模式的解码数字输出数据。
2.如权利要求1所述的接收器，其特征在于所述复数滤波装置包括多相滤波器。
3.如权利要求1或2所述的接收器，其特征在于所述复数滤波装置是无源的。
4.如权利要求1至3中任一项所述的接收器，其特征在于提供响应于工作在所述零IF模式的所述接收器的装置、用以断开所述同相和正交信号通路的所述复数滤波装置。
5.如权利要求1至4中任一项所述的接收器，其特征在于所述模数变换装置包括∑-Δ模数变换器。
6.如权利要求1至5中任一项所述的接收器，其特征在于所述模数变换装置工作在多个不同的时钟速度。
7.如权利要求1至6中任一项所述的接收器，其特征在于所述低IF数字信号处理装置包括用以将所述数字同相和正交信号转换到基带的消旋装置。
8.如权利要求1至7中任一项所述的接收器，其特征在于所述低IF数字信号处理装置包括用以处理所述数字化信号以产生数字同相和正交信号的信号产生装置。
9.如权利要求8所述的接收器，其特征在于所述信号产生装置包括第一和第二低通滤波器；以及加在通过所述各滤波器的信号上的相移相差90°。
10.如权利要求9所述的接收器，其特征在于所述滤波器具有线性相位特性。
11.一种包括如权利要求1至10中任一项所述的接收器的集成电路。
全文摘要
一种无线电接收器可配置成在低IF和零IF模式下工作，并最大限度再利用模式间的模数变换电路。该接收器包括正交下变频器(108，110，112，114)，用以产生中频的同相(I)和正交(Q)信号；以及复合滤波器(516)，用以进行图像载波抑制滤波。在低IF模式，滤波器(516)的输出之一(Q)被终止，另一输出(I)由非复数ADC(520)数字化，然后该数字信号被滤波和抽取。然后再重新产生与正交有关的IF信号、进行下变频和解调。在零IF模式，滤波器(516)的两个输出均数字化和并行处理，然后解调。由于可以对非复信号在低IF下作模数变换和信道滤波，所以可以只用两个非复数ADC(120，1620)。从而避免了电路重复，并大大节约了功率。
文档编号H04B1/16GK1419745SQ01807053
公开日2003年5月21日 申请日期2001年11月16日 优先权日2000年11月24日
发明者B·J·明尼斯, P·A·穆尔 申请人:皇家菲利浦电子有限公司