专利名称：用于n天线系统的联合定时恢复和均衡的制作方法
技术领域：
本发明总地涉及一个用于天线系统的定时恢复电路。更特别地，本发明涉及用于一个N天线系统的联合定时恢复和均衡电路。也公开了相应的方法。
数字传输对多径衰落或类似效应敏感，并引起传输信号的波形失真，导致信号质量下降。为了最小化这个问题，目前在实际中采用一个使用横向滤波器的自动的自适应均衡器。自适应均衡器可以分成线性和非线性两类。线性均衡在陆地数字通信系统中已得到广泛的应用。但是，它不能有效地将深的或严重的多径失真最小化。因此，残余的符号间干扰就会令人讨厌地增大。特别是，随着信号传输速率变高和信号传播距离增大，线性均衡不再足以处理严重的频率选择性衰落，其中多径延迟扩展超过一个传输符号周期。为了解决这个问题，经常使用非线性类型的均衡器，它采用判决反馈均衡器(DFE)的形式。
可以认识到，DFE包括一个前向均衡器(FE)和一个反馈均衡器(FBE)。此外，DFE包括一个判决电路或判决器DD，以及一个减法器。在工作中，DFE被提供以例如一个进入的QAM信号，并操作以便在前向均衡器FE处使冲激响应的前兆(precursor)引起的符号间干扰(ISI)最小化，同时在反馈均衡器FBE处使得由后兆(postcursor)导致的ISI最小化。前向均衡器FE的输出在减法器中从反馈均衡器的输出中减去。从判决器DD输出、然后反馈回反馈均衡器FBE的判决信号是没有符号间干扰和噪声的。因此，使用判决反馈技术的反馈均衡器FBE的均衡能力要高于前向均衡器FE的均衡能力。这就意味着，后向均衡器能够完全去除由冲激响应的后兆引起的ISI(即，最小相移衰落)。不言而喻，DFE优于只提供前向均衡器FE的情况，FE的功能和上面提到的线性均衡器相同。
另一方面，由于前兆(非最小相移衰落)引起的符号间干扰在前向均衡器FE被均衡，所以FE的功能等同于线性均衡器。因此，在由非最小相移衰落引起的ISI方面，DFE仅仅实现了与前向均衡器FE相同的均衡。这就是为什么在陆地数字微波通信系统中即使由非最小相移衰落引起的严重失真频繁发生，也主要使用容易安装的线性均衡器FE，而不使用复杂的DFE的原因。
ATSC标准是由高级电视系统委员会(Advanced Television SystemsCommittee)在题为“ATSC数字电视标准(ATSC Digital TelevisionStandard)”的文件(Document A53，1995年9月16日)中制订的，因为美国的陆地数字电视要求在VHF和UHF载频范围内、以10.76MHz的符号速率、在6MHz的带宽上传输一个19.28Mbps的MPEG比特流。所使用的调制方案为单载波8电平残余边带(VSB)调制方案。
很多数字电视接收机有内置天线或者它们被与室内天线相连。在这样的数字电视接收机中，由于存在由室内障碍物产生的多个信号回波，所以接收一个高质量的信号就存在问题。该多个信号回波是或晚或早到达天线的干扰信号(即，多径延迟)。在电视接收机与方便的可接入的室内天线相连的情况下，室内天线可以手动旋转或调整以使得主信号最大化，以及由该主信号的多个信号回波产生的不想要的信号最小化。在电视接收机有不方便的可接入内置天线的情况下，为了进行所希望的调整，就必须手动旋转或调整整个电视接收机。
对目前用于接收ATSC陆地数字电视信号的同步算法的分析表明这些算法很有可能在有显著符号间干扰(ISI)的环境中失效。因为下一代美国陆地数字电视接收机将包含多个天线，而且因为目前的同步算法对于多天线输入将不工作，所以这个问题只会变得更差。换句话说，现在和将来都要求有新的同步算法。
如上面所讨论的，为了补偿ISI和其他信号降级与失真的源，在接收机中要包含一个均衡器，例如极小地间隔开的自适应滤波器。可以认识到，自适应滤波器可以逐个时刻地修改系数，该系数也可以称为抽头权重，用于滤波器中以消除ISI并补偿幅度和群时延失真。进行抽头权重的更新以便使滤波器输出与其希望的或分割的值(即最接近的星座点)之间的误差最小化。这个误差是滤波器的实际输出和预期输出之间的差值的一个有效度量。该自适应过程继续，直到该误差达到最小值，即该滤波器收敛。
均衡器的收敛质量取决于很多因素，包括抽头数目、初始抽头权重、所希望的收敛速率、输入端的信噪比(SNR)和接收机的定时恢复电路引起的相位变化，以及它可以用多种自适应算法实现。
接收机中的一个故障点如
图1所示，其中给出了在传统芯片组中采用的定时恢复(TR)电路。在图1中，数字电视(DTV)接收机1包括一个抽样速率转换器(SRC)10、一个载波恢复(CR)电路12、一个平方根升余弦(SQRC)滤波器14(例如，一个具有像在授予Williams的美国第6,216,250号专利中描述的升余弦的平方根特性的有限冲激响应(FIR)滤波器)、一个前向均衡器(FE)16、一个同步检测器(SD)18、一个运算器30和一个判决器(DD)40，它们按那个次序排列。定时恢复(TR)电路20接收SQRC滤波器14的输出，并产生TR控制信号用于加到SRC10的控制输入端。还要注意的是，DD40的输出被加到反馈均衡器50，该反馈均衡器的输出被加到运算器30的第二输入端口。
优选地，抽样速率转换器可以与在授予Adams等的美国第6,141,671号专利中公开的转换器相似，此专利中公开了将以定义一输入周期的第一抽样速率的输入抽样序列变换为以第二抽样速率的输出抽样序列的电路。而且，载波恢复电路可以采取多种形式，例如，在授予Aman等的美国第6,192,088号专利中公开的载波恢复电路，其中描述了包括操作的捕获和跟踪模式的数字载波恢复系统。可以认识到，这个载波恢复电路在捕获模式下，寻找并锁定所接收载波信号电路中的长期频偏，而在跟踪模式下，跟踪载波相位中的瞬时变化。另外，应该认识到，用于VSB信号接收机的判决引导的定时恢复电路调整该抽样时钟的频率和相位，使得样值的定时最优化，即，保证抽样在时间上与VSB载波上的符号传输对齐。该定时恢复电路有利地可以使用一般类型，与S.U.H.Qureshi在他的论文“用于均衡的部分响应系统的定时恢复(Time Recovery for Equalized Partial-Response Systems)”，IEEETransactions on Communications，1976年12月，第1326-1333页中描述的、供脉冲幅度调制(PAM)信号使用的电路相同。上面提到的所有专利和参考文献被引入作为参考。
由图1可以理解，TR电路和相应的算法(软件)是在DTV接收机1的前端中，因此，总是经历整个的失真信道。在某些情况下，严重失真的信道可以意味着该TR算法不能获得同步锁定，且这样使整个接收机系统的性能大大下降。
所需要的是产生定时恢复信号的方法和产生定时恢复信号的电路，其对抗同步丢失。还需要的是一个与天线输入数目无关的方法和相应的电路。如果这样改进的方法和相应电路可以以很少代价或没有额外代价地实现，则将是非常有益的。
根据上面和前述的内容，可以认识到，本领域中目前存在一个对用于N天线系统的联合定时恢复和均衡方法的需求，其克服了上面描述的缺陷。本发明的动机就是希望克服目前可用的技术的缺点和短处，从而实现本领域的这个需要。
从一个方面来说，本发明给出了一个包含N个天线和一个定时恢复环路的数字接收机，N≥1，该定时恢复环路包含N个抽样速率变换器，其从第N个天线接收以第一抽样速率的第N个符号流，响应于一个定时恢复(TR)控制信号而输出以第二抽样速率的第N个符号流；N个前向均衡器分别根据以第二抽样速率的第N个符号流而生成第N个被均衡的反馈信号，以及一个定时恢复电路，它根据N个被均衡的反馈信号中的一个或多个而生成该TR控制信号。
优选地，该定时恢复环路包含一个选择器，在N个各自的输入端接收基于N个被均衡的反馈信号的N个信号，并将N个信号中选定的一个应用于该定时恢复电路。
从另一个方面来说，本发明提供了一个操作数字接收机的方法，包括对定时恢复(TR)控制信号作出响应的N个抽样速率转换器，其分别连接到N个天线，N≥1，此方法包含步骤生成N个被均衡的反馈信号，每个反馈信号基于具有一个受控的抽样速率的第N个符号流，组合N个波均衡的反馈信号中的至少一部分，来生成一个组合的、被均衡的反馈信号，或要求根据该组合的、被均衡的反馈信号，或选定的、被均衡的反馈信号来生成该TR控制信号，并将该TR控制信号应用于抽样速率转换器，从而允许这N个抽样速率转换器输出以受控抽样速率的N个符号流。
本发明的这些和各个其他特征以及方面通过联合附图来参考下面的细节描述将会容易理解，在附图中完全使用相同或相似的数字，其中图1是DTV接收机中实现的传统定时恢复环路的高层方框图；图2是根据本发明的、在DTV接收机中实现的定时恢复环路的一个优选实施方案的高层方框图；图3是根据本发明的、在DTV接收机中实现的定时恢复环路的第二优选实施方案的高层方框图，其中该接收机与一个天线阵相连；和图4是根据本发明的、在DTV接收机中实现的自适应定时恢复环路的第三优选实施方案的高层方框图。
本发明提供了一个数字电视接收机，其组合了均衡和定时恢复功能。更特别的，根据本发明的DTV接收机利用一个被均衡的信号作为对定时恢复环路的输入。
根据本发明的DTV接收机100的优选实施方案在图2中被示为与天线5相连。该DTV接收机包含一个抽样速率转换器(SRC)10、一个载波恢复(CR)电路12、一个平方根升余弦(SQRC)滤波器14、一个前向均衡器(FE)16、一个同步检测器(SD)18、一个运算器30和一个判决器(DD)40，它们按与图1给出的相似的排列来安排。但是，在图2中，定时恢复(TR)电路20’接收FE16的输出并生成一个TR控制信号，其被加到SRC10的控制输入端。还要注意的是，DD40的输出被加到反馈均衡器50，而反馈均衡器的输出则加到运算器30的第二输入端口，如上面所讨论的。
换句话说，在如图1所示的DTV接收机实现中，加到定时恢复(TR)环路的反馈信号是在SQRC滤波器14的输出。相反，在图2所示的本发明的优选实施方案中，加到TR环路的反馈信号在SQRC滤波器的下游生成，并构成一个被均衡的反馈信号。应该认识到，该被均衡的反馈信号有利地可以是前向均衡器(FE)的输出，或是完全的判决反馈均衡器(DFE)的输出。还应该认识到，利用该被均衡的反馈信号作为到该TR环路的输入必定是一个更干净的信号，因此使得在降级的信道条件下获得同步锁定的概率最大化。
所提出的下一代美国陆地DTV接收机将包含多个天线输入。应该认识到，如图2所示的本发明的优选实施方案将不提供对定时恢复问题的最佳解决方案，因为现在将有多个输入需要同步。有几种方式使本发明的技术适合于多天线环境。第一，DTV接收机有利地可以只包含一个TR环路；对TR环路的输入将是由所有天线的组合输出而得到的被均衡的反馈信号。这在图3中示出。另一种选择是，TR算法可以对于每个天线用独立的TR环路来实现。还可以通过单个TR电路生成一个公共的TR控制信号加到DTV接收机中的所有SRC电路而实现；在那种情况下，DTV接收机需要有一个开关，允许该被均衡的反馈信号提供要加到TR电路的最佳的同步锁定。这个设计代表了本发明的另一个优选实施方案，如图4所示，并将在下面讨论。
如上面所提到的，根据本发明的DTV接收机的另一个优选实施方案允许使均衡结构适配于一个波束成形天线系统，从而产生一个用于接收ATSC 8-VSB信号的自适应数字宽带波束成形(DBBF)接收机系统，如图3所示。更独特的，图3给出了连接天线5a，...，5n的自适应DBBF接收机系统200的高层框图，此系统包含一个抽样速率转换器(SRC)10a、一个载波恢复(CR)电路12a、一个平方根升余弦(SQRC)滤波器14a、一个前向均衡器(FE)16a、一个同步检测器(SD)18a和一个运算器25。此外，接收机系统200包含一个抽样速率转换器(SRC)10n、一个载波恢复(CR)电路12n、一个平方根升余弦(SQRC)滤波器14n、一个前向均衡器(FE)16n、一个同步检测器(SD)18n。SD18n的输出被加到运算器25的另一个输入端口。应该认识到，利用如图3所示的前端设计，任意数目N的天线都可以被容纳。运算器25的输出通过第二运算器30被加到判决器(DD)40。还应该注意，DD40的输出被加到反馈均衡器50，而反馈均衡器的输出则加到运算器30的第二输入端口。
在如图3所示的DTV接收机200中，该定时恢复(TR)电路20”接收该运算器25的输出并生成一个TR控制信号，该控制信号被加到SRC10的控制输入端。将理解运算器25的输出在作为被均衡的反馈信号的同时，代表由该DTV接收机200所接收的、来自各个天线5a，...，5n的所有信号的组合。将理解这可能不是用于生成和/或选择由该TR环路所需要的被均衡的反馈信号的最优技术。
图4图示了一个连接到天线5a，...，5n的自适应DBBF接收机系统300的高层框图，该系统包括一个抽样速率转换器(SRC)10a、一个载波恢复(CR)电路12a、一个平方根升余弦(SQRC)滤波器14a、一个前向均衡器(FE)16a、一个同步检测器(SD)18a和一个运算器25。此外，DTV接收机300包含一个抽样速率转换器(SRC)10n、一个载波恢复(CR)电路12n、一个平方根升余弦(SQRC)滤波器14n、一个前向均衡器(FE)16n、一个同步检测器(SD)18n。SD18n的输出被加到运算器25的另一个输入端口。应该认识到，利用如图3所示的前端设计，任意数目N的天线都可以被容纳。运算器25的输出通过第二运算器30被加到判决器(DD)40。还应该注意，DD40的输出被加到反馈均衡器50，而反馈均衡器的输出则加到运算器30的第二输入端口和如图3所示的接收机系统200一样，接收机系统300包含TR电路20，它生成一个TR控制信号，可加到所有的SRC电路10a，...，10n。优选地，TR电路30的输入由一个选择器开关60，例如一个复用器提供，该开关有利地可以将接收机系统300产生的几个被均衡的反馈信号中的一个连接到TR电路。在一个示例情形中，选择器开关60接收分别由同步检测器18a，...，18n输出的被均衡的反馈信号EFSa，...，EFSn。有利地，选择器开关60可以由一个同步锁定检测器70操作，该同步锁定检测器接收来自近便的下游部件例如判决器40的输出的输出信号。
从上面的讨论应该认识到，这个定时恢复的新颖方法有两个主要的优点。首先，定时恢复环路的整体性能将会有很大的提高，主要是由于进入TR环路的被均衡的反馈信号相对较干净(与SQRC滤波器的输出相比)的事实。因此，根据本发明的DTV接收机即使在严重衰落的信道条件下都将获得同步锁定。第二，定时恢复系统和相应的方法有利地更适合于增加的天线输入的数目，因为DTV接收机可以只用一个定时恢复环路来实现。还应该认识到，这些优点以及其他对本领域技术人员而言很显然的优点可以实现，而只导致很小的代价或没有额外的代价。
应该指出，虽然讨论的最佳实施方案针对涉及DTV接收机的应用，但本发明并不限于这种应用。因此，虽然目前本发明的优选实施方案在这里已经做了详细描述，但是应该清楚地理解，对这里所示教的基本创新概念的多种变化和/或改进对本领域技术人员是显然的，它们将仍然在本发明的精神和范围之内，正如在附加的权利要求中所定义的。
权利要求
1.一种包含N个天线(5，5a-5n)和一个定时恢复环路的数字接收机(100，200，300)，N≥1，其中该定时恢复环路包含-N个抽样速率转换器(10，10a-10n)，其从第N个天线(5，5a-5n)接收以第一抽样速率的第N个符号流，且响应于一个定时恢复(TR)控制信号而输出以第二抽样速率的第N个符号流；-N个前向均衡器(16，16a-16n)，分别根据以第二抽样速率的第N个符号流而生成第N个被均衡的反馈信号；和根据该N个被均衡的反馈信号而生成该TR控制信号的定时恢复电路(20’，20”，20)。
2.如权利要求1中的数字接收机，进一步包含N个载波恢复电路(12a-12n)，每个载波恢复电路将N个抽样速率转换器中的第N个抽样速率转换器电耦合到该前向均衡器中的第N个前向均衡器。
3.如权利要求2中的数字接收机，进一步包含N个有限冲激响应(FIR)滤波器(14a-14n)，每个滤波器将N个载波恢复电路中的第N个载波恢复电路电耦合到该前向均衡器中的第N个前向均衡器。
4.如权利要求3中的数字接收机，其中N个FIR滤波器中的每个滤波器是平方根升余弦滤波器。
5.如权利要求1-4中的数字接收机，进一步包含一个选择器(60)，其在N个相应的输入端接收基于N个被均衡的反馈信号的N个信号，并将N个信号中选定的一个信号加到该定时恢复电路。
6.一种用于操作数字接收机的方法，包括响应于一个定时恢复(TR)控制信号的、分别连接到N个天线的N个抽样速率转换器，N≥1，该方法包括-生成N个被均衡的反馈信号，每个反馈信号基于有一个受控的抽样速率的第N个符号流；-组合该N个被均衡的反馈信号中的至少一部分，来生成一个组合的被均衡的反馈信号；或-选择该N个被均衡的反馈信号中的一个反馈信号，来生成一个选定的被均衡的反馈信号；-根据该组合的被均衡的反馈信号或该选定的被均衡的反馈信号来生成该TR控制信号；和-将该TR控制信号加到该抽样速率转换器，从而允许该N个抽样速率转换器输出以受控抽样速率的N个符号流。
全文摘要
位于数字接收机前端的定时恢复环路包括一个抽样速率转换器，其接收以第一抽样速率的符号流，且响应于一个定时恢复(TR)控制信号而输出以第二抽样速率的符号流；一个根据以第二抽样速率的符号流来生成被均衡的反馈信号的前向均衡器，和一个根据被均衡的反馈信号而生成TR控制信号的定时恢复电路。如果需要，该定时恢复环路可以包括一个将抽样速率转换器电耦合到该前向均衡器的载波恢复电路，和一个将载波恢复电路电耦合到该前向均衡器的有限冲激响应(FIR)滤波器。在一个示例情形中，FIR滤波器是一个平方根升余弦滤波器。还描述了一个根据被均衡的反馈信号和对应的定时恢复控制信号来控制该定时恢复环路的方法。
文档编号H04N5/44GK1513239SQ02811217
公开日2004年7月14日 申请日期2002年6月4日 优先权日2001年6月4日
发明者J·梅汉, X·欧阳, J 梅汉 申请人:皇家菲利浦电子有限公司