专利名称：一个双向寻呼系统及设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子地提醒使用便携装置的人以及发送短消息，例如要被拨打的电话号码，到这些装置。这一短消息单向无线通信被称作寻呼。
背景技术：
传统的寻呼系统是单向通信系统，其中便携装置只包括一个接收器。但是，寻呼系统正面临来自双向蜂窝电话系统的不断增长着的竞争，由于最近的蜂窝电话既小，又价格低廉，且能提供长寿命电池和话音通信。因此寻呼业务市场正通过将注意力移向双向通信业务来对此竞争作出反应，比如网络中的短消息业务或语音信箱，这些业务要被触发以重现由寻呼单元中央存储的消息，由此迫使反方向通信，即从寻呼单元到网络通信。
不过，在提供从寻呼单元到基站的反向通信中有许多技术问题。寻呼广播发送器通常都是高功率的，例如100到200瓦，以补偿通常贴近用户身体携带的寻呼接收器天线的低效率。这样寻呼机提供的反向通信能力就被对于接通反向链路的同样高发送器功率的需要而严重妨碍了。
传统的系统确实用比前向，例如从基站到便携单元方向低得多的便携发送器功率提供从便携单元到基站单元的双向无线通信。一个陆地移动无线系统，如由爱立信公司在Lynchburg，Virginia制造的EDACS系统就是这种系统的一个例子。在这些传统系统中，反向链路通过提供多重的，分布式的，基站接收节点被接通，这样从一个便携单元到最近的接收点的范围比从基站发送器到便携单元的范围要小得多，这样就允许便携发送器功率比基站发送器功率低的多。但是，提供多重发送器站点是昂贵的。
传统的系统也包括从便携单元到一个基站单元双向通信的例子，使用比用于前向的低的功率，不用比固定的发送器站点数要多得多的固定接收器站点。蜂窝电话系统就是这种系统的一个例子。每个站点，称作一个小区站点，包含至少一个发送器和至少一个接收器。这样所有站点既是发送器站点又是接收器站点。为了使得便携单元在同样距离内通信时使用比基站单元低的功率，固定的接收系统通常利用两个空间分开的接收天线提供空分接收。这就在当信号遇到瑞利衰减时提供7dB的增益，使得便携单元的功率在原则上比基站功率低五倍。
传统的蜂窝系统也包括在基站使用定向天线。典型地，基站天线包括三个定向天线被以120度的间隔围绕一个天线柱放置，每一个覆盖三个120度扇区或小区。一个被分区的蜂窝系统可以被看作将三个相邻的小区的基站站点收集在一起，然后这些小区从它们的公共边界而不是它们独立的中心受到辐射，这样节点数就减少了三个从而节省了实际的地皮费用。基站必须服务的额外通信距离。(例如从小区边缘到小区边缘而不是从中心到边缘)。通过120度扇区天线比中央辐射情况下的全方位天线的额外直接增益被提供。因此蜂窝系统中的分区化是减少实际地皮费用同时提供同样性能的一种方法。
被用于服务一个特定的移动电话的天线方向或扇区在呼叫建立时被确定并且由于一个电话呼叫的持续时间相对较长，可以得到足够的时间用来建立要被使用的扇区。在蜂窝系统中，同一天线方向既被用于发送也被用于接收。不过，这一解决方案对于要在整个360度方位角上广播寻呼消息的寻呼系统是不起作用的，在该360度方位角内一个便携单元可以被定位且该系统事先并不知道在发送或接收时采用什么天线方向。在一个寻呼系统中，一般消息都太短了以致于不能够执行类似与用在一个蜂窝电话呼叫中的呼叫建立过程，使得天线方向性被正确选择以为呼叫服务。
上面包含的做参考的原专利申请公开了利用天线阵增强接收天线方向性的方法和系统。原申请也公开了使用由基站接收器站点的移动发送器发送的已知的符号形式，以确定最佳系数以此来自于天线单元的信号能够被合并以增强接收。而且，这些申请也描述了使用接收到的信号去判断阵单元间的相位和幅度误差，并去更正长期的错误。下面将进一步展开讨论这些技术以克服传统寻呼系统阻碍实现双向寻呼系统的不足之处。
发明内容
这些及其它的缺点、限制和问题通过本发明被克服了，作为本发明的一个目标是在仍然允许便携单元发送功率大量降低的同时，减少对于多重接收器站点的需要。根据本发明的示范实施方案的双向寻呼系统包含小的，便携的，电池供电的寻呼单元，其中的每一个都有一个接收器部分，一个发送器部分和一个控制部分。控制部分有一个低功率定时器用来控制接收器的断电和上电，这样接收器就只在小部分时间是活动的以节省电池能量。当上电时，接收器接收一个信号并处理它以对地址解码。一旦成功地将地址解码，接收定时指示就被输出到控制部分，控制部分随后又激活发送器使其产生一个有与接收定时相关的确定定时的确认信号。确认信号可以是，例如，一个根据接收到的消息比特计算得出的循环冗余校验(CRC)码，但也能够提供进一步的信息随之而来的指示。
根据本发明的寻呼网络包含可以与寻呼发送器站点一起或分开的接收器站点的网络。每个接收站点都能包含一基元定向天线阵，其信号可以被共同处理以提高接收概率。来自于天线单元的信号在发送一个寻呼消息之后的某一时间被抽样，以捕获一个确认信号。如果接收与发送采用同样的频率，则在接收定时窗口中基站发送器可以被禁止。
被抽样的信号被数字化并被存储在存储器中，然后被一个数值处理器处理以试图检测到确认。例如，处理器能够估计对应于确认起始的抽样值在存储介质的哪个位置的不同假设(即到达时间假设)；确认被接收到的方向的不同假设(即到达方向假设)，以及确认被发送所用的无线频率的不同假设(即频率假设)。作为频率假设的替代，通过利用在寻呼接收器接收到的信号上测量的频率误差更正该频率可以避免便携寻呼机装置中频率的不精确性。
在阅读了下面与图一起的详细描述后，本发明的这些与其它的特征、目标与优点将更容易被理解。
图1是根据本发明的一个示范实施方案的寻呼机的一般方块图；图2是根据本发明的一个示范实施方案的一个接收器的方块图；图3举例说明了根据本发明的一个示范实施方案的一个示范的被解码的数据格式；图4是根据本发明的一个示范实施方案的一个发送器的方块图；图5(a)举例说明了根据本发明的一个恒定包络OQ PSK的一个示范无线信号的复数矢量表示；图5(b)举例说明了一个示范的Q分量波形；
图5(c)举例说明了一个示范的I分量波形；图6描述了一个示范的天线结构；图7表示图6中天线的补片的示范连接；图8是根据本发明的一个示范实施方案的一个用于接收到的信号的基站的信号处理信道的方块图表示；图9表示根据本发明的一个示范实施方案的一个圆阵和共阵处理；图10描述了经柰奎斯特相位滤波的恒定包络OQ PSK；图11描述了一个GMSK波形；并且图12举例说明了根据本发明的一个示范实施方案的分扇区处理的例子。
具体实施例方式
图1说明了实现本发明的寻呼机的示范简图。天线10通过一个发送-接收天线开关11被交替地连接到接收器部分12或发送器部分13。开关11可以例如使用PIN二极管和已知的技术构造，以此PIN二极管除了当单元被置在发送方式外，不消耗电流。或者安排PIN二极管除了当发送器或接收器被操作时外，不从电池获取电流是可能的。
应当理解寻呼机中一个重要的设计问题是当寻呼机处于备用态时消耗电池最小化。为了达到此目的，寻呼机和寻呼网络被设计为不要求便携单元连续接收，但要配合去定义一个重复帧周期中的一个时隙，其中总是发送对于一个特定寻呼机的寻呼。然后寻呼机可以在帧周期的大部分时间关掉其接收器或进入“睡眠态”以节约电池能量。睡眠态下唯一保持活动的电路系统是由一个用来确定何时寻呼机要被叫醒去检查寻呼台对于一个可能包含其地址的消息的发送的低电流振荡器驱动的低功率定时器。这一定时器(在图1中未表示出来)在控制部分14被提供，该控制部分在需要时发出上电控制信号给接收器或发送器电路。
当接收器12或发送器13要被激活时，需要保证接收器或发送器在正确的无线信道频率上工作的频率精确度通常要高于控制部分14的低功率定时振荡器所能提供的。这样的低功率振荡器，类似于那些用在电子手表芯片中的，一般都使用一个精度为100,000分之几的32kHz晶体。但是，在一个操作频率为500-1000MHz的发送器或接收器中，这转化为一个通常不可接收受的好几十kHz的频率误差。为了获得可接受的无线频率精度，一般需要使用一个高一些频率的晶体，在10MHz范围内，它有一个被设计为保证高温度下稳定性的特定切割角度，即一个AT-切割晶体。但是这样一个振荡器不断消耗电池中不希望的高电流并且在理想情况下本身除了在发送或接收期间以外应被断电。而且，在被上电时，由于高稳定性晶体的高Q因素，这样一个高稳定性晶体能够用几十毫秒达到稳定操作状况。另外，可以提供一个低功率备用定时系统，它不使用一个外部32kHz晶体进行操作且在给接收器的其余部分上电之前发出一个预上电命令给高稳定性振荡器，以便给振荡器用来稳定的时间。而且，可以完全制作在一块集成电路芯片上的低精度，非晶体振荡器，被对照高精度振荡器16在每次上电时校准，这样定时器在下一个上电周期前必须进行的计数次数就可以被重新计算了。控制部分14也连接到一个人机接口(MMI)15。MMI是用于使用户与一个电子或机械设备交互的耳机，麦克风，蜂音器，显示器和键盘的通用术语。典型地，一个寻呼机MMI包含一个喇叭，一个显示器和一个或两个按钮。显示器能够显示正在呼叫用户的一个电话号码，或者甚至用户消息借助于，例如，右/左或上/下按钮滚动显示的长一些的文本消息。
根据本发明，控制部分14也有一个与发送部分13的接口。当控制部分在其接收时隙中检测到其地址并接收到一个消息时，控制部分就电子组装一个确认或准备的应答并启动发送器部分来发送该应答。为了减轻基站接收器检测应答的任务，控制单元最好在接收到寻呼消息后一个预先确定的时间延迟发送应答。要求预先确定的时间延迟不大于接收器在接收到最后一个消息比特后验证其地址所需的时间加上将发送器调谐所需的时间，例如2毫秒到10毫秒。
根据本发明，寻呼机没有被寻呼也可能开始发送一条短消息。在这种情况下，控制部分14在寻呼机本身的时隙中无论该寻呼时隙是否包含寻呼机地址，在接收到一条消息后的一个预定时间都会激活发送器部分13。当另一个寻呼机正在响应时允许寻呼机发送其消息，或这种寻呼机发起的发送只有在接收时隙包含一个空闲指示时被允许。而且，一个分开的接收频率信道可以在基站提供而相应的可选发送信通在寻呼机单元提供，用于给不响应寻呼机本身地址的检测的寻呼消息或自发消息发送一个确认。另一个系统选择是，只在接收时隙包含一个不同寻呼机的地址时，使用另外的频率信道发送自发消息，并当接收时隙包含一个空闲指示时使用基本反向信道频率。基站网络能用一个对接收到这样一个自发消息的确认进行响应，而寻呼机，在没有接收到确认时能够继续重复发送直到成功。
根据本发明的另一个简化的系统选择方案包含前向和返回链路使用相同频率。通过安排寻呼单元用与从基站接收的一个定时标记相比相对精确的发送突发定时作响应，网络能够在期望的回答窗口关闭其发送器以从寻呼机接收低功率响应。所有上述选择方案都被认为是在附加的权利要求中规定的本发明的范围和精神之内。
图2说明在便携单元中优选的寻呼接收器实现的更多细节。从T/R开关11接收到的信号经一个天线滤波器20进入，除去强的带外干扰信号。滤波后的信号进入一个低噪声放大器21和正交下变频器22与23，其中放大的信号与来自于频率合成器35控制的正交振荡器24的余弦和正弦信号混合。集成电路芯片可以被做成完成所有所谓的“前端功能”，即那些由元素21，22，23和24在单独一个芯片中完成的。
前端芯片的输出包含两个称作I和Q的基带信号。I，Q信号在活动滤波器25和26中被低通滤波并在基带放大器27和28中被放大。由于信号能够被寻呼机在一个大的动态范围内的任何地方接收，所以在处理中的这一点所需的放大量是不知道的。不过，放大量应当被限制以避免信号太强引起饱和。而且，由于图2所示的接收器是一个零拍接收器，它受混合器22和23及放大器27和28的输出端的高DC偏移的影响，该偏移进一步限制了在不会饱和下能使用的放大量。这些偏移的出现不只来源于实际电路的不平衡也来源于从它自己的本地振荡器24接收信号的接收器，它在一个零拍接收器中，典型地在所需的接收频率信道的中间，产生相关干扰。DC偏移的问题可以按这里作参考的Paul W.Dent的题目为“DC偏移补偿”的美国专利No.5,241,702中描述的那样被减小。正如本发明中更详细讨论的，DC偏移的问题通过使用电容器29和30对I，Q信号求微分，然后使用双信道A到D转换器31将被微分的I，Q信号数字化来解决。一种A到D转换技术可以被使用，它采用压扩式增量调制，包含I，Q信号的微分。
微分及数字化的I，Q信号被从A到D变换器31传送到数字信号处理单元32，它构成与用来实现控制部分14的CMOS集成电路相同的部分。信号处理单元在内存33中存储数字化及经微分的I，Q信号，然后重新调出这些信号用于脱机处理。但是存储的每个抽样值都是在相对由参考晶体振荡器16驱动的控制单元14中的主控时钟精确的已知时刻被接收的，主控时钟控制AD转换器31将抽样值数字化的起始时刻。这样脱机信号处理不会引起信号的实时特点的信息丢失。这一信息被保留，以使能够触发发送器13在接收到的消息中检测到一个特定符号或信号形式后的某一时间发送一个应答。
信号处理32主要包括使用开始被置为0的I与Q数字累加器重积分数字化的I，Q信号以恢复它们原来的特性。信号处理也可以包括估计重积分信号中的一个偏移误差和根据上面包含的美国专利No.5,241,702补偿此偏移误差。此外，在重积分信号中系统的向上或向下倾斜可以被补偿。然后被补偿了的信号被数字解调以抽取被发送的数字数据，数据被用任何一种已知的数字调制技术如二进制FM，MSK，GMSK，PSK，QPSK，OQPSK，Pi/4-DQPSK，QAM或其它技术所调制。
在处理了上面所描述的接收到的信号后，被解码的数据被以例如图3中所示的形式存储到内存中。在那里一个到达时间字40指示了内存缓冲器33中的样值数字，被认为包含接收到的消息中一个特定比特的开始。这也许正好是地址部件42的第一个比特，例如，以其编码形式。编码形式中的地址可能包含比其解码形式中的地址要多的比特，这是由于使用了用于发送的误差校正码，它通过增加冗余扩展了比特个数。而且，被扩展的编码比特数可以被交织并被以非时间顺序发送以提供抗衰落或非高斯噪声的保护。不过发送格式(包括交织格式)是接收器事先已知的，以便地址的第一位编码比特可以在接收到的信号抽样流中被找到。到达时间字40在由控制部分14触发的AD转换信号开始后，以抽样计数表示消息中特定的标记被检测到的时间。同时，控制部分14中的实时计数器继续增加，这样在这个标记被接收到后的一个给定时间，这一将被达到的数值可以通过将到达时间字加上计数器起始状态并加上接收到发送开始的标记后的预定时延进行计算，其结果被与滚动计数器相比较并且当获得一致时，发送器就被激活去发送确认。
图3表明存储器中也包含一个频率误差字41。这个值是由数据解调器产生的，它被用在解调算法中去补偿由基站发送的频率和便携单元的频率参考之间的频率误差。例如，这个值可以代表在接收到的，编码的消息比特上计算的每比特的相位漂移。这个误差值可以被发送器部分13用于在发送确认之前校正便携单元的参考振荡器的输出频率。在示范实现中，频率误差字被用于，在每次接收中，去更新加到参考振荡器16上的校正值，例如借助于控制通过晶体的变容二极管(未标出)的一个DA变换器。不过，如果睡眠周期为几分钟而不是只有几秒钟或几分之一秒钟，在每次接收后就可能有重大的频率改变，那么在接收情况下可估计的校正应在发送之前被立即提供，并且这可以通过利用例如一个有五个频率等级的分步-N发送频率合成器去预校正在所需方向上的发送信号频率来实现。
图3中存储器格式中的其余部分包含接收到的消息，该消息包括与寻呼机本身地址相比较的地址42，一些其它数据43，例如被呼叫的电话号码，和一个CRC校验码44。CRC校验码44是在发送器根据地址和其它数据位计算出的一些比特并在接收器方以相同方式被重新计算。如果被重新计算的形式与被解码的，存储的形式44一致，则消息就被认为已被正确解码了。如果一个被正确解码的消息包含寻呼机本身的地址，则一个确认将被与基于到达时间字40的发送定时一起发送。
图4表明实现本发明的一个示范发送器的方块图。一个发送功率放大器50被由合成器35控制的发送振荡器51驱动，为了经济起见，该合成器可以与用于接收器部分12的频率合成器芯片相同。功率放大器50和发送振荡器51可以被组成为一个单独模块52。发送振荡器信号而不是用于发送器目的的接收振荡器信号被提供给频率合成芯片35。尽管这一连接在图4中只是被大概说明，即通过一个从发送振荡器51到频率合成器35延伸的箭头，它可以，例如包含合成器芯片35上的两个输入(即用于接收振荡器信号的一个和用于发送振荡器信号的一个)，其中每次只有一个是活动的。此外，一个象T/R开关11的开关可以被用于将信号切换到合成器35，或者发送振荡器信号可以通过接收芯片36中的一个缓冲器选择路由，接收芯片在接收方式下将选择接收振荡器24选路到合成器芯片35以及在发送方式下选择发送振荡器51选路到合成器。优选地，接收功能36，发送功能52和T/R开关11都被集成在一块组合的发送/接收芯片中，这样可避免与在它们之间传送的信号相关的管脚连接。提供一个环路滤波器34以减少VCO控制线上的寄生信号，同时允许合成器在接收和发送频率之间快速重调。这样的一个合成器在这里被引入参考的美国专利No.5,180,993中被描述。
分配给寻呼机的发送频率可以与接收频率不同。确认频率信道甚至可以在一个不同的频段，例如UHF用于接收及VHF用于发送。不过合成器芯片35足够灵活可以被编程去控制一个与接收频率基本不同的发送频率。
不过，在从控制接收频率到控制发送频率的切换中，允许有某段时间对合成器重新编程并允许新被控制的振荡器频率设置在一个所需的频率上。可以利用例如在这里引入参考的美国专利Nos.5,095,288和5,180,933中描述的技术去获得一个快速设置时间，并且这些技术可以在Philips公司制造和出售的UM1005合成器芯片中实现。一个快速设置时间在最小化接收和发送方式间的延迟时是有用的，在此时间内要从电池获取能量。
在确定寻址到一个寻呼机的信号的接收和发送确认之间的延迟时的另一个因素是，信号处理延迟和接收器所需的用于检查CRC并验证其本身的地址是所接收到的消息的一部分的时间。完成这些功能的硬线逻辑从能量消耗与时延方面看都是可取的，但另外它们可以用一个可编程数字信号处理器或装有恰当程序的微处理器去实现。
这样，接收器检测到一个有效的消息后，发送器激活序列包括，例如激活发送振荡器；从接收向发送传送合成器控制功能；将天线从接收器向发送器转换；将发送功率从0变换到最大值；等待允许变换瞬态及合成器稳定；将数据调制用于发送信号；将发送器功率从最大值变换到0；将天线从发送转换到接收；关掉振荡器；关掉合成器，及参考振荡器并使所有电路返回睡眠态。
在上面的序列中，数据调制被用于发送器的高功率周期应当与在可用带宽内传送有用的信息比特数所需的时间一样短。数据发送周期应当在任何情况下对于1GHz范围内的一个发送频率都小于1ms，以避免当寻呼机被以高达100kM/Hr的速率移动时，由快速衰落所引起的传送周期上传播路径相位或幅度的重大变化。假设一个25kHz信道带宽，通过使用一个频谱有效的二进制数字调制如偏移QPSK，可以支持一个约32kB/s的比特率，这样就允许发送一个32位的确认。这可以是在接收到的消息上计算到的CRC校验的速率1/2，块编码形式，它向基站证明消息被正确接收。而且，只有65536分之一的机会，基站接收器接收到的噪音会被错误地认为是接收到了一个确认。最好是将这一确定被发送的比特数及阻止发送突发长度的进一步减小的概率最小化。
一个可产生任何所需调制的数字数据调制器在例如，这里引入参考的，1994年9月14日递交的序列号为08/305,702，标题为“有综合分布的RC滤波器的正交调制器”的美国专利申请中被描述。如果如前所述的被集成到一个单独的，组合的发送/接收芯片中，则这样的技术对用于寻呼机中是一个经济的选择。另外，一个简单些的称作恒定包络OQPSK的调制技术可被采用，它不使用这样一个调制器芯片而是在频率合成器35中形成，现在将对其进行描述。
图5(a)-5(c)表示恒定包络OQPSK调制的信号图。无线信号的复合矢量值被限制只围绕图5(a)中的恒定半径圆运动并且经历与偶和奇比特周期有关的八种转变。
在偶比特周期中，由I比特携带的信息比特是静态的而由Q比特携带的信息比特是相同的或者有变化。由于I比特可以是在0或1上静止的且Q比特可以是在0或1上静止的或从0变到1或从1变到0，这就为偶比特周期定义了八个可能的信号波形变换。不过在以此变换中的Q波形与I比特为0或1是无关的，所以在图5(b)中说明的周期内有四种可能的Q波形。
在奇比特周期中，Q比特在0或1上静止，而I比特从0到1或从1到0转变或保持不变。这导致了I信号在一个奇比特周期上如图5(c)所示的四种可能的轨迹。由于I与Q的平方和一直都与圆的恒定半径相等，则当I改变符号时，它经过0和Q的幅度在此时从1/root(2)增加到1。同样，若Q改变符号，经过0，则I的幅度在Q经过0时增加到1，以使平方和仍为1。
OQPSK信号可以通过使用一个匹配滤波器被解码，该滤波器将接收到的I和Q波形与对于不同比特序列所期望的波形相关，并且选出最相关的序列。不过，在偶比特周期的中间对I波形抽样并在奇比特周期的中间对Q波形抽样的方法可以被使用，抽样值的符号产生由调制所带的数据信息。
由于信号的幅度(由图5(a)中的圆半径表示)是保持恒定的，所以只有矢量的相位角变化并且这也可以通过瞬时频率漂移与相位变化速率相等的关系与一个频率调制波形相等。使用ARCTAN函数将I，Q波形变换为相位波形，然后对那些波形微分就会产生频率调制函数。频率调制波形有三个重要的值，-B/4对应于在一个比特周期上90度的顺时针相位变化，+B/4对应于一个比特周期上90度的逆时针相位变化，或0对应于在一个比特周期上不会产生相位变化的两个连续的相同I比特和两个连续的相同Q比特的。然后由这三个值组成的频率调制波形被用于一个低通滤波器去平滑变换，以在一个被分配的无线信道内提高信号能量的频谱容量。一个恰当的滤波器可以是，例如，一个有附加的X/sin(X)项用于在频率域中进行波形整形的升余弦柰奎斯特滤波器。提供附加的X/sin(X)项是由于在一个比特周期上的相位变化是一个比特周期上频率波形的积分，其数学操作等价于一个X/sin(X)滤波器。这样，如果频率波形被一个柰奎斯特滤波器滤波，则相位波形将被一个柰奎斯特滤波器滤波加上一个额外的sin(X)/X滤波器滤波。这样就通过使用反向的，即一个X/sin(X)滤波器而将Sin(X)/X滤波器去掉了，留下相位柰奎斯特滤波的波形。柰奎斯特滤相位波导致相位通过比特周期间隔上的点(±1±j)的相位，如图10所示，下面将对此更详细地描述。
这种调制所产生的波形与用其它恒定包络调制如Gaussian最小移频键控(GMSK)紧密相关，GMSK这种调制方法被规定用于泛欧GSM数字蜂窝系统。图11中表示了一个GMSK波形，下面将对它进行更详细的描述。当然，任何一种调制方法都可以被用于实现本发明。
经过低通滤波后，频率调制函数就是一个连续波形。用连续波形的频率调制可以通过将波形提加给一个电压控制振荡器(VCO)而完成。不过，当振荡器的调整灵敏度不够精确时，产生的相位变化的速率将不精确，这样在一个比特周期内相位将旋转太多或太少，导致相位逐渐偏离所需要的信息表示值。另一个问题是频率合成器35将试图校正导致另一个错误源的调制对于VCO频率所做的频率变化。
这些问题可以利用频率合成器的两点调制去解决，中调制被用于VCO，同时控制比特被用于合成器逻辑以表明调制是否要求+B/4，-B/4或0的相位变化速率。以这种方式，合成器控制回路就被保护不与调制竞争而是配合产生所需的相位改变。例如，在这里引入参考的美国专利No.5,180,993中公开的一种分步-N合成器可被使用。下面，根据本发明的示范实施方案将讨论接收到网络对来自于低功率寻呼机的回答的检测的基站。
图6说明了一个示范的用来提供垂直射线宽度压缩以及大约5dB的水平方向系数的垂直直排补片天线阵。当然，所说明的尺寸是示例性的。双极化补片天线与电介质条状线相位及连接线一起被印制在长印制电路板上靠着。印制导向补片的一个后部接地面和一个可选面(由图6中的虚线表示)上操作的每个补片60可被安装在驱动补片之前以提高方向增益及减小射线宽度。
这样每一个这样的直排天线阵都提供两个输出，例如，一个输出对应左旋圆极化接收的波，且另一个输出对应右旋圆极化接收的波。低噪声前置放大器与排除强带外干扰信号的带通滤波器一起被包含在印制电路板上靠近阵单元的地方，以减小线损失。完整的组件被封在一个无线可穿透的，耐腐蚀的管子59中。
图7给出了天线单元之间的内部连接形成直排天线阵的更多细节。一个补片60可被偏心安装在两个位置，即，那些被连接到线66与67，相对于中心90度分开以提供正交线性极化的补片。正交耦合器61将两个线性极化信号输出耦合以形成圆极化信号输出。带通滤波器62和63去除不需要的会降低低噪声放大器64和65的灵敏度的信号，比如一个工作在不同频率上的强的附近的寻呼发送器。
图8说明了一个合适的接收器信号处理信道的一部分，该信道可能被连接到图6和7中的天线的前置放大的输出的任何一个。如果需要的话，还可提供一个带通滤波器70，以衰减不需要的信号并在镜像干扰抑制放大器/混合器芯片71之前。芯片71使用一个外部提供的第一本地振荡器(LO)频率将接收到的信号下变频到一个第一中频(IF)。第一LO对于所有的接收器信道都是通用的，以在第一IF输出之间保持一个固定的相位关系。然后第一IF信号在IF滤波器72中被滤波，以产生一个对于从寻呼机接收应答最佳的信道带宽。利用一个公共第二LO的进一步的放大和第二下变频在IF芯片73中发生。一个合适的IF芯片是，例如，由Philips公司制造的SA637，在美国以前被称作Signetics。IF芯片73有两个第二IF放大器块并提供在其间插入第二IF滤波器74和75，以提高对于相邻信道信号的选择性。IF芯片也提供一个箝位的第二IF输出，以及称作RSSI的与瞬时信号幅度的对数成正比的信号。这些输出信号被送入对数极坐标数字转换器76，转换器的功能，参照例如，这里引入参考的题目为“对数极坐标信号处理”的专利号为5,048,059的美国专利中公开的内容。对数极坐标数字化方法提供了代表在连续时间点被接收到的信号复合矢量值的数字抽样值序列。数字抽样值包括代表矢量的瞬时相位角的比特和代表幅度的对数的比特。可以看到，这种形式对于将相位旋转和幅度定标用于不同天线的输出以达到将信号组合提高接收方向性的目的是有吸引力的。图8中的接收链也可以被包含在天线阵的印制电路板上并被放置在抗腐蚀的管子中。在这种情况下从天线的输出以对数极坐标形式代表左旋圆极化波的复数的一个数字流及代表右旋圆极化的另一个流。这两个数据字流也可以被复合成一个流以节约线，且甚至通过光纤被转送到位于天线柱下面的一个中央处理点。图9表示，例如，八个这样的共线天线阵80被放置在围绕天线柱相等角度的间隔上，它们的输出对数极坐标流被连接到一个中央信号处理单元81。际上，可使用诸如16，32或64的大量天线阵。
当一个信号波前从一个特定角度落到天线阵上时，共线天线阵80的不同部分将接收到不同强度的信号，这取决于相对它们的波束中心方向的到达角度以及以不同的相对相位接收，这取决于到达的角度及天线的位置。本发明的一个特点是独立的信号处理信道，比如在图8中所表示的不需要被相位匹配。不论信道间存在什么相位差别，对于每个可能的到达方向都会有唯一的一组被不同天线接收的信号的相对相位和幅度。通过自适应它确定这些特性相关的相位和幅度，信号处理单元81就知道如何将来自于每个天线的信号与其它的合并起来，以增强在任何一个和所有方向上的接收。这种自适应学习的方法是如何进行的将在后面描述。
典型地，如果每个天线已经有一个受限制的水平波束图，例如，稍微在120度扇区之外，则只有1/3的天线将从一个给定的方向有效地接收到一个信号。例如，在一个八个天线的系统中的天线1，2和3会从正北(即0度)有效接收一个信号；天线2，3和4从东北接到一个信号；天线3，4和5从东边接到一个信号，等等。为了增强从，例如，北边的接收，来自天线信号处理链1，2和3的信号将在相位上被合并。
每个信号包括一个合有对数幅度L(i)和一个相位PHI(i)的对数极坐标复数抽样值的流。相位值是长度为，例如，八个比特的整型二进制数，并且当模256运算被与在模2π方式中的相位加或减同样的方式使用时，整形数将会卷绕。因此，通过将调整值THETA(I)字节宽度相加到PHI(i)，信号的相位将被改变。
相乘的幅度换算也简化为在对数域中将一个换算值S(i)从对数幅度L(i)中整数减去。形成信号1，2和3的相位的和加权的形式用于累加，信号处理单元将有形式L(1)-S(1)；PHI(1)-THETA(1)L(2)-S(2)；PHI(2)-THETA(2)L(3)-S(3)；PHI(3)-THETA(3)使用简单的整数二进制减法器。
然后这些被修正的对数极坐标复数将借助于反对数和cos/sin查找表被转换成Cartesian形式，关于查找表的讨论在前面提到的美国专利No.5,048,059中会进一步找到。将上面被修正的对数极坐标值转换成Cartesian复数形式后，和X1+X2+X3；Y1+Y2+Y3被形成并且代表从原则上由对于相位值THETA(i)的选择所决定的一个特定方向接收到的信号的增强。
根据本发明，信号处理单元在一块电子内存(例如，一块RAM芯片)中维护一个对应于许多不同的可能的到达方向的相位和换算值矩阵。用V(i，j)表示一组相位和换算值(L(i)；THETA(I))，其中j表明相关方向数字j，这样存储的一个矩阵形式如下V11，V21，V31， 0 ， 0 ， 0 ， 0 ， 0NNNE0 ，V22，V32，V42， 0 ， 0 ， 0 ， 0NEENE0 ， 0 ，V33，V43，V53， 0 ， 0 ， 0EESE0 ， 0 ， 0 ，V44，V54，V64， 0 ， 0SESSE0 ， 0 ， 0 ， 0 ，V55，V65，V75， 0SSSW0 ， 0 ， 0 ， 0 ， 0 ，V66，V76，V86 SWWSWV17， 0 ， 0 ， 0 ， 0 ， 0 ，V77，V87 WWNWV18，V28， 0 ， 0 ， 0 ， 0 ， 0 ，V88 NWNNW
在上面的矩阵中，空值0与等于0的值不同，它表示在那个位置中没有值。有分散的null元素的频带矩阵形式是由于只有三个天线对应从给定的方向接收有较大作用。当然，那些本领域的技术人员应当理解，天线可以或大或小的密度被提供或者有一个或多或少被限制的方位角，这样多于或少于三个的天线可以从源接收主要的信号分量。为简便起见，只有对应于指南针的八个点的行被在上面表示出来，不过，中间方向，例如WNW，会有相应的行且有四个非空的入口。
一个这样的相位和换算表被提供给两个正交极性化中的每一个。由于不同极化之间的关系事先不能被预测，这是归因于寻呼机天线方向的任意性，以及与用户身体附近的未知影响，后面将描述从每个极化接收到的信号是如何被非相关地一起处理的。
信号处理单元81接收来自寻呼发送器控制单元(未表示)的定时同步信号，该控制单元触发信号处理单元去在内存中记录在一个预先确定的窗口中从每个天线和极化接收的对数极坐标抽样值。脱机，然后处理器81使用上面存储的相位和换算矩阵将来自于相应于左旋(LHC)圆极化的天线的信号连续用所有相应于不同假设的来自于一个寻呼机的应答的到达方向的不同方式进行组合。并列地，为RHC极化生成相应的组合。然后对于两个极化和在一点时间的一个特定方向的组合的抽样值被处理以试图检测从那个方向来自于一个寻呼机的一个回答。查找这样一个应答的方法包含进一步假设确切的到达时间并且现在将参考图10对此进行详细描述。
图10表示图5的恒定包络OQPKS波形，被用在本例中说明从寻呼机的发送。图10表明一些被图8的接收器链用于将接收到的复数信号矢量数字化的抽样时刻。AD转换器76被假设为以速率，例如，每比特周期八次抽样，对信号矢量抽样和数字化，并且连续的抽样值被编号为Z1，Z2，…Z10。Z10以上的抽样值在图10中未说明。
然后这一复数抽样序列被分样成一些比特间隔的抽样值序列，每个包含每比特周期一个抽样值，即抽样相位1Z1Z9Z17Z25…抽样相位2Z2Z10Z18Z26…抽样相位3Z3Z11Z19Z27…抽样相位8Z8Z16Z24Z32…
由于来自于寻呼机的所期望的应答是已知的，如果Z1确实是相应于图10的+/-1，+/j点的抽样值，则知道应接收四个复数值中的哪一个。假设这个值是(-1+j)/root(2)，对应于相位角135度，则Z1被抽样值与exp(-jπ/4)的乘积旋转-135度以给出一个期望值1。这被连续实施于所有属于同样抽样值相位的点Z9，Z17…等，并使用该点相应的已知的数据比特组，被旋转的复数值被累加在一起以形成一个复数相关值。由于被旋转的值在所有情况下都被期望为1，所以被期望的相关值是简单的N，其中N是被加的抽样值的个数。
实际上，通过以太传送会引起不可知的相位漂移ALPHA，所以相关值将不是N而是N.exp(JALPHA)。复数结果的角度产生未知发送相位的角度ALPHA，同时幅度确定接收到的抽样值相位1的接收波形与所期望的应答匹配得怎样。对于同样的抽样相位及相应的来自于相反极化的抽样值重复进行计算，并且将每个极化的结果的数值相加。然后由于抽样相位1代表正确定时的不确定性，对于所有的抽样相位重复这一过程。对于相关值使用从每个极化接收到的信号的抽样相位的个数，应当依赖于到达时间的不确定性而计算。例如，如果一个寻呼机在距一个基站0到30公里中的任何一个距离，则往返路程延迟可能是0到200微秒的不确定传播时间。如果比特被以32kB/s(30微秒比特周期)发送，则到达时间的不确定性大概为7比特周期或56个1/8比特抽样。应当对56个抽样相位重复上面的计算。而且，对于所有可能的到达方向重复所有56个抽样相位的计算，即，通过依次使用对数极坐标合并系数的每一行将来自于天线单元的信号合并。由于矩阵合并是一个线性操作，将复数相关过程所需的角度旋转提供给图8中的接收器链的对数极坐标值输出是有利的，同时信号仍然是对数极坐标形式且通过整型相加到相位值上简单地完成角度旋转。然后被解旋的值序列合并，使用系数矩阵以产生相关结果，每个抽样值相位一个，从中已知的数据调制被解旋过程除去。然后一个极化结果的平方幅度被加到相应的另一个极化结果的平方幅度上，以产生对于一个给定的到达方向和到达时间的散极化合并相关结果。如果对于一个特定方向和到达时间的结果超过了一个阈值，则来自于寻呼机的回答被认为被检测到。根据用错误方向或到达时间或只知道有噪音单独存在产生的值确定阈值，这样一个错误的检测的概率就很小了。
有些时候，更希望从寻呼机发送更多的信息而不是一个简单的确认。本发明的一个变型包括允许寻呼机使用第一码或第二码响应一个寻呼，被选择的码要最大的不同，例如正交码。然后基站接收器使用两个码完成上面的相关过程，并且无论哪个产生最大相关都认为被发送。如果一个第一编码被检测到，则它可以表示响应是一个简单的确认；如果另一个码被检测到则表示其它信息随之而来。根据发明的另一方面，基站接收系统在那时会继续处理在内存中收集的来自于图8中的接收器链的其它的抽样值，不过现在使用相应于检测到的到达方向的矩阵合并系数的单一集合，检测到的产生到达时间的抽样相位，以及为每个极化产生的相应相关的幅度，以判定在进一步的处理中合并天线单元的单一方式，以得到由寻呼机发送的其它信息。也可以提供第三及其它的码指示来自于寻呼机的其它回答。下面，将描述对数极坐标合并系数表被自适应学习的示范方法。
应当理解并非所有寻呼机都在离开基站的某一最大范围内并且在一天中来自于分布在整个服务区域内的位置的许多应答都要被处理。从无线传播观点看，这些应答中的许多都来自于这样近或有利的位置，以致于这些应答可以不用额外的，例如15dB的通过合并许多直排阵信号在一起所提供的方向性就可以被检测到。因此本发明也可以包含对于来自于每个直排阵的非合并信号的信号处理，只使用极化合并和到达时间测试但没有到达方向测试。然后那些用这种方式检测到的响应就被用于将来自于每个单独直排阵的相位和幅度与那个特定方向关联起来。由于相应于任何一个特定方向的有关的相位和幅度在知道天线结构时都可以被预测，在不考虑图8中的接收器信道间相位和增益不匹配的情况下，这允许对于增益和相位不匹配的重新估计，这在每次寻呼机确认被检测到时都可以被更改。使用没有额外方向性增益的被检测到的应答允许会合已知的甚至是来自于一个差的起始近似的系数，不过一旦合理的值被学习，则即使使用天线阵增益检测到的应答也能被处理以确定系数是否有轻微的漂移，并可能被调整。在这样的移动辅助天线阵校准过程中所包含的数学运算可以被本领域的一般技术人员按照在原申请中公开的内容所指导的去写成公式。这种数学运算可以由一个低价微处理器或其它合适的计算机去脱机完成，因为预计天线阵部件不会很快改变特征。由于系统不需要知道输入信号是否可以按一种不合并的方式被处理，它将，例如，首先查找每个未合并天线信号上的寻呼机应答，如果没有检测到应答，则去处理上面描述的合并方式的信号。由于接收到的信号被存储在内存中，这一重复过程可以被容易地包含在内。
使用上面描述的发明，公开了在高度上有一个减小的波束宽度和相应的只由垂直重叠尺寸限制的方向增益的直排天线阵是如何被组成。而且，这样的天线例如可以在水平方向(例如120度)有减小的波束宽度以及相应的额外5dB的方向增益。最后揭示了围绕一些这样的直排天线阵例如32的天线柱的全局布局是如何被用于获得例如9dB的额外方向增益的，通过例如使用一个对数极坐标系数矩阵将任意120度扇区内的11个天线合并在一起。最后，通过使用两个极化，至少3dB额外的增益被获得，并且这样避免了3dB或正常情况下当寻呼机天线为任意方向时被允许的更多的极化损失。与相同垂直孔径但水平全方位的寻呼发送器天线相比的例如大约17dB的总增益，允许寻呼机到基站发送的反方向上发送器功率至少50∶1的减少。通过利用已知的，所期望的寻呼机应答的比特形式在基站接收器形成32位相关，就可以获得关于在前向逐位发送的进一步增益。这样本发明提供了可靠检测来自于发送非常短脉冲的寻呼机的应答的可能性，短脉冲是，例如在前向通信要求100瓦或更高功率的路径上只要求1瓦的RF功率。
本发明提供的另一个能力是将在几个不同基站接收点计算的相关值转送到一个中央处理点并将来自于不同基站接收器的相关值的平方合并起来。被合并的来自于不同基站的相关值应当对应与寻呼机位置的相同假设一致的到达时间和到达方向假设。由三个基站站点定界的三角形区域可以被分成，例如，一些小一些的区域，比如六边形小区，尺寸对应于1，1/8比特抽样延迟，即例如4微秒或1.2kM直径。如果基站站点是，例如相距60kM，则由它们限定的三角形区域将包含大约1600个这样的小一些的区域。寻呼机可以被假定依次落在这些小一些的小区的每一个中并且在每个站点的到达方向和到达时间可以被预测。这将决定来自于一个站点的哪个对应的DOA/TOA相关应被与另一个站点的那些合并以检测寻呼机的信号。实际上，由于期望落在靠近一个或另一个站点的寻呼机可以只被那个站点稳固接收，并非所有可能的位置都需要利用多站点接收以提高寻呼机信号的检测。现在参考图12给出有关本发明这一点的一个例子。图12表示一个示范方案，它包含分别由基站站点1，2，和3所限定的三角形服务区域123；由基站站点2，3，和4所限定的三角形服务区域234，等等。这些相对较大的三角形区域，例如，一边大约为几十公里数量级，被设想分成更小的区域或直经约为1公里的“服务小区”，如区域123中的标记为“X”的小区。
如果网络寻呼一个特定单元并希望测试回答是来自于这个单元这样一个假设且该单元当前正落在小区X中，则可以看到网络将预计从SSE+5度的方向在基站1接收到应答且由于已知距离是在19和20公里之间，所以精确的到达时间可以用不确定的，例如一个符号周期的±4微秒或1/8微秒的回路延迟预测，这是由于发明的寻呼机的精确的定时发送一个有关接收到一个正确地址的确认这样一个特征。同样，在基站2与3的到达方向及相关的到达时间也可以被预测，这样分别在基站1，2和3由不同天线阵单元所接收和处理到内存中的信号，首先要被与来自于相同节点和极化的天线单元的信号合并，在那个节点使用极化的到达方向。然后，在与所期望的有一个从在站节点的假设的到达时间所得到的每个站点的时间定位的确认码相关，在不同站点得到的以及有不同极化的相关的幅度被相加，以利用在所有站点接收到的信号得到一个复合的相关值。这可以使用其它编码被重复，比如表示额外的数据被发送的一个编码以及一个或多个正交编码或伪码以得到一个阈值，且复合幅度与阈值相比较以判定确认是否被接收，消息标志是否被接收，或是否没有应答被接收。另一种判断阈值与哪个相关进行比较的方法是加上与确认码相关的被接收到的信号样值的幅度，这将产生可被获得的最大可能的相关。如果实际的相关没有低于最大值太多，则确认就被认为已被检测到。本领域的技术人员将能够进行计算机模拟，以预测根据上述的检测阈值的不同选择的信噪比下的正确检测，丢失的检测以及错误检测的概率，以确定根据它的规范准则的最佳值。
利用上面公开的假定寻呼机位置的技术，必须进行的到达方向假设和到达时间假设的次数被减少了，同时获得了多个接收器站点检测的好处。这一好处通过将在多于一个站点接收到内存中的信号传送到一个或多个处理点而获得。例如，在所有站点接收到的所有信号可以被转发到网络中的一个公用信号处理节点。另外，为了网络一致性，每个站点可以包含信号处理并从它的所有最近的邻站点接收信号用以执行上面的位置假设测试算法。这样根据本发明的这个方面，处理中的简化，多站点检测的好处以及应答单元的大致位置就被完成了。一旦位置被确立，则如果有更多信息要转发给该单元，则网络能够选择最佳基站发送器以达此目的或者甚至使用两个或多个发送器以进行分集发送从而增大正确接收的可能性。分集发送数字数据的实现是根据广为人知的技术，利用一个在多发送器之间的故意时间偏移，这样它们的信号在接收器被以一个或多个整个数字数据信号周期的时间偏移被接收。然后接收器最好使用一个维特比均衡器将来自于发送器的信号合并。这一方案很难在，例如，数字蜂窝系统中实现，该系统通常不计算移动单元的位置，因此不知道从每个发送器到移动接收器的传播延迟。不过，利用上述的本发明的示范实施方案，网络明确地从每个发送器获得移动寻呼机单元的位置或时间延迟，所以能够使用这一信息以一种最佳方式控制多点分集发送的时间偏移。
上述的处理利用对数极坐标形式的复数信号，它尤其适于完成在适用于快速，短字长数字运算中描述的处理。这样的芯片可以被制成专用的，集成电路(ASIC)并且根据本发明的一个方面，一个ASIC芯片被公开适用于利用对数极坐标信号处理去合并来自于一个天线阵单元的无线信号以增强方向性。这样一个芯片可以迅速产生这些合并且能够顺序产生相应于许多不同接收方向的合并。这样一个芯片被称作波束形成装置，且优选的实施被称作对数极坐标波束形成装置，尽管使用能完成笛卡尔表示的数字间复数乘法的数字信号处理器的其它装置是可能的。
而且这些里公开的新型双向寻呼系统不只限于能够一次检测来自于一个单一寻呼机的应答。上述的波束形成装置及相关处理可以被编程以搜索预计从第一个寻呼机接收的第一码以及从第二个寻呼机接收的第二码。在最高相关级检测到的被首先标记且它对来自于每个直排阵的信号所起的由部分相关表示的作用，在继续搜寻相同频率上来自其它寻呼机的应答之前被减去，这样应用这里将其公开内容引入作参考的在题目为“CDMA相减解调”的美国专利No.5,151,919中公开的原则，本领域的技术人员就可以认识到与预计从一个寻呼机发出的已知码的发明性相关类似于所引入的申请适用的使用一个指定的接入码解扩一个CDMA信号。即使从不同寻呼机发送出的使用相同码及相同无线频率的信号也可以通过到达方向利用本发明被区分并独立编码，或者按照原申请中的，当到达间隔方向不够时被共同解码。
本发明既适用于当便携寻呼单元被分配用于发送的频带不同于用于接收的频带时，也适用于发送和接收使用相同的频带。来自于寻呼机相对于寻呼机从基站网络接收到的确认或消息发送的精确定时允许网络正确估计在反向信号接收的时隙，并且网络在那些短时隙中可以关掉其本身的发送器以避免与其本身的接收器信道互相干扰。
尽管本发明按照前面的示范实施方案被描述，对于本领域的技术人员来说，显而易见本发明能够有许多变化和修改。所有这样的变化和修改都被认为是在下面的权利要求中所描述的本发明的精神和范围之内。
权利要求
1.一个有至少一个寻呼发送器和接收器站点(基站1)用于发送寻呼消息和接收确认的寻呼网络，包括一个用于对上述寻呼发送进行定时和激活接收处理信道的定时控制单元；耦合到用于从相应天线接收信息并在由上述定时控制单元确定的时间将上述信号转换为相应的复数抽样值的相关接收信号处理设备的多个定向天线(80)；用来存储上述复数抽样值的存储器；处理设备(81)，用来处理上述复数抽样值，这些抽样值以相应于来自上述寻呼机的上述确认的不同的可能方向及到达时间的多种方式来自于对应的定向天线(80)，以提高检测上述确认的概率。
2.根据权利要求1的一个寻呼网络，其中上述多个定向天线(80)包括响应所接收到的具有不同极化的信号的天线。
3.根据权利要求1的寻呼网络，其中所述处理设备(81)包括一个数字波束形成设备，有用于处理上述存储的复数抽样值序列以产生每个都对应于来自不同方向的接收的合并序列的一个复系数矩阵；相关设备，用于将上述被合并的序列中的每一个与一个预定信号形式相关，以为对应于一个被接收信号的不同时延的每个上述合并序列的不同漂移产生相关值；比较设备，用于将上述相关值中的每一个与其他的相关值及阈值比较，以确定一个确认是否从一个特定方向和以一个特定的时间延迟被检测到并用于产生一个相应的检测指示。
4.根据权利要求3的寻呼网络，其中所述处理设备(81)还包括消息处理设备，用来接收上述检测指示和用来基于上述检测指示判断上述寻呼消息是否应当被重新发送。
5.根据权利要求3的寻呼网络，其中所述处理设备(81)还包括消息处理设备，用来接收上述检测指示和用来基于上述检测指示控制将进一步的信息发送到确认寻呼单元。
6.根据权利要求5的寻呼网络，其中上述消息处理器设备控制上述进一步的信息在由上述检测指示所指出的方向上被发送。
7.根据权利要求5的寻呼网络，其中上述消息处理器设备控制上述进一步信息以由检测指示所指出的功率等级被发送。
8.根据权利要求5的寻呼网络，其中上述消息处理器设备控制上述进一步信息从由上述检测指示所指出的站点发送。
9.根据权利要求5的寻呼网络，其中上述消息处理器设备控制上述进一步信息从被选择的站点，以由上述检测指示所指出的选择功率等级，以被选择的方向发送。
10.根据权利要求1的寻呼网络，其中所述信号被转换为复数抽样值，所述复数抽样值包括一个与幅值有关的部分和一个与相位有关的部分。
11.根据权利要求1的寻呼网络，其中所述处理设备使用一个系数矩阵处理所述复数抽样值，用于形成定向接收波束以产生对应于不同到达方向的信号的被处理的复数抽样值序列。
12.根据权利要求11的寻呼网络，其中还包括一个相关设备，用于将上述被处理的复数抽样值序列中的每一个与一个预定信号形式相关，以产生信号检测和到达方向指示。
13.根据权利要求12的寻呼网络，其中还包括一个解码设备，用于使用具有第一值的信号检测指示进一步处理所述被处理的复数抽样值序列以从一个便携式寻呼单元中解码一个短消息。
14.根据权利要求13的寻呼网络，其中所述短消息是所述便携式寻呼单元响应于从所述网络接收到一个寻呼消息而发出的一个确认。
15.一个能够发送短消息到便携寻呼单元并从便携寻呼单元接收短消息的双向寻呼网络，包含多元天线，它们被连接到相应的接收信道处理单元，这些单元将各自接收到的信号抽样值转换成与抽样相位和抽样值幅度算法相关的二进制数字序列；用来存储所说的相位和对数幅度相关数字及一个系数矩阵的存储器设备；算术单元设备，用来将上述被存储的相位和对数幅度相关数字与被存储的系数合并，以产生有一个实部和一个虚部的被合并的复数序列，每个序列代表来自于一个特定方向的被增强的信号接收；和相关设备，用来将上述被合并序列中的每一个与一个预定的信号形式相关并产生信号检测和到达方向指示。
16.一个能够发送短消息到便携寻呼单元并从便携寻呼单元接收短消息的双向寻呼网络，包含一个有用来控制发送器和接收器站点并向其发送信息和从其接收信息的设备的控制站点；至少一个用来发送寻址单独的寻呼单元的短消息的发送器站点；至少两个接收站点，其中的每一个包括连接到相应的接收信道信号处理单元的多元天线，这些处理单元将接收到的信号转换成相应的复数序列；一个同步机制，用来从上述控制站点接收一个同步指示，在与发送器站点的发送有关的时间去控制上述接收信道的处理和转换活动；存储器设备，用来存储上述复数序列并将该复数序列向前转送到所说的控制站点；处理设备，用来利用对于寻呼机位置的不同假设对在上述控制站点接收的复数进行处理，以产生相应于来自不同位置的增强接收的组合复数序列；相关设备，用来将所说的被合并的序列与预先确定的信号形式相关，以产生一个检测指示和位置指示。
17.一个能够发送短消息到便携寻呼单元并从便携寻呼单元接收短消息的双向寻呼网络，包含一个有用来控制发送器和接收器站点并向其发送信息及从其接收信息的设备的控制站点；至少一个用来发送寻址到单独的寻呼单元的短消息的发送器站点；至少两个接收站点，其中的每一个包括连接到各自的接收信道信号处理单元的多元天线，这些处理单元将接收到的信号转换成相应的复数序列；一个同步机制，用来从上述控制站点接收一个同步指示在与上述发送器站点的发送有关的时间去控制上述接收信道的处理和转换活动；存储器设备，用来存储上述复数序列并将该复数序列转送到所说的控制站点；相关设备，利用对在所说的至少两个接收器站点的每一个上的到达时间和到达方向的不同假设，将在所说的控制站点接收到的复数序列与一个预定的信号形式相关，以产生TOA和DOA-相应的相关值；以及合并设备，利用对与所说的接收器站点有关的寻呼机位置的不同假设将所说的相关合并起来以产生一个检测指示和一个位置指示。
18.根据权利要求15的一个寻呼网络，其中基于根据先前从所说的寻呼机接收到的应答判断的上述到达方向指示，指导发送进一步的信息到一台寻呼机。
19.根据权利要求16的一个寻呼网络，它利用基于所说的位置指示的一个站点和一个方向去指导发送进一步的信息到一台寻呼机。
20.根据权利要求17的一个寻呼网络，它利用基于所说的位置指示的一个站点和一个方向去指导发送进一步的信息到一台寻呼机。
21.一个能够发送短消息到便携寻呼单元并从便携寻呼单元接收短消息的双向寻呼网络，包含多元天线，它们被连接到各自的接收信道处理单元，这些单元将各自接收到的信号抽样值转换成相应的复数序列；用来存储所说的复数及一个复系数矩阵的内存储器设备；算术单元设备，它用来将上述被存储的复数与被存储的复系数矩阵合并以产生组合序列，每个序列代表来自于一个特定方向的信号接收；相关设备，用来将上述被合并序列中的每一个与一个预定的信号形式相关并产生一个信号检测和到达方向指示，以及解码设备，如果所说的检测指示有按照上述到达方向指示去进一步处理上述被合并序列中被选中的那些的第一值，则该解码设备就被激活以对来自于一个便携寻呼单元的短消息进行解码。
22.根据权利要求21的一个双向寻呼单元，其中上述被合并序列中被选中的那些对应于与被接收到的来自于一个给定方向的有不同极化的信号。
23.一个能够发送短消息到便携寻呼单元并从便携寻呼单元接收短消息的双向寻呼网络，包含天线，它们被连接到相应的接收信道处理单元，这些单元将各自接收到的信号抽样转换成相应的复数序列；用来存储所说的复数及一个复系数矩阵的存储器设备；算术单元设备，它用来将被存储的复数与被存储的复系数矩阵合并以产生组合序列，每个序列代表来自于一个特定方向的信号接收；和相关设备，它用来将上述被合并序列中的每一个与至少两个预定的信号形式相关，这两个信号形式中的一个是所希望的来自于寻呼机单元的确认，另一个是一个随机接入码，以产生一个确认检测指示和一个随机接入指示及相关方向指示，以及解码设备，它被所说的随机接入指示激活去进一步处理由上述相关方向指示所指示的被合并序列中被选择的那些，以对来自一个便携寻呼单元的随机接入消息进行解码。
24.一个能够发送短消息到便携寻呼单元并从便携寻呼单元接收短消息的双向寻呼网络，包含天线，它们被连接到各自的接收信道处理单元，这些单元将各自接收到的信号抽样值转换成相应的复数序列；处理设备，它用来处理所说的复数序列以试图检测对应于一个所期望的来自于一个短消息所寻址的寻呼单元的确认，并试图检测一个指示来自相同或不同寻呼单元的随机接入发送的信号形式；以及解码设备，它被所说的随机接入指示检测激活，去进一步处理所说的复数序列，以对来自于一个便携寻呼单元的随机接入消息进行解码。
25.一个能够发送短消息到便携寻呼单元并从便携寻呼单元接收短消息的双向寻呼网络，包含天线，它们被连接到各自的接收信道处理单元，这些单元将各自接收到的信号抽样值转换成相应的复数序列；用来存储所说的复数及一个复系数矩阵的存储器设备；算术单元设备，它用来将上述被存储的复数与上述被存储的复系数矩阵合并以产生组合序列，每个序列代表来自于一个特定方向的信号接收；相关设备，它用来将上述被合并序列中的每一个一个与表示所说的寻呼单元中的至少一个的随机接入尝试的预定信号形式相关，以产生随机接入指示及相关方向指示，以及解码设备，它被所说的随机接入指示激活去进一步处理由上述相关方向指示所指示的被合并序列中被选择的那些，以对来自于至少一个便携寻呼单元的随机接入消息进行解码。
全文摘要
寻呼系统一般包括一个有装备了发送器和用于发送寻呼消息到小的，使用电池的由人携带的寻呼接收器，被称作寻呼机的天线的地面站或轨道卫星的网络。传统的寻呼机是只能接收的装置且网络接收不到寻呼成功的确认。本发明包括含有一个用于发送确认接收到一条寻呼消息的认可的发送器的双向寻呼机，及一个能接收该认可的接收站的网络。网络利用先进的相位阵天线信号处理技术提供以便携单元中比基站中使用的少得多的发送器功率操作的返回链路。
文档编号H04B7/08GK1449201SQ0212711
公开日2003年10月15日 申请日期2002年7月25日 优先权日1995年3月13日
发明者P·W·登特 申请人:艾利森公司