无线通信接收机的制作方法

专利名称：无线通信接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信接收机(以下简称为「接收机」)，特别是涉及在直接变换型无线通信接收机中使用步进型可变增益器的情况下能抑制增益转换时产生的噪声影响的无线通信接收机。
背景技术：
对于作为3GPP(第三代合作项目)标准的W-CDMA(宽带-CDMA码分多址访问)接收机的接收信号中的专用物理信道信号(以下，称为DPCH信号)，推荐了图2(A)中示出的格式。
DPCH信号有被称为帧的10毫秒的信号单位，作为对该帧进行15分割的单位，有以被称为1时隙(slot)的666微秒接收的信号单位。作为1时隙的信号的内容，有2个数据信号Data1、Data2和3个控制信号TPC、TFCI、Pilot。
TPC(传送功率控制)信号是用于对基站发送的功率进行控制的信号。TFCI(传输格式组合指示器)信号用于以1帧间隔控制因传送率的不同而导致的不同格式类型。此外，Pilot信号是检测相位并常时地保持与基站同步的信号。
对于这些控制信号不进行湍流(turbo)代码等的强的错误校正。因此，作为保护信号的处置，以只能增加控制信号部分的功率的方式来考虑。以Data1、TPC、TFCI、Data2、Pilot的顺序构成了1个时隙，各信号的接收时间因格式不同而不同。
在接收机中，作为从RF(射频)频带变换为基带的频率变换方法，一般已知有超外差型或直接降频变换型。
超外差是从RF(射频)频带起进行2次降频变换而成为基带的接收频率的变换方法。即，将所需要的信号从RF(射频)频带经过中频(IF)频带变换为基带的频率。
直接变换是利用一次降频变换将所需要的信号的频率降低到基带的接收频率的变换方法。
作为使用了直接变换的接收机(以下，称为「直接变换接收机」)的例子，可举出ISSCC Digest of Technical Papers，February5-7，2001，San Francisco，USA，pp.284-285，”A 22mA 3.7dB NF DirectConversion Receiver for 3G WCDMA(用于3G WCDMA的22mA3.7dB NF直接变换接收机)”。
使用图3说明该直接变换接收机的结构。从天线接收的信号被低噪声放大器301放大并被分成2路。用电容302去掉直流分量，利用混频器303将频率从RF频带降频变换为基带。在降频变换时，通过用混频器303分别使每一路信号乘以从端子LOC输入的信号经RC-PP(电阻电容-多相)滤波器得到的与各路信号相差相位90度的本地信号，生成正交的sin(正弦)和cos(余弦)分量。其后，利用低通滤波器304除去邻接信道的信号功率，只取出所需要的信号。其次，利用可变增益器305进行增益调整，以使电压电平始终处于A/D(模拟/数字)变换器306的动态范围中。
此外，作为以直接变换接收机的模拟基带部分为中心记述的文献，可举出IEEE，2000年RF-IC专题讨论会论文集的p.79至p.82(M.Goldfarb et al.，”ANALOG BASEBAND IC FOR USE INDIRECT CONVERSION W-CDMA RECIVERS(用于W-CDMA接收机的模拟基带IC)”，2000 IEEE Radio Frequency IntegratedCircuits Symposium，pp.79-82)。
在移动通信中接收的功率随时间或场所而变化。此外，在A/D变换器输入中，为了打算将电压的大小保持为恒定的电平，在模拟部分中可变增益器是必要的。在直接变换中，用可变增益器来补偿混频器前级的低噪声放大器中没有补偿的部分的增益或过分放大了的增益部分。因为混频器畸变等问题，通常在混频器后级使用可变增益器。
作为接收系统的可变增益电路，以扩大增益的可变范围为目的，在特开2001-36362号公报中公开了在可变增益电路中增加级联放大器和衰减器的结构。
此外，以抑制噪声和畸变为目的，在特开2001-36367号公报、特开2001-44776号公报和特开2001-53564号公报中公开了在可变增益器的输入级中增加衰减器电路的结构。
再者，关于可变增益电路的控制，在特开2001-111523号公报中公开了进行接收功率的计算、根据计算结果来控制连续可变型的可变增益器的控制开始时序的方案，在特开平5-335857号公报中公开了在不能取得同步的情况下控制降低可变增益器的增益的方案。

发明内容在使用了以离散的增益进行转换的可变增益器、即步进型可变增益器的情况下，如果转换增益，则通常产生具有低频率的频谱分量的噪声。在利用直接变换将RF频率降频变换为基带后，在安装步进型可变增益器的接收机中，在进行了增益转换时，噪声混入到所需要信号的频带内而成为问题。
在TDMA(时分多址访问)那样的具有间隙时间的发送接收方法中，如果利用间隙时间进行可变增益放大器的转换，则由于可不考虑因可变增益放大器的转换引起的噪声对于信号的影响，故不成为问题。
另一方面，关于CDMA(码分多址访问)那样的没有间隙时间的发送接收方法，必须对上述问题采取对策。
因此，本发明的目的在于，在CDMA那样的没有间隙时间的接收方法中，在使用了直接变换的情况下，提供能抑制在步进型可变增益器的增益转换时发生的噪声对所需要的信号造成不良影响的无线通信接收机。
为了实现上述目的，本发明的无线通信接收机(以下，称为「接收机」)具备第1混频器，利用1次降频变换将接收信号的频率变换为规定的基带频率；以及第1可变增益电路，连接在该第1混频器的后级，具有用离散的增益进行转换的可变增益功能，其特征在于具有减少用离散的增益进行转换时发生的噪声的噪声减少装置。
在上述接收机中，噪声减少装置是控制增益被转换的时序的时序控制电路或抑制在增益转换时发生的噪声的噪声抑制电路。
在上述时序控制电路的情况下，对接收信号用错误校正等选择抗噪声的性能强的信号，在该时刻进行可变增益器的转换即可。
在此，可设置对所接收的信号用错误校正等选择抗噪声的性能强的信号以进行可变增益器的转换的噪声减少装置的原因如下。
在按照所决定的帧结构发送接收信号的情况下，有时在帧内的信号中存在控制用信号等不进行错误校正的信号。关于这样的控制用信号，其受噪声的影响较大，特别是有时这样的信号包含重要的信息。对这样的不进行错误校正的重要的信号，在帧结构内存在进行了错误校正那样的抗噪声性能强的信号的情况下，如果能在接收帧结构内的抗噪声性能强的信号时进行可变增益器的增益转换，则可缓和因增益转换引起的噪声的影响。
为了进行这样的时序控制，在接收机装置一侧，使用取得同步来发送帧开头的信息的装置(在图1中，是单元搜索、通路搜索部108)、能测定从该处起的经过时间的计数器这样的测定装置和预先掌握帧结构的装置(在图1中，是定序部109)，控制在哪个时刻处转换可变增益器即可。
再有，如果总是在从帧开头算起经过相同的时间来转换可变增益器，则相同序列的信号由于因转换引起的噪声的缘故存在总是引起错误的可能性。此时，以在随机的时刻处进行可变增益器的转换的方式进行控制即可。
此外，在抑制上述的后者的噪声的噪声抑制电路的情况下，作成难以在转换可变增益器时发生噪声的电路结构即可。
即，用多级来构成可变增益器和放大器，在其至少一个放大电路中，作成将构成差分对的第1晶体管与第2晶体管的发射极部分经电容结合的结构即可。例如，如图4中所示，如果对于差分型的现有的可变增益器，将形成差分对的晶体管的各自的发射极经电容结合，则可除去晶体管对的成对(pair)离散性等产生的差分对的发射极间的直流分量，在增益转换时难以发生噪声。
在图4的电路中，为了除去输出的直流分量，在输出部的差分线路中必须有2个电容。在该电容必须成为在IC中不能安装的程度的大电容的情况下，为了将IC的外加电容加到可变增益器上而成为一体，将可变增益器作成经1个电容来结合并列地连接到构成差分对的第1晶体管的发射极部分上的多个第1开关、并列地连接到第2晶体管的发射极部分上的多个第2开关和与该第2开关串联地连接的多个第2电阻的结构即可。在该结构中，通过利用多个第1和第2开关来转换电阻，可转换增益。
但是，在使用MOS型场效应晶体管(以下，称为「MOSFET」)作为上述开关的情况下，因导通电阻引起的影响成为问题，必须增加MOSFET的栅宽。在使用了该大的MOSFET的情况下，因MOSFET的寄生电容的影响，在频率高的频带中，增益上升，但即使在差分对的各自的集电极部分中，通过经电容互相结合，也可起到在输出部中结合了低通滤波器的功能，可避免增益上升。
此外，如果比较经多个电阻结合1个差分对的晶体管的发射极部分、用开关来转换多个电阻的上述结构与转换多个差分对的晶体管的现有的结构，则由于可减轻晶体管的离散性的影响，故可减少在转换增益时的噪声。在用差分对晶体管的多级构成的可变增益器的情况下，为了在差分对晶体管的各自的输出端子中削减去掉直流(DC)所必要的外加电容，如果合并使用连接在差分对晶体管的发射极间的电容，则是有效的。
此外，在用多级构成可变增益器的情况下，在初级的可变增益器中使其作成具有滞后性的结构是合适的。即，特别是由于能减少发生大的噪声的初级的增益转换的频度，故可缓和因增益转换引起的噪声对接收信号的影响。
(四)


图1是示出本发明接收机的结构的电路框图，是直接变换型接收机的系统结构图。
图2A和2B是WCDMA的时隙格式结构图。
图3是现有的直接变换接收机的结构图。
图4是现有的可变增益器的电路图。
图5是本发明的增益转换的随机控制结构图。
图6是增益转换时的DC偏移阶跃的说明图。
图7是因图6的DC偏移阶跃而发生的噪声的振幅特性图。
图8A-8C是增益转换时发生的噪声的波形图。
图9A和9B是本发明的可变增益器的结构及其初级可变增益器的滞后性概念图。
图10是本发明的可变增益器的电路结构图。
图11是图10的可变增益器的振幅特性。
图12是本发明的可变增益器的另一电路结构图。
图13是图12的可变增益器的振幅特性。
图14是本发明的可变增益器的整体结构图。
图15是本发明的可变增益器的另一电路结构图。
图16是本发明的可变增益器的又一整体结构图。
图17A和17B是W-CDMA用信道滤波器的SIR恶化量的说明图。
图18是示出W-CDMA用增益的示意图。
图19A和19B是示出可变增益器的结构和在初级的可变增益器的增益转换中产生的噪声的波形图。
图20是为了计算SIR而假定Ior与DPCH_Ec的关系的特性图。
图21是示出W-CDMA用标准测定信道中的处理增益的图。
图22A和22B是为了计算SIR而假定系统的NF的特性图。
图23A和23B是为了计算SIR而假定Ioc与Ior的关系的特性图。
图24是由实验得到的所需要的SIR。
图25A-25D是示出了SIR的计算结果与所得到的容限的特性图。
图26A和26B是示出因在各Ior中产生的增益转换引起的SIR恶化与容限的图。
图27A-27D是示出了对控制用信号产生的SIR恶化的特性图。
图28是示出本发明的步进型可变增益器的结构例的电路图。
具体实施方式
以下，一边参照附图，一边详细地说明本发明的优选实施例。
<实施例1>
图1是示出本发明接收机的结构的电路框图，是直接变换型的接收机的系统结构图。在该接收机中，AD变换的后级用数字信号进行处理，进行已接收的调制信号的解调或模拟部的控制那样的信号处理。在此，图1结构的特征在于，可进行可变增益器的转换时序的控制。
在图1中，参照符号101表示天线，将用该天线101接收的信号变换为电信号，用低噪声放大器(LNA)放大。其次，在混频器103中将频率降频变换为基带，在可变增益器、滤波部104中去除信道频带外的频率，放大为所需要的功率。其后，在AD变换器(ADC)105中变换为数字信号，用解调部(DEMOD)106进行解调。在RAKE合成部107中，对因多通路产生的延迟波进行合成。在单元搜索、通路搜索部108中，在通话、数据开始时，进行时隙同步的检测，将同步信号送给定序部109。此外，AGC控制部111进行可变增益器、滤波部104的各可变增益器的增益的调整和转换时序的时序控制。
作为可变增益器的转换时序控制的方法，对于单元搜索、通路搜索部108中的时隙同步的检测，经定序部109使终端计数器110工作。由此，对从格式开头算起经过了多少时间这一点进行计数。此时，由于转换时序根据在哪个格式处接收了的情况不同而不同，故在定序部109中必须识别对于时隙格式的信息。
在W-CDMA(宽带-CDMA)的情况下，存在1帧间隔中改变格式的可能性。关于改变格式时的信息，利用RAKE合成部107的输出，根据合成后的接收信号，在定序部109中跟随格式的变化，以便能识别。图1接收机的结构对W-CDMA尤为有效。
以下，使用图2(A)、(B)、图4、图6、图7、图8(A)～(C)、图17(A)、(B)，示出在增益转换时发生的噪声的发生机理，说明本实施例中的增益转换时序控制的必要性。
在适合于W-CDMA的3GPP的规格中，从基站朝向移动器终端(接收机)下达的DPCH信号如图2(A)中所示，其帧结构被标准化。1帧被分为15个时隙，每1时隙的接收时间为666微秒。作为时隙内的信号，除了数据信号Data1和Data2以外，将TFCI信号、TPC信号、Pilot信号作为控制用的信号送出。对于控制用的信号不进行错误校正。此外，图2(B)表示时隙中的各信号的接收时间，关于各控制用的信号，其接收时间随时隙格式不同而不同。
关于可变增益器的控制，可认为是在1个时隙～几个帧的时间间隔中进行控制的。
作为以差分对结构的步进型工作的现有可变增益器的电路结构，有图4中示出的电路。其中，并联连接多个晶体管的差分对401，对各差分对分别连接电阻值不同的发射极电阻402。在晶体管的集电极一侧，对各差分对共同地连接集电极电阻对403。各差分对的发射极分别经开关连接到电流源405上，通过用开关404转换各差分对对电流源405的连接，进行放大器的增益的转换。
在图4的电路结构中，由于构成差分对的晶体管的基极与发射极间的电压偏差ΔVBE的影响、电流放大率hFE的离散性或集电极部的电阻403的成对离散性那样的影响，在差分输出部中产生直流偏移。在转换增益时，就朝向其它的差分对转换，此时，就阶跃到因其它的差分对的成对离散性产生的不同值的直流偏移。由此，在增益转换时产生直流偏移差分的步进型噪声。
在此，设想可变增益器的控制时间以1个时隙的间隔来进行的情况，假定在1个时隙的间隔中转换了2个不同的差分对。此时，如图6中所示，产生具有1个时隙的间隔的宽度并具有直流偏移的差分的高度ΔDC的矩形波。将横轴取作频率的情况的以1个时隙的间隔阶跃的矩形波的振幅特性成为图7中示出的形状，接近于直流的低频分量的振幅大。图8(A)是用将横轴取作时间的情况的归一化值表示以1个时隙的间隔阶跃的矩形波的电压波形，在矩形波的上升和下降的部分中可看到噪声分量。对该矩形波使用高通滤波器(HPF)，作为从直流分量中完全去除10kHz和100kHz为止的情况的波形，分别如图8(B)、(C)中所示，随所去除的频带变宽，噪声分量减少。结果，如图8(B)、(C)中所示的与所去除的频带对应的阶跃转换时的噪声就混入到信号内。
在W-CDMA的情况下，在模拟基带部中的频带是从0Hz到1.92MHz(尼奎斯特频率)。邻接信道的频带为3.84MHz到6.92MHz。关于该邻接信道的信号，为了满足3GPP的规格，必须抑制33dB以上。关于W-CDMA的接收信号，通常热噪声或相加性白色高斯噪声那样的噪声电平比信号电平大。
以该假定为基础，如果考虑电容与电阻的CR积中的元件离散性15％，对于巴特华兹型和切比雪夫型计算在将邻接信道抑制33dB的信道滤波器中产生的SIR(信噪比)的性能恶化量，则可得到图17(A)中示出的特性线。在图17(A)中，Fb是巴特华兹滤波器的特性线，Fc是切比雪夫型滤波器的特性线。由此，约6次的切比雪夫型的滤波器的性能恶化量为0.1dB以下，可认为是合适的。如图17(B)中所示，该6次时的切比雪夫型滤波器的截止频率约为2.3MHz，可认为在可变增益器的转换中产生的矩形波的上升需要约该时间常数的时间。因而，矩形波的上升时间为不需要1微秒的短的时间。
此外，作为利用高通滤波器能容许信号的损耗的频带，可认为在截止频率中约几十kHz是妥当的。在高通滤波器的情况下，如果也同样地计算换算为SIR性能恶化量的值，则可得到下述结果SIR性能恶化例如为0.25dB时的截止频率(低3dB的频率)在高通滤波器为1次的情况下为107kHz，在为2次的情况下为58kHz，在为3次的情况下为43kHz。根据这一点，到可变增益器的转换中产生的矩形波收敛为止，需要作为高通滤波器的时间常数的几十微秒的时间。
根据以上所述，可认为在转换了可变增益器时噪声混入所需要的信号中的时间范围为从增益转换之后算起几十微秒的期间。
对于几十微秒来说，如图2(B)中所示，根据时隙格式，控制用的信号的接收时间是短的。如果步进型增益的转换与不进行错误校正的控制用信号的接收时间重叠，则控制用信号中引起错误。此时，如果是TPC信号，则引起关于发送功率的障碍，如果是TFCI信号，则影响块错误率。二者都对移动器终端的工作产生实质性影响，根据不同情况将产生致命缺陷。
另一方面，关于图2(A)、(B)中示出的数据用信号Data1、Data2，因为在W-CDMA中准备了湍流代码那样的强的错误校正，故抗噪声的性能强。再者，数据信号Data1、Data2根据图2(B)可知，是占据时隙大部分的信号。根据这一点，在可变增益器的增益转换中产生的噪声在数据用信号的接收中发生的情况下，与在控制用信号的接收中发生的情况相比，噪声造成的不良影响小。
因此，利用控制可变增益器的转换时序的电路，必须这样来控制时序，即，在数据信号的接收中进行增益转换。
再者，使用具体的例子和数值，使用图4、图18～图27(D)说明在可变增益器中发生的噪声不被容许的大小。
首先，考虑在转换图4的差分对时发生的直流偏移的大小。如果考虑直流偏移的发生原因是起因于构成差分对的晶体管的成对离散性，则可认为所发生的直流偏移的大小的概率分布是正态分布，虽然根据制造工艺的情况多少有些不同，但在正态分布的±3σ处为±5mV。但是，该5mV这样的值在可变增益器的输入换算中可认为是合理的值。
在转换增益时，不同的差分对被转换。此时，如果假定转换后的差分对具有与转换前的差分对独立的离散性，则所发生的直流偏移的差分(阶跃的高度)的概率分布也成为正态分布，其分散值(σ的2次方的值)可作为转换前的直流偏移的分散值与转换后的直流偏移的分散值的和来表示。即，在转换增益时，产生直流偏移的阶跃，其高度是将作为5mV的2次方加上5mV的2次方、再进行了0.5次方运算(开根号)的值的约7mV作为3σ值来发生。但是，由于该7mV也是输入换算，故必须考虑增益被转换的情况，用输出换算来计算。
在此，使用实际的增益线图，使用图18和图19(A)、(B)说明发生怎样程度的噪声。首先，假定图18中示出的增益线图为一例。该增益线图如图19(A)中所示，设想了3级结构的可变增益器PGA(可编程增益放大器)1、PGA2、PGA3和1级固定增益放大器FGA。
再有，在图18的增益线图中，由于如果按增益编号的顺序逐一地全部记载，则成为很大的图，故在此为了方便起见，示出以偶数刻度与0～92为止的增益编号对应的电压增益、全增益、初级的输入电压、可变增益器PGA1～PGA3和固定增益放大器FGA的各增益。增益编号6～86的范围是可变增益器的使用范围，增益编号0～4和88～92的范围是作为工序容限来确保的范围。假定可变增益器PGA1在-18dB～18dB的范围内能每6dB地转换、PGA2在-24～18dB的范围内能每6dB地转换、PGA3在0～18dB的范围内能每1dB地转换。固定增益放大器FGA的增益为16dB，是恒定的。
由于增益编号67至68时的增益转换图形的缘故而发生大的噪声。虽然未图示，但在增益编号67中，PGA1的增益为12dB、PGA2的增益为12dB、PGA3的增益为5dB。即，增益编号67至68时的增益转换，如图19(A)中所示，初级的PGA1的增益从12dB转换为18dB、第2级的PGA2的增益为12dB不变、第3级的PGA3的增益从5dB转换为0dB。其结果，包含最终级在内，全增益从45dB成为46dB。再有，参照符号19是可变增益器PGA1的直流偏移的差分ΔDC的波形，20是直流偏移的差分ΔDC的波形19到达最终级的固定增益放大器FGA的输出端的波形。
此外，关于高通滤波器，假定能完全地去除43kHz之前的频率的理想的高通滤波器HPF。直流偏移的差分ΔDC的波形19通过了该高通滤波器HPF的结果，成为图19(B)中所示的波形。如果归纳起来说，则在图18的增益线图中，在初级的可变增益器PGA1在增益编号67和68之间转换时，可认为发生图19(B)中所示的噪声为3σ值。
关于因图19(B)中所示的增益转换而发生的噪声，计算所产生的SIR性能恶化。假定在1个时隙间隔中发生可变增益器的转换。此时，在1个时隙间隔中发生图19(B)中所示的噪声的情况下，产生1.86 dB的SIR性能恶化。此外，在1帧间隔的情况下，产生0.15dB的SIR性能恶化。特别是TPC、TFCI那样的控制用信号，如图2(B)中所示，根据时隙格式的情况，有时最短的接收时间为4.2微秒。如果该接收时间中重叠图19(B)中所示的噪声的峰值部分，则对于TPC和TFCI信号产生的SIR性能恶化为15.03dB。
在此，关于由可变增益器的增益转换产生的SIR性能恶化，使用图20～图27，说明到哪个程度为止是被容许的。
作为关于SIR的计算式，考虑以下的式(1)。SIR[dB]＝DPCH_Ec[dBm]+Gp[dB]-10·log{10(10·logkT0B+NF[dB]][dBm]/10+10log[dBm]/10}[dBm]-SIR_degradation[dB]…(1)DPCH_EcDPCH的每片(chip)的能量Gp处理增益k玻尔兹曼常数1.38×10-23〔J/K〕T0标准温度290〔k〕B3.84〔MHz〕NF噪声系数Ioc相加性白色高斯噪声(AWGN)SIR_degradationRF部和BB部中的SIR性能恶化式(1)将热噪声、相加性白色高斯噪声、在接收机系统上产生的SIR性能恶化作为妨碍干扰的分量来考虑。
为了求出在式(1)中表示的SIR，图20～图23(B)的假定是必要的。此外，关于假定，以3GPP中的最小接收灵敏度、最大输入电平和静态特性的传播特性为基础进行考虑。
以下，进行图20～图23(B)的说明。
如果关于传送率为12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的情况示出对于移动体终端的天线中的接收电平Ior的DPCH信号的每片的能量DPCH Ec与接收电平Ior的比率关系，则可认为为图20中所示的关系。在图20中用黑四角示出的部分是用3GPP进行了标准化的值。
图21是信号分量利用CDMA特有的频谱的反扩散得到的处理增益的表。因为扩散比根据时隙格式的不同而不同，故处理增益根据时隙格式的不同而不同。在图21的表中，对于12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各传送率，分别为21.07dB、15.05dB、12.04dB、9.03dB。这是用3GPP进行了标准化的标准测定信道中的处理增益。
图22(A)中假定了接收机系统中的天线转换开关SW、天线转换器DPX、低噪声放大器LNA和混频器MIX的噪声系数NF。
再有，在此之所以考虑了在图1的结构中没有的天线转换开关SW、天线转换器DPX，是基于以下的原因。
在与频带不同的2个以上的规格、例如W-CDMA和PDC(个人数字蜂窝机)对应的接收机的情况下，天线转换开关是必要的。此外，为了使发送机与接收机同时工作，通常使用天线转换器。
天线转换开关是转换多个天线连接的开关，天线转换器是抑制从发送系统朝向接收系统和从接收系统朝向发送系统的漏泄、起到从发送系统对天线只使发送频带通过、从天线对接收系统只使接收频带通过的滤波器作用的器件。再有，如果在图1的结构中而言，则在天线101与低噪声放大器102之间设置天线转换开关SW和天线转换器DPX。
关于可变增益器部分的NF，其值因增益不同而不同。此外，因为增益的值因接收电平Ior不同而不同，故将因接收电平Ior产生的AGC部的噪声系数NF的关系假定为如图22(B)中所示那样。
图23(A)中假定了相加性白色高斯噪声Ioc的值与作为信号分量的DPCH信号的每片的能量DPCH_Ec的关系。在3GPP中，将最小接收灵敏度中的接收机系统中的噪声系数NF预计为约9dB。此外，关于传播特性为静态特性时的相加性白色高斯噪声Ioc，对相加性白色高斯噪声Ioc进行了标准化，使得「DPCH_Ec(2303)」与「Ioc+热噪声(2304)」的比例与最小接收灵敏度时的「DPCH_Ec(2301)」与「热噪声+系统噪声(2302)」的比例相等。根据这一点，可以说Ioc的值被认为是成为与DPCH_Ec的比被保持为恒定的传播特性。如果在图23(A)中说到该Ioc的值，则是用参照符号2305示出的特性线上的值。根据以上所述，对于12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各传送率，可导出图23(B)中所示的Ior与Ioc的关系。
根据以上的图20～23(B)的假定，可计算求出SIR的式(1)。
如图24中所示，关于对最小接收灵敏度、最大输入、静态的传播特性的每个传送率的位错误率BER和块错误率BLER，在3GPP的标准中进行了推荐。此外，在图24中也示出了根据实验得到的所需要的SIR。由式(1)得到的值必须满足该所需要的SIR。
关于由式(1)得到的SIR与图24的所需要的SIR的差分，可作为容限来考虑。
图25(A)～(D)是对于12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各传送率、将横轴取作接收电平Ior示出了由式(1)得到的SIR与图24的所需要的SIR的关系的图。在此，没有包含在式(1)中转换可变增益器时发生的SIR性能恶化。因此，在转换了可变增益器时发生的SIR性能恶化必须容纳在该容限中。
可认为在各接收电平Ior中发生的3σ值中的SIR性能恶化如图26(A)、(B)中所示。在图26(A)、(B)中，重叠地记载了用图25(A)～(D)计算的容限。图26(A)是在1个时隙间隔中转换了可变增益器的情况，图26(B)是在1个帧间隔中转换了可变增益器的情况。
在图26(A)中，在接收电平Ior为-85dBm附近产生了大的SIR性能恶化，但这是在图19(A)、(B)中示出的环境下转换了初级的可变增益器时产生的，是可变增益器PAG1的增益从12dB转换为18dB时产生的。
从以上所述可知，转换初级的可变增益器的增益时的噪声引起最大的SIR性能恶化，此时，如果进行1个时隙间隔中的可变增益器的控制，则超过容限。根据这一点，在可变增益器的转换频度多的情况下，可认为对于某个接收电平中接收的数据信号产生品质上的问题。再有，用黑四角的点示出的横方向的线表示各传送速度的容限。
再有，从图26(B)可知，在以1个帧间隔进行可变增益器的转换的情况下，可容纳在容限内。
其次，使用图27(A)～(D)，示出对于在各接收电平Ior的增益转换时在3σ值处产生的控制用的TPC信号或TFCI信号的SIR性能恶化。图27中假定了在TPC信号或TFCI信号上重叠了由增益转换引起的噪声的峰值。从图27(A)～(D)可知，在12.2kbps、64kbps、144kbps、384kbps的各传送率中，接收电平Ior在-85dBm附近产生了超过10dB的非常大的SIR性能恶化。如果考虑不对控制信号进行错误校正，则在产生10dB这样大的SIR性能恶化的情况下，可以说不能作为准确的信号来接收。
TPC信号和TFCI信号是在各时隙中包含的信号。在可变增益器的增益转换控制的间隔为1个时隙的情况下，在接收电平Ior为-85dBm附近的场所，存在完全不能接收TPC信号或TFCI信号这一点控制信号的可能性。如果将可变增益器的增益转换控制的间隔定为1帧，则以15分之一的概率存在不能接收控制信号的可能性。在TFCI信号的情况下，如果在15个信号中的1个信号中产生10dB以上的SIR性能恶化，则其影响波及剩下的14个信号，对块错误率BLER有较大的影响。
根据这一点，可认为必须避开TFCI信号的接收时刻来进行增益转换。此外，对于TPC信号、Pilot信号那样的不进行错误校正的控制用的信号，也必须避开。即，关于可变增益器的增益转换，在数据信号的接收中进行转换即可。较为理想的是，在接收数据信号的开头进行转换，可减少其影响。
<实施例2>
使用图5说明本发明的第2实施例。作为抑制步进型可变增益器的增益转换时发生的噪声的影响的另一方法，可举出以随机的时序转换可变增益器的方法。在以随机的时序进行了转换的情况下，可避免TPC、TFCI、Pilot信号这些控制用信号的接收时序总是与转换可变增益器时的噪声发生时序重叠的可能性。
由于可以随机的方式来转换，故没有必要识别格式，例如对可变增益器的控制信号设置产生随机的延迟装置即可。作为这样的装置的例子，在控制信号的线上设置图5中示出的结构的装置即可。即，如果用图1中示出的接收机的结构来说，则插入到从AGC控制部111到可变增益器、滤波部104的控制信号线11中即可。
图5的装置是预先准备几个延迟元件DL、用转换开关KS来转换通过延迟元件DL的线路和使延迟元件DL短路的线路结构。如果用随机数来控制开关SW，则可变增益器的转换信号产生随机的延迟。作为结果，就以随机的方式实现转换的时序。
<实施例3>
使用图9说明本发明的第3实施例。在将步进型可变增益器作成多级结构时，在初级可变增益器的转换中产生大的噪声。这是因为，在初级中发生的噪声被后级的可变增益器部放大了。
因此，在初级可变增益器中，如果使其具有滞后性，则可抑制初级可变增益器被转换的频度，可减少产生大的噪声的频度。例如，如图9(A)中所示，在用可变增益器PGA1、PGA2、PGA3的3级结构构成了可变增益器部的情况下，作成具有图9(B)中所示的增益表即可。在图9(B)中，横轴表示接收电平Ior，是越朝向右侧越小的接收电平。纵轴表示增益的大小，是越朝向上方越大的增益。特性线G1是初级的可变增益器PGA1的特性，使之具有滞后性。特性线G2是第2级和第3级的可变增益器PGA2、PGA3的特性，Gt是整体的增益。例如在图1结构的情况下，在AGC控制部111中设置存储了这样的特性的增益表的存储器，或在可变增益器、滤波部104中设置，以参照该表来进行转换控制的方式构成接收机即可。
<实施例4>
使用图28说明本发明的第4实施例。图28是示出图1的结构的接收机中的可变增益器、滤波部104的步进型可变增益器PGA1PGA3的1级部分的结构例的电路图。该电路结构的情况的内置的电容可兼有高通滤波器的功能。图28中示出的步进型可变增益器是难以发生转换噪声的电路。在图28中示出的步进型可变增益器中，参照符号112表示电容，在该电容112的一端上经多个并列电阻113a、…113a和与各电阻113a串联地连接的开关116a连接晶体管114a的发射极，同样，在该电容112的另一端上经多个并列电阻113b、…113b和与各电阻113b串联地连接的开关116b连接晶体管114b的发射极。此外，晶体管114a、114b的各自的发射极上经电流源Ia、Ib连接接地侧电源Vss，在各自的集电极上经电阻115a、115b连接电源Vdd。
再有，晶体管114a、114b是构成特性一致的差分对的晶体管，起到负载电阻的作用的115a、115b也是构成特性一致的电阻对，电流源Ia、Ib也是同样的。
以这种方式构成的可变增益器的特征在于，经电容112结合了构成差分对的晶体管114a、114b。由于具有电容112，即使利用开关116a、116b来转换电阻113a、113b，直流电平也不变化，因此，即使转换增益，输出直流偏移也不变化。因此，具有缓和所发生的噪声的效果。
但是，在使用MOSFET作为上述的开关116a、116b时，在开关的导通电阻大的情况下，由于难以得到大的增益，故作为减小导通电阻的方法，必须增加作为开关使用的MOSFET的尺寸。
在图11中示出利用图10中示出的元件值对振幅特性进行了模拟的结果。再有，在图10中，示出了用CMOS倒相器构成的开关作为开关116a、116b。从图11可知，在频率大到约10MHz的情况下，相对于频率低的情况，增益上升。
其原因是，通过为了减小导通电阻而增加MOSFET的尺寸，器件所具有的电容增加了。
<实施例5>
使用图12说明本发明的第5实施例。如图12中所示，通过在集电极间连接电容120，可抑制图11中示出的在高的频率处的增益的上升。在图13中示出将电容120的元件值定为11pF、其它的元件值与图10中示出的值相同的情况下的模拟结果。
关于步进型可变增益器，通常用多级来构成，但在放大的同时，产生饱和的担心。因此，最好以阶梯状的方式抑制邻接信道的妨碍波。为此，如图14中所示，交替地配置低通滤波器LPF1、LPF2、LPF3和可变增益器PGA1、PGA2、PGA3。由于在各低通滤波器或各可变增益器中发生直流分量，故在已发生直流分量的后级中产生饱和的担心。通常，在各可变增益器的级间结合电容来解决该问题，但此时，在差分结构的各可变增益器的级间，外加电容必须是2个，在考虑了正交调制器的I和Q的情况下，外加电容必须是4个。
与此不同，如本发明的图10或图11中示出的的结构那样在使用了在差分对晶体管的发射极间具有电容的可变增益器的情况下，由于去除了直流分量，故可在差分结构的可变增益器的情况下分别需要2个电容的场所将电容减少为1个。图14中示出的C1、C2、C3是去除直流的外加电容。
<实施例6>
使用图15和图16说明本发明的第6实施例。作为不因直流分量而导致饱和的、对于直流分量的抑制条件最严格的可变增益器，就图1的结构而言，可考虑可变增益器、滤波部104内的接近于混频器103的输出部的初级可变增益器PGA1和其波形由于增益而被放大的后级可变增益器PGA3。因此，关于其间的可变增益器PGA2，假定作成如图15中所示的在发射极部中不包含电容的结构。由于即使转换增益、也不转换晶体管，故在增益转换时发生的噪声与图4中示出的现有可变增益器的电路结构相比较小。
因而，在本实施例中，图1的可变增益器、滤波部104的块电路结构成为图16中示出的结构。外加的电容与图14相比，由于没有电容C2，故可减少2个。
从上述的实施例可明白，按照本发明，在使用了直接变换的情况下，可实现能抑制在步进型可变增益器的增益转换时发生的噪声的无线通信接收机、或能缓和在步进型可变增益器的增益转换时发生的噪声的影响的无线通信接收机。
以上说明了本发明的优选的几个实施例，但本发明不限定于上述实施例，在不脱离本发明的精神的范围内，当然可进行各种设计变更。
权利要求
1.一种无线通信接收机，具备第1混频器，利用1次降频变换将接收信号的频率变换为规定的基带频率；以及第1可变增益电路，连接在该第1混频器的后级，具有用离散的增益进行转换的可变增益功能，其特征在于具有减少用离散的增益进行转换时发生的噪声的噪声减少装置。
2.如权利要求1中所述的无线通信接收机，其特征在于上述噪声减少装置是控制增益被转换的时序的时序控制电路。
3.如权利要求1中所述的无线通信接收机，其特征在于上述噪声减少装置具有使上述第1可变增益电路本身抑制在增益转换时发生的噪声的功能。
4.如权利要求2中所述的无线通信接收机，其特征在于上述接收信号是由规定的帧结构构成的没有间隙时间的信号，上述时序控制电路这样来进行控制，使上述可变增益电路的增益在接收上述帧结构内的规定信号的时刻处被转换。
5.如权利要求2中所述的无线通信接收机，其特征在于上述接收信号是由规定的帧结构构成的没有间隙时间的信号，上述时序控制电路这样来进行控制，使上述可变增益电路的增益在上述帧结构内的随机时刻处被转换。
6.如权利要求2中所述的无线通信接收机，其特征在于上述接收信号是由规定的帧结构构成的没有间隙时间的信号，上述时序控制电路具备测定与上述帧结构同步的时间的装置和存储上述帧结构的装置，上述时序控制电路以避开接收帧中的规定信号的时刻来转换可变增益器的增益的方式进行控制。
7.如权利要求2中所述的无线通信接收机，其特征在于上述接收信号是由规定的帧结构构成的没有间隙时间的信号，上述时序控制电路以使上述第1可变增益电路具有滞后特性来抑制增益转换的频度的方式进行控制。
8.如权利要求3中所述的无线通信接收机，其特征在于具有抑制在增益转换时发生的噪声的功能的上述第1可变增益电路包含构成差分对的第1和第2晶体管，该第1和第2晶体管的发射极部分经电容来结合。
9.如权利要求8中所述的无线通信接收机，其特征在于上述第1可变增益电路的上述第1晶体管的集电极部分和上述第2晶体管的集电极部分经电容来结合。
10.一种无线通信接收机，具备多级第1混频器和可变增益电路，上述第1混频器利用1次降频变换将接收信号的频率变换为规定的基带频率，上述可变增益电路连接在该第1混频器的后级，具有用离散的增益进行转换的可变增益功能，而且包含构成差分对的第1和第2晶体管，其特征在于上述多级可变增益电路内的初级可变增益电路是通过将与并联连接到上述第1晶体管的发射极部分上的多个第1开关串联地连接的多个第1电阻连接到电容的一端上、将与并联连接到上述第2晶体管的发射极部分上的多个第2开关串联地连接的多个第2电阻连接到上述电容的另一端上构成的，除了初级和最终级外的至少一级可变增益电路中，构成差分对的上述第1晶体管的发射极部分与第2晶体管的发射极部分通过并联连接的多个电阻和与该多个电阻分别串联连接的开关来结合。
全文摘要
提供能减少在以CDMA等的没有间隙时间的直接变换型来使用步进型可变增益器的情况下产生的增益转换时噪声的影响的无线通信接收机。作成使用终端计数器和定序器来控制由AGC控制部转换可变增益器的增益时的时序结构。通过作成这样的结构，避免在接收控制用信号或抗噪声性能差的信号的时刻处增益被转换，以转换可变增益器增益的方式来控制时序。
文档编号H04B1/707GK1409507SQ0214380
公开日2003年4月9日 申请日期2002年9月27日 优先权日2001年9月28日
发明者赤峰幸德, 梶原久芳, 田中聪, 矢野隆, 石井裕丈, 山本昭夫, 堀和明, 日笠和彦 申请人:株式会社日立制作所