专利名称：使用数字频率扭曲的动态范围压缩的制作方法
技术领域：
本发明整体涉及音频系统，尤其是涉及一种用于动态范围压缩的方法和装置。
背景技术：
一个听力受损的人通常受听觉灵敏度丧失的痛苦，这个丧失取决于声音的频率和可听见的级别两者。因此，一个听力受损的人也许能像非听力受损的人一样听到某些频率(例如，低的频率)，但是却不能在其他的频率(例如，高频率)上以与非听力受损的人相同的敏感度听见声音。类似地，听力受损的人也许能像非听力受损的人一样听到很大声的声音，但不能以与非听力受损的人相同的敏感度听见轻柔的声音。因此，在后者的情况下，听力受损的人遭受动态范围丧失的痛苦。
各种各样的模拟和数字助听器已经设计成能减轻上述的听觉缺陷。例如，频率整形技术可用于画出由助听器提供的放大的轮廓线，从而匹配有意的用户的频率相关听力损失。相对于动态范围丧失，典型地一个压缩器被用于压缩输入声音的动态范围，使得其更加紧密地和有意的用户的动态范围相匹配。输入动态范围与由压缩器输出的动态范围的比值被称为压缩比。通常，用户所要求的压缩比在整个输入功率范围之上不是恒定的。
典型地，动态范围压缩器被设计成能在不同的频带范围中不同地实现，从而估计有意的用户的频率相关性(即，频率分辨率)。这种多信道或者多频带压缩器将输入信号分为两个或多个频带，分别地压缩每个频带。这种设计不仅在改变压缩比、而且在改变与每个频带有关的时间常数方面允许更大的灵活性。时间常数涉及冲击和释放时间常数。冲击时间是压缩器起作用需要的时间，并且在很大声的声音开始时降低增益。相反地，释放时间是压缩器起作用需要的时间，并且在很大声的声音终止之后提高增益。
传统的数字信号处理技术，诸如那些依靠离散傅里叶变换(DFT)的数字信号处理技术提供恒定带宽频率分辨率。因此，这些技术对于本申请是不适当的。
图1示出一种现有技术的方法，方法克服在为传统的数字处理所固有的均匀的频率分析和耳朵的不均匀的频率分辨率之间的配合不当。如图所示，使用了一个多通道滤波器组100，其由多个并行工作的滤波器101组成，滤波器分解输入信号103为多个频带。典型地，在这种类型的系统中使用在两个和四个之间的频带范围。相应的滤波器带宽和频带边缘被选择，以给出一个临界频带标度的近似值。压缩器独立地针对来自每个滤波器101的输出105操作，压缩器输出107是各个压缩信号109的总和。虽然这种方法是比较直接了当地执行的，并且仅导致一个短的数字处理延迟，相对粗略的频率分辨率可以限制系统提供想要的增益比通常任意的听觉损失需要的频率特性的性能。
图2是示出当施加于耳朵不均匀的频率分辨率时，在克服传统的数字处理中存在的缺陷的第二个现有技术方法。在这个方法中，输入信号103被在频率域中处理。一个DFT被用于频率分析，典型地使用一个快速傅里叶变换(FFT)算法执行。在步骤201上执行的FFT必须是足够大的，以在低频区提供想要的频率分辨率。求和重叠FFT箱的组形成高频分析频带。使用在每个分析频带中的功率估算，在频率域中计算压缩增益(步骤203)。压缩器滤波器被施加在频率域(步骤205)，并且一个反向快速傅里叶变换被用于产生幅度压缩的信号(步骤207)。以16kHz采样率操作系统，128点FFT可用于处理缓存的输入数据，在0和T之间产生65个频率采样。从这65个箱，14个重叠的频带范围被形成供设置压缩增益之用。这个方法具有良好的频率分辨率的优点，但是提高分辩率需要一个很大的缓存器以在计算FFT之前容纳输入数据。作为信号缓存的结果，可以获得一个相当可观的数字处理延迟，在某些情况下，这个延迟对于用户来说是听得见的。
在图3示出的对于上述方法的一个改进中，压缩器使用一个侧支路301用于频率分析。频率分析的结果被用于产生放置在信号通路中的滤波器303的系数。如在图1中示出的滤波器组或者如图3所示的一个FFT被用于频率分析。如同在图2示出的情况一样，在高频率上求和重叠FFT箱组提供对于听觉频率分析的近似值。当直达信号路径仅包括短的输入缓冲器305和有限脉冲响应(FIR)滤波器303时，在图3中示出的侧支路体制产生极小的数字处理延迟。在侧支路中执行的频率分析的分辩率是由FFT的长度和其相关的输入缓冲器限制的。在图3示出的系统中，同样假定16kHz的采样率，32点FFT被以确定的频率采样值计算(步骤307)，结合去给出9个重叠的频带范围。通过包括更多的过去的输入信号的采样值提高FFT缓存器大小可能给出更好的频率分辨率，但是也可能增加在输入信号幅度和施加于那个信号修改的增益值之间变化的时间滞后。
虽然已经在助听器中实现了各种各样的不同的信号处理系统，没有一个系统结合充分小的处理时间滞后已提供了期望的频率分辨率。本发明提供了这样的一种系统。
发明内容
提供了一种动态范围压缩系统，其使用逐个采样或者块处理的系统。这样的一种系统例如可以在助听器中使用。使用频率扭曲的处理系统的压缩系统由一串串联的全通滤波器组成，具有全通滤波器的输出，且全通滤波器的输出提供输入给用于计算滤波器系数的频率分析。因而，压缩滤波器被设计在频率域内。一种返回到扭曲的时间域的反频率变换被用于产生压缩滤波系数，这些压缩滤波系数被与全通延迟线的输出卷积，以给出被处理的输出信号。
因此，在一个方面中，本发明是一种诸如在助听器中使用的音频处理系统，该音频处理系统由一个输入换能器、一个模数转换器、多个一阶全通滤波器、开窗装置、频率域变换施加装置、用于计算多个频率域级别估值的装置和一个扭曲的时域滤波器、用于执行反频率域变换的装置、卷积装置、一个数模转换器、和一个输出换能器组成。在一个优选实施例中，频率域变换是一个FFT。在另一个优选实施例中，频率域变换是一个DFT。在又一个优选实施例中，频率域变换是格策尔(Goertzel)算法。
在另一个方面中，本发明是一种诸如在助听器中使用的音频处理系统，该音频处理系统由一个输入换能器、一个模数转换器、一个输入数据缓存器、多个一阶全通滤波器、用于给延迟采样序列的第一和第二部分开窗的装置、频率域变换施加装置、用于计算第一和第二扭曲的功率频谱的装置、用于求和和归一化第一和第二扭曲的功率频谱的装置、用于计算扭曲的时域滤波器的装置、用于执行反频率域变换的装置、卷积装置、一个数模转换器、和一个输出换能器组成。在一个优选实施例中，频率域变换是一个FFT。在另一个优选实施例中，频率域变换是一个DFT。在又一个优选实施例中，频率域变换是格策尔算法。
在又一个方面中，本发明是一种诸如在助听器中使用的音频处理系统，该音频处理系统由一个输入换能器、一个模数转换器、一个用于保存一块大小为M的数据的输入数据缓存器、2M个一阶全通滤波器，用于给M大小的延迟采样序列的一部分开窗的装置、2M点频率域变换施加装置、用于计算多个频率域级别估值的装置和一个扭曲的时域滤波器、用于执行反频率域变换的装置、卷积装置、一个数模转换器、和一个输出换能器组成。在一个优选实施例中，频率域变换是一个FFT。在另一个优选实施例中，频率域变换是一个DFT。在又一个优选实施例中，频率域变换是格策尔算法。
在又一个方面中，本发明是一种诸如在助听器中使用的处理声音的方法，该方法包括步骤接收模拟输入信号和将其转换为数字输入信号；传递数字输入信号通过多个一阶全通滤波器；给一个延迟采样序列开窗；形成一个扭曲的延迟采样序列；计算多个频率域级别估值和一个扭曲的时域滤波器；形成一组压缩滤波系数；卷积一个延迟采样序列与该组压缩滤波系数，以形成数字输出信号；转换数字输出信号为模拟输出信号；和转换模拟输出信号为音频信号。在一个优选实施例中，扭曲的延迟采样序列是使用一个FFT形成的。在另一个优选实施例中，扭曲的延迟采样序列是使用一个DFT形成的。在另一个优选实施例中，扭曲的延迟采样序列是使用一个格策尔算法形成的。在另一个优选实施例中，该组压缩滤波系数是使用一个反频率域变换形成的。在另一个优选实施例中，该组压缩滤波系数是使用一个反向快速傅里叶变换形成的。
在又一个方面中，本发明是一种诸如在助听器中使用的处理声音的方法，该方法包括步骤接收模拟输入信号和将其转换为数字输入信号；传送数字输入信号通过一个数据缓冲器和通过多个一阶全通滤波器；给第一延迟采样序列的第一和第二部分开窗；形成第一和第二扭曲的延迟采样序列；计算第一和第二扭曲的功率频谱；求和和归一化第一和第二扭曲的功率频谱；形成一个扭曲的时域滤波器；形成一组压缩滤波系数；卷积第二延迟采样序列与该组压缩滤波系数，以形成数字输出信号；转换数字输出信号为模拟输出信号；和转换模拟输出信号为音频信号。在一个优选实施例中，第一和第二扭曲的延迟采样序列是使用FFT形成的。在另一个优选实施例中，第一和第二扭曲的延迟采样序列是使用DFT形成的。在另一个优选实施例中，第一和第二扭曲的延迟采样序列是使用格策尔算法形成的。在另一个优选实施例中，该组压缩滤波系数是使用反频率域变换形成的。在另一个优选实施例中，该组压缩滤波系数是使用反向快速傅里叶变换形成的。
在又一个方面中，本发明是一种诸如在助听器中使用的处理声音的方法，该方法包括步骤接收模拟输入信号和将其转换为数字输入信号；传送数字输入信号通过一个数据缓冲器和多个一阶全通滤波器，其中数据缓冲器保存一块大小为M的数据，并且具有2M个一阶全通滤波器；给延迟采样序列的大小为M的一部分开窗；对开窗的延迟采样序列施加一个2M点频率域变换；计算多个频率域级别估值和一个扭曲的时域滤波器；形成一组压缩滤波系数；卷积延迟采样序列的大小为M的第二部分与该组压缩滤波系数，以形成数字输出信号；转换数字输出信号为模拟输出信号；和转换模拟输出信号为音频信号。在一个优选实施例中，2M点频率域变换使用FFT。在另一个优选实施例中，2M点频率域变换使用DFT。在另一个优选实施例中，2M点频率域变换使用格策尔算法。在另一个优选实施例中，该组压缩滤波系数是使用反频率域变换形成的。在另一个优选实施例中，该组压缩滤波系数是使用反向快速傅里叶变换形成的。
参考说明书的其余部分和附图可以进一步理解本发明的特性和优点。
附图的简要说明图1示出一个按照现有技术使用数字滤波器组的多频带压缩器；
图2示出当施加于耳朵不均匀的频率分辨率时，在克服传统的数字处理中缺陷的第二个现有技术方法；图3示出一个使用具有压缩增益的侧支路用于频率分析的压缩器，压缩增益施加于在信号通路中经由一个FIR滤波器的信号；图4是一个数字助听器的简化方框图；图5示出一个传统的FIR滤波器；图6示出一个扭曲的FIR滤波器；图7示出用于具有α＝0.5756的单个一阶全通滤波器部分的群延迟；图8示出一个传统的FFT；图9示出一个扭曲的FFT；图10示出一个压缩器，其使用一个扭曲的频率标度用于频率分析和滤波信号合成两者；图11示出在本发明的扭曲的压缩系统中模块时间域处理的使用；图12示出FFT压缩器对于一个扫描正弦波激励的输出信号包络；图13示出侧支路压缩器对于一个扫描正弦波激励的输出信号包络；图14示出扭曲-15压缩器对于一个扫描正弦波激励的输出信号包络；图15示出扭曲-31压缩器对于一个扫描正弦波激励的输出信号包络；图16示出用于对扫描正弦波激励信号进行失真测试的频谱图；图17示出用于FFT压缩器响应扫描正弦波的频谱图；图18示出用于侧支路压缩器响应扫描正弦波的频谱图；图19示出用于扭曲-15压缩器响应扫描正弦波的频谱图；和图20示出用于扭曲-31压缩器响应扫描正弦波的频谱图。
具体实施例的描述图4是一个在此处仅用于示范目的的数字助听器400的简化方框图。应理解，本发明的信号处理系统还可以在其他的应用中使用，诸如音频系统、音频广播、电话通信等等。还应理解，助听器400可以是一种在管内、耳内、耳后、或者别的方式安装的助听器。还应理解，取决于在数字信号处理器内采用的技术，助听器400可以表示一种现有技术的助听器，或者一种按照本发明的助听器。
助听器400由一个输入换能器401，一个模数(A/D)转换器403，一个数字处理装置405(例如，数字信号处理器或者DSP)，一个数模(D/A)转换器407，以及一个输出换能器409组成，输入换能器401最好是麦克风，输出换能器409最好是扬声器。在操作中，输入换能器401接收音频信号并且转换音频信号为模拟电信号。模拟电信号由A/D转换器403转换为数字电信号，其接着由DSP 405处理以形成数字输出信号。数字输出信号由D/A转换器407转换为模拟电信号。模拟信号是由输出换能器409使用的，例如，扬声器，以产生一个由助听器400的用户听见的音频信号。
频率扭曲数字频率扭曲的原理是已知的，因此下面仅给出简要概述。频率扭曲是通过在一个具有一阶全通滤波器的数字滤波器中替换单位延迟实现的。全通滤波器执行一个双线性的保角映射，其以在高频下的频率分辨率的互补变化改变在低频下的频率分辨率。
用于频率扭曲的全通滤波器是由以下给出的A(z)=z-1-α1-αz-1]]>(公式1)这里α是扭曲参数。实际上，设置α＞0提高在低频下的频率分辨率，并且设置α＜0提高在高频下的频率分辨率。对于本申请，最好是选择的α值给出一个对应于听觉频率分析的频率标度。给出最符合巴克(Bark)频率标度的用于扭曲参数的最佳值是由以下给出的
α＝0.8517[tan-1(0.06583fs)]1/2-0.1916 (公式2)这里fs是以kHz为单位的采样率。对于一个16kHz的采样率，用于α的最佳值是0.5756。扭曲的数字频率标度是由以下给出的 (公式3)在未扭曲的频率域中的FFT将沿着频率轴线 以均匀间隔的频率 产生若干个值。一个在扭曲的频率域中计算的FFT将具有以由公式(3)的变换给出的频率 的采样值。
一个传统的FIR滤波器在图5中示出，并且一个扭曲的FIR滤波器在图6中示出。扭曲的滤波器是根据未扭曲的FIR滤波器通过以全通滤波器A(z)(601)替换单位延迟z-1(501)而构成的。传统的FIR滤波器的Z变换是由以下给出的B(z)=Σk=0Kbkz-k]]>(公式4)用于一个具有K+1个抽头的滤波器。假定滤波系数bk具有偶对称，给出bk＝bK-k。对于K是奇数，滤波器具有偶数个抽头，并且Z变换可以被改写为B(z)=Σk=0(K-1)/2bk[z-k+z-(K-k)]]]>(公式5)重新布置延迟项导致(z)=Σk=0(K-1)/2bkz-k/2[z-(k-K/2)+z(k-K/2)]]]>(公式6)=z-K/2Σk=0(K-1)/2bk[z-(k-K/2)+z(k-K/2)]]]>估算对单位圆的Z变换给出 (公式7)在总和范围内的项表示一个固定延迟。在总和范围之内的项是纯实数，因此是零相位，并且不是有助于滤波延迟。因此，对称FIR滤波器是一个具有恒定滤波延迟的线性相位滤波器，只要对称性被保持，恒定滤波延迟不依靠实际的滤波系数。如果传统的(即，未扭曲的)FIR滤波器具有K+1个抽头，那么延迟是K/2个采样值。
就传统的FIR滤波器而论，对于对称扭曲的FIR滤波器的分析沿着相同的线路继续进行。滤波延迟将再次被估算用于一个具有偶数个抽头的对称滤波器。(注意，对于奇数个抽头的分析是类似的)。扭曲的FIR滤波器的Z变换是由以下给出的B~(z)=Σk=0KbkAk(z)]]>(公式8)这里A(z)是由公式(1)给出的全通滤波器。再次假定滤波系数具有一个偶对称，得出bk＝bK-k。对于K是奇数，滤波器具有偶数个抽头，并且Z-变换可以被改写为B~(z)=Σk=0(K-1)/2bk[Ak(z)+A(K-k)(z)]]]>(公式9)重新布置延迟项导致B~(z)=Σk=0(K-1)/2bkAk/2(z)[A(k-K/2)(z)+A-(k-K/2)(z)]]]>(公式10)=AK/2(z)Σk=0(K-1)/2bk[A(k-K/2)(z)+A-(k-K/2)(z)]]]>滤波延迟是通过针对单位圆估算公式(10)确定的。注意到， 这里星号“*”表示复共轭。因此，在公式(10)中在总和范围之外的项表示固定的频率相关群延迟，并且在总和之内的项还是纯实数，并且不有助于滤波器群延迟。因此，对称扭曲FIR滤波器具有固定的频率相关群延迟，只要保持对称性，其不依靠实际的滤波系数。如果扭曲的FIR滤波器具有K+1个抽头，那么群延迟是K/2乘以单个全通滤波器的群延迟。
用于频率扭曲的一个全通滤波器的群延迟示出在图7中，假定一个16kHz采样率和相关的最佳全通滤波器参数用于巴克频率标度。用于一个全通部分的群延迟从在0Hz上的3.71个采样值到在8kHz上的0.27个采样值变动，并且在2.44kHz上是1个采样值。因此，对于低于2.44kHz的频率，对称扭曲的系统比具有相同数量抽头的对称的传统的FIR具有更大的延迟，并且高于2.44kHz，扭曲的系统具有更短的延迟。对于一个15个抽头(即，K＝14)对称扭曲的FIR滤波器的总体群延迟将是7乘单个全通级的值，给出一个从在0Hz上的26个采样值到在8kHz上的1.9个采样值范围的延迟。对于一个31个抽头(即，K＝30)对称扭曲的FIR滤波器，延迟将是从在0Hz上的115个采样值到在8kHz上的8.4个采样值变动。
FFT还可以被在扭曲的频率域中计算，如图8和9所示。在图8的传统的FFT中，FFT被使用一个缓存器的内容计算，缓存器的内容包括被分析的信号的当前的和过去的采样值。对于在图9示出的扭曲的FFT，在填充数据缓冲器中隐含的单位延迟被以全通滤波器代替。扭曲的FFT的性能与未扭曲的FFT的性能相似。给全通滤波的数据缓冲器的内容开窗，例如，降低扭曲的FFT旁瓣电平。给在缓存器中的数据开窗相当于在扭曲的频率域中平滑FFT。使用一个汉宁窗(yonHann)，例如，相当于三点频率域曲线光滑函数，其中每个FFT箱与其邻近两边结合。这个性能在扭曲的频率域中仍然保持，但是因为FFT箱频率间隔已经扭曲，频率平滑的程度也已被扭曲一个等效量。因此，对于扭曲的FFT的频率平滑是在巴克频率标度上乘一个恒定量。
扭曲的压缩系统一种使用扭曲的频率分析的动态范围压缩系统被在图10中给出，压缩系统适用于一个音频系统的数字处理装置，诸如在图4中示出的助听器。图10示出一个逐个采样处理的实施例，不过本发明还可以被用于一个块时间域处理实施例，如在图11中所示出的。压缩器1000合并一个扭曲的FIR滤波器和一个扭曲的FFT。相同的抽头延迟线被用于频率分析和FIR压缩滤波两者。输入信号x(n)(1001)经由一串由公式(1)给出的形式串联的一阶全通滤波器1003被传送。第K个全通级的输出是由以下给出的P0(n)＝x(n)(公式11)
Pk(n)＝a[Pk(n-1)-Pk-1(n)]+Pk-1(n-1)，1≤k≤K然后，延迟的采样值{pk(n)}序列被开窗，并且使用开窗的序列计算FFT(1005)。FFT的结果是一个在Bark频率标度上以恒定间距采样的频谱。由于数据序列被开窗，频谱被在扭曲的频率域中平滑，从而给出重叠的频带范围。频率域级别估值(例如，功率频谱)从扭曲的FFT计算的，因而，频率域增益系数(例如，压缩增益)是从用于听觉分析频带的扭曲的功率频谱计算的(1007)。由于频率域增益系数是纯实数，扭曲的时域滤波器的反向快速傅里叶变换产生一组实的和具有偶对称的滤波系数(1009)。因而，系统输出是通过卷积延迟的采样与压缩滤波增益计算的(1011)y(n)=Σk=0Kgk(n)pk(n)]]>(公式12)这里{gk(n)}是压缩滤波系数。
与一个传统的具有相同的FIR滤波长度的FIR系统相比，扭曲的压缩系统可能需要更多的计算资源，因为在抽头延迟线中的全通滤波器。但是，在很多情况下，对于需要实现相同的频率分辨率程度来说，扭曲的FIR滤波器将比传统的FIR滤波器更短。例如，一个9个频带压缩器需要31个抽头传统的FIR滤波器，但是可以以一个15个抽头扭曲的FIR滤波器实现。
如上所述，本发明的扭曲的压缩系统还可以使用如图11所示的块时间域处理代替在图10示出的逐个采样处理来实现。
对于一个包括M个采样值的输入数据缓存器，例如这里M等于16，一种方法是使M个延迟级在抽头延迟线中，并且使用一个长度M的FFT用于扭曲的频率分析。一个滑动窗被使用以给出FFT功率频谱的百分之五十的重叠。重叠是通过经由延迟线处理M/2个采样，给数据开窗，和计算一个M点FFT提供的。然后，剩余的M/2个采样被经由延迟线处理，并且第二个开窗的M点FFT被计算。功率频谱是由两个FFT计算的，然后求和和归一化，以给出用于压缩增益计算的功率频谱。输出序列y(n)被作为经由抽头延迟线发送的输入数据使用从先前的数据块计算的增益计算。
第二个方法是使M个采样在输入数据缓存器中，但是2M级在抽头延迟线中，并且使用一个长度2M的FFT用于扭曲的频率分析。延迟线内容的一半与先前的数据块的M个采样有关，并且一半与输入的数据块有关。用于百分之五十数据重叠的滑动窗是通过计算一个2M点FFT窗口电路每个M个采样值实现的。从2M点FFT计算的功率频谱被用于压缩增益计算，并且同样，输出序列y(n)被作为经由抽头延迟线发送的输入数据使用从先前的数据块计算的增益计算。
例如，一个扭曲的FIR系统的实施例由一个16个采样数据缓存器和一个与31个抽头扭曲的FIR滤波器结合使用的32点扭曲的FFT组成。在穿过提供频率扭曲的全通级之后，输入数据段被以32点汉宁(von Hann)窗电路开窗。用于百分之五十数据重叠的滑动窗是通过计算一个32点FFT窗口电路每个16个输入采样实现的。在扭曲的频率域中计算的频率域增益系数被转换为扭曲的时间域，然后通过施加一个31点汉宁(von Hann)窗电路给增强滤波系数而平滑。然后，语音段被与压缩滤波器在扭曲的时间域中卷积，以给出处理的输出。
实施例频率扭曲的处理系统由一串串联的具有全通滤波器的输出{pk(n)}的全通滤波器组成，全通滤波器提供输入给用于计算滤波系数的频率分析。因而，压缩滤波器被在频率域内设计。一个返回进扭曲的时间域的反频率变换被用于产生压缩滤波系数{gk(n)}，压缩滤波系数{gk(n)}与全通延迟线的输出卷积，以给出公式(12)的已处理的输出信号。
频率分析几种类型的频率分析可被用于计算滤波系数。一种在先前的描述中使用的FFT作为这种频率分析形式被容易地实现，和可有效计算。但是，对于一个短的频率变换长度(例如，32个采样)，也可以使用其他的变换。例如，本发明可以使用一种直接从全通滤波器输出计算的离散傅里叶变换(DFT)，格策尔算法，或者其他的方法。另外，扭曲的FIR滤波器长度不需要是2的乘幂，对于现有用于许多不同的变换长度的DFT计算和快速傅里叶变换算法，可以使用任何的滤波器长度。
对于某些应用，扭曲的FIR滤波系数呈现偶对称是可取的。频率域变换，诸如余弦变换可以适合于产生对称的系数组。但是，注意，在通常的情况下，扭曲的滤波系数不要求呈现偶对称。排除对称性限制可以导致较短的滤波器，以实现相同的幅值频率响应，但是当滤波系数变化时滤波器群延迟将改变。
也可以使用一个扭曲的滤波器组结构提供频率分析。这种方法使用一个并联的FIR滤波器组，但是以全通滤波器替换传统的单位延迟。一组低通、高通和/或带通滤波器被对于每个频带使用一个单独的扭曲的FIR滤波系数组生成。在每个频带中的信号功率被检测，压缩增益被使用检测的功率估算对于频带计算，和计算的增益施加于在频带中的信号。然后，具有其单独的频率域增益系数的信号频带被求和以形成输出信号。
通过移动由全通滤波器参数α给出的极点位置，改变全通滤波器的群延迟也是可允许的。响应信号特征可以去改变极点位置。另一个可能性是串联具有不同的群延迟的全通滤波器部分，或者去合并全通部分与具有单位延迟的部分。高阶的全通部分还可以被用于扭曲的滤波器。
压缩模拟结果压缩系统为了利用频率扭曲估算一个压缩系统的性能，模拟了四个不同的压缩系统。压缩器的性能在下面的表中概括。接收到的信号强度指示符(RSSI)。根据所实施的信号估计的本质，估计器112可耦合于接收机110、处理器116或者两者皆。在图示的例子中，本发明112保持跟踪接收到的信号的信号强度(无论有没有噪声)，保持跟踪真正(bona fide)的蓝牙信号的信号强度，并且识别并跟踪信号干扰的程度。
在图示的例子中，存储器118包括诸如随机访问存储器(RAM)的存储器电路。然而，存储器118可由硬盘驱动器、快闪存储器或者任何其他易失性或者非易失性存储器实施。存储器118耦合于处理器116，启用处理器116来从存储器118中读/写信息。存储器118包括一链路量度记录124和一分组/功率选择映射125。记录124被用于存储由估计器112产生的信息，也就是，不同蓝牙通信频率中估计信号质量的信息。
在一特定的实施方式中，记录124包括如下面的表1所示的表。所示的表包括80行，每一行对应2.4GHz ISM频带中的80个频率区段中的一个。对于每一个频率区段，记录124列出了估计器112的该频率区段的平均信号强度的整体速率(包括数据和噪声)、仅仅是该频率区段中数据信号的平均信号强度，以及平均信号干扰(即整体和数据信号强度之间的差异)。可任选地，信号干扰(第5列)可以被省略以节约存储空间，该信息可以通过第2列和第3列之间的差异而获得。表1的一个特定例子使用RSSI来测量信号质量。在表1的例子中，频率区段2表示了显著的噪声量，因为整体平均RSSI为25而接收的平均数据信号为5。相反，频率区段1表示没有噪声，总体平均和仅仅是数据平均的信号强度是相同的。
表1示例链路量度记录124
第三个压缩器是图10的扭曲FIR侧支路方式，其中一个16采样值数据缓冲器和重叠的16点FFT被与一个15抽头扭曲的FIR滤波器结合使用。输入数据段被以一个16点汉宁(von Hann)窗开窗，并且频率域平滑不施加于频谱或者压缩增益值。这种系统被称为扭曲-15压缩器。
第四个压缩器也是一个具有16采样值数据缓冲器的扭曲FIR侧支路系统。但是，这种压缩器使用一个与一个31抽头扭曲FIR滤波器结合的32点FFT。因此，这种压缩器实质上是图3的侧支路压缩器的频率扭曲版本。输入数据段被以一个32点汉宁(von Hann)窗开窗，并且频率域平滑不施加于频谱。在增益值被变换为时间域之后，通过施加一个3 1点汉宁(von Hann)窗到压缩滤波器，频率域增益系数被平滑。这种最后的系统被称为扭曲-31压缩器。
用于四个不同的的分析频带的中心频率在下面的表2中给出。在Bark尺度上Warp-31压缩器的频带是均匀间隔的，并且由于分析频带是扭曲的FFT箱(bin)，包括0Hz和奈奎斯特频率两者。扭曲-15压缩器使用一个长度为在扭曲-31压缩器使用的一半的FFT，因此，其分析频带是由用于扭曲-31压缩器表示的每隔一个FFT箱给出的。FFT压缩器合并来自128点FFT重叠的FFT箱，以形成分析频带。这些箱被合并，以给出一个对于巴克标度的近似值，并且与巴克标度的偏差是很小的。侧支路压缩器使用一个32点FFT的输出，以接近于在Bark尺度上的频带范围，并且短的FFT的有限的分辩率导致在低频区上在侧支路频带范围和巴克频带间距之间差的匹配。但是，在高频区上，匹配是相当好的。
表2用于压缩方式的频带中心频率(以Hz为单位)。
所有的四个压缩器被设置给出相同的压缩功效。选择的压缩参数被在表3中概述。冲击和释放时间以及较低的和较高的压缩拐点被选择，以匹配一个典型的助听器的那些内容。在所有的分析频带中，压缩比被设置为2∶1，并且输入/输出特性曲线在所有的频带中是相同的。
表3用于四个压缩器选择的压缩参数。参数在所有的频带范围中是相同的。
压缩器波纹压缩器的一个重要的特性是当设备由一个扫描正弦波激发的时候，存在于输出之中波纹的数量。当一个具有在两个频带之间的边缘上频率的正弦波与一个具有在频带的中心上的频率的正弦波相比较接收不同的增益量的时候出现波纹。当一个信号频率是在两个分析频带之间的边缘上的时候，其将以一个降低的强度存在于两个频带之中，并且因为降低的信号电平，每个频带将分配一个更高的压缩增益。另一方面，在频带中心上的信号频率将基本上出现在那些频带中，并且以最高可允许的强度，从而将接收一个降低的增益。当一个正弦波被扫过时，取决于分析频带的形状和频带边缘的宽度，其将同时存在于若干频带之中，并且净增益将随着频率波动。频带边缘取决于分析FFT的长度，数据开窗，和在频带之间重叠的程度。
对于压缩器波纹测试，四个系统的每个被以一个扫描正弦波激发，并且系统输出是检测的包络去示出波纹。在工作期间扫描测试信号是5秒。对数扫描起始于200Hz，并且达到8kHz，以及信号电平被设置为70dB SPL。用于压缩系统的输出包络线检测是以16采样值块大小为基础的，正如被用于压缩器操作一样，16采样值块大小被用于ANSI 5毫秒冲击和10毫秒释放时间恒量。对于FFT压缩系统的输出包络线检测使用比例为3.5倍这些值的时间常数，FFT压缩系统是以56采样值块大小为基准的。某些波纹存在于已检波的信号包络中，甚至对于一个在恒定电平上的正弦输出，但是在包络检波器中总的波纹典型地小于0.25dB。
四个压缩器的输出信号包络线在图12-15中给出。FFT压缩器被设计成具有极少的波纹，并且在图12示出的输出信号包络线中这个设计的成功是显然的。当扫描正弦波从低频到高频移动时，存在一个大约2dB总的输出信号电平变化。一个大约0.4dB的叠加波纹，也就是说伴随这个总的输出电平变化在高频上最突出的波纹。
侧支路压缩器的输出信号包络线在图13中示出。与FFT压缩器相比较，这个系统使用粗略的频率分析和一个较短的压缩滤波器，因此，在输出包络线中得出更大的波纹。当正弦波从低频到高频扫过时，总的输出信号大约变化2.5dB。波纹随着频率而变化，因为频率分析在低频区上每个分析频带是从一个FF箱开始的，但是在高频区上重叠FFT箱去建立分析频带。在已经消除总的输出电平变化之后，波纹大约是1.5-2dB。
扭曲-15压缩器的输出信号包络线在图14中示出。扭曲-15压缩器不合并任何的FFT箱去形成频率分析频带。其使用一个FFT和一个扭曲的FIR滤波器，也就是说，FFT的一半长度用于侧支路频率分析，侧支路压缩器传统的FIR滤波器的一半长度去卷积输入信号与压缩增益。扭曲-15压缩器的频率分辨率好于侧支路压缩器，因为扭曲-15压缩器对于数据缓冲器使用了一个汉宁(von Hann)窗，而不是贝克曼窗口，并且扭曲的16点FFT箱在低频区上共同地比32点传统的FFT的频率箱间距更精细。不管这些差别，用于扭曲-15压缩器的波纹状态令人惊讶地类似于用于侧支路压缩器的。同样，总的输出信号包络变化大约是2.5dB，并且在已经消除总的输出电平变化之后，波纹大约是1.5-2dB。
扭曲-31压缩器的输出信号包络线在图15中示出。类似扭曲-15压缩器，扭曲-31压缩器对于输入数据缓存器使用一个汉宁(von Hann)窗，并且使用扭曲的FFT箱直接作为频率分析频带。扭曲-31 FIR滤波器还对于滤波系数使用一个汉宁(von Hann)窗，以提供在扭曲-15系统中不存在的额外的平滑。在图12中示出的扭曲-31系统输出的包络是所有的压缩系统中最平坦的，显示基本上没有总的输出电平变化。波纹在频率上是非常均匀的，并且具有一个大约0.5dB的峰峰幅度。
注意到，扭曲的FFT的长度和用于扭曲-31系统的扭曲的FIR滤波器与侧支路压缩器是相同的，虽然侧支路压缩器使用传统的频率分析和滤波。扭曲-31系统的改进的性能是具有在信号处理和听觉滤波之间非常好匹配的直接的效果，匹配为多信道压缩器设计的基础。尽管具有一个短得多的输入数据缓冲器，扭曲-31系统比那些为FFT系统获得的效果给出更好的效果，由此在中频和高频区上大大地降低了群延迟。
失真用于评价一个压缩器的第二个准则是由系统产生的非线性失真的量。失真是由在随频率而定的增益中由压缩器施加于信号的急剧波动造成的。对于一个本身具有大振幅波动的信号，诸如一个语音信号，这些增益波动是最突出的，但是由于在从模块到模块估算的信号电平中的变化，甚至对于一个以恒定幅度和频率的正弦波也将出现。在估算的信号电平(对于一个在压缩器的有效范围中的信号幅度)中任何的变化将导致在响应曲线中去调整压缩器增益。失真量取决于压缩器冲击和释放时间以及压缩比，并且更快的时间和更大的压缩比得出更大的失真量。
失真的第二个原因是存在于FFT压缩器系统之中的临时的混淆现象。在一个频率域滤波系统中，要处理的数据段的长度加上滤波器的长度必须小于或等于被用来做处理的FFT的长度(加上1)。如果这个条件不满足，滤波信号的长度超出FFT的长度，并且响应曲线的尾部将折回到开始，产生临时的折叠失真。在FFT压缩器中，压缩滤波器的长度不是完全受限的，压缩器滤波增益的频率域平滑对于滤波器长度提供了一个近似的限制，其降低对于大多数的信号暂存的折叠失真，但是没有消除它。平滑滤波器的系数是以经验为根据选择的，以再现对于大多数的信号听不见的混淆失真和所考虑的压缩参数设置。注意到，在其他的压缩系统中不存在暂存的混叠失真。
对于压缩器失真测试，四个系统的每个被以与用于波纹测试相同的扫描正弦波激发。使用由具有一个512采样长度的FFT和百分之50重叠的MATLAB“频谱图(specgram)”函数产生的频谱图，分析频谱。一个汉宁(von Hann)数据窗被使用。虽然图16-20是以黑白示出，原文使用带有100dB幅度比例和归一化的信号电平的“喷射”彩色图，以给出一个0dB的最大值。在原始图形中，由黄色代表的电平大约是低于由红色代表的电平35dB，蓝色平均低于红色70dB，和靛蓝低于红色100dB。信号功率在除激励频率以外的的频率上作为失真出现。
在图16中示出，参考条件是激励信号的频谱图。扫描色调的频率是黑线。在频谱图中使用的FFT分析的旁瓣作为一个围绕扫描色调范围狭小的光晕出现。旁瓣电平迅速地衰落到一个低于扫描色调电平大于100dB的电平。
FFT压缩系统的频谱图在图17中示出。FFT压缩器具有两个失真源，这是压缩器增益波动和暂存的混叠。因此，FFT压缩器具有在这里考虑的所有的压缩器的最高数量的失真。这个压缩器在频谱图的时间-频率空隙中产生一个格子失真成分，并且在大约40-50dB的电平上大部分失真成分低于扫描色调输出。
使用侧支路结构的压缩器消除暂存的混叠失真，其导致低得多的总失真电平。用于侧支路压缩器的频谱图在图18中示出。虽然时间-频率格子的失真成分仍然是存在的，失真成分的电平比用于FFT压缩器的电平低得多，典型地低于扫描正弦波的电平60-70dB。用于扭曲-15压缩器的频谱图在图19中示出。虽然当扫描色调的频率进入6kHz以上的时候，有些更大的失真是显然的，这个系统在低频区具有比侧支路压缩器更低的失真。在低频区上用于扭曲-15系统的失真成分典型地是70-80dB，低于扫描正弦波的电平。用于扭曲-31压缩器的频谱图在图20中示出。用于这个系统的失真是所有的测试系统中最低的。用于扭曲-31压缩器的失真成分电平低于用于几乎所有的输入频率的扫描色调的电平典型地是80-90dB以上。
如上所示，频率扭曲提供若干供作为一个数字压缩器之用的优点。扭曲的频率标度比为传统的数字信号处理所固有的统一的频率标度供给一个与听觉感知好得多的匹配。频率扭曲展宽在低频区上频率表示，和压缩在高频区上频率表示。借助于扭曲参数适当的选择，扭曲的FFT箱复制一个巴克频率标度，因此，在巴克标度上滤波器带宽是恒定的。
模拟结果示出，一个使用16点扭曲的FFT的15抽头扭曲的FIR压缩滤波器将给出比得上来自一个设计使用32点FFT的31抽头传统的FIR滤波器的效果。使用一个32点扭曲的FFT的31抽头扭曲的FIR滤波器，将给出比得上来自被用于频率域处理的128点传统的FFT的频率分析和压缩波纹效果，但是随着大大地降低非线性失真。频率扭曲允许在用于可比较的频率分辨率的系统序列中大幅度的降低，把需要的压缩滤波器长度减半。
在实施频率扭曲方面主要的缺点是以一阶全通滤波器替换单位延迟的计算成本。全通滤波器可以令人信服地加倍需要实现一个FIR滤波器的计算时间。但是，因为一个滤波器对传统的FIR压缩滤波器来说仅一半的长度对等效性能是需要的，净成本应是极小的。
第二个关注是在低频区上增加了群延迟。在对放大的信号延迟敏感的应用中，在低频区上在群延迟方面的增加可以导致在指向和放大的低频声音之间潜在的干扰问题。但是，对扭曲的压缩器需要较短的滤波器，并且在高频区上降低群延迟将有助于改善这个问题。
概括地说，比较扭曲-31压缩系统与FFT压缩器示出，扭曲的压缩器提供了一个更平坦的扫描频率响应曲线，降低了在扫描正弦波响应曲线中的波纹，降低了非线性失真，降低了在中和高频率上的群延迟，一个在群延迟和听觉等待时间之间的最佳匹配，和匹配听觉系统的频率间隔。但是，当使用一个32抽头扭曲的FFT的时候，频率域内运算的某些算法，诸如增强频谱的，也许不具有足够的频率分辨率。可以使用一个更长的扭曲的FFT，更长的扭曲的FFT或者通过以零填充数据序列，或者通过使用一个更长的扭曲的数据缓冲器并且接受在时间延迟方面的增加而实现。
作为那些熟悉本领域的技术人员应明白，不脱离其精神或者基本特征，本发明可以以其他具体的形式实施。因此，在此处的公开和描述期望说明在下面的权利要求提出的本发明的范围，而不是限制本发明的范围。
权利要求
1.一种助听器，包括一个提供数字输入信号的输入信号通道；一个信号通路，适合于根据预定的信号处理算法处理所述数字输入信号以产生数字输出信号，其中所述信号通路进一步包括至少一个工作在扭曲的频率标度上的信号处理功能部件；和一个输出转换装置，适合于转换所述输出信号为音频输出。
2.根据权利要求1的助听器，其中所述至少一个信号处理功能部件进一步包括多个串联的全通滤波器。
3.根据权利要求1的助听器，其中所述扭曲的频率标度近似一个巴克标度。
4.一种动态范围压缩器，包括一个提供数字输入信号的输入信号通道；多个串联的全通滤波器，其中所述数字输入信号通过所述多个串联的全通滤波器，并且其中所述多个串联的全通滤波器输出一个延迟采样序列；用于对所述延迟采样序列施加频率域变换的装置，其中由所述频率域变换施加装置产生一个扭曲的序列；用于由所述扭曲的序列计算多个频率域级别估值的装置；用于由所述多个频率域级别估值计算多个频率域增益系数的装置；用于对所述多个频率域增益系数施加一个反频率域变换的装置，其中由所述反频率域变换施加装置产生一个压缩增益滤波器的一组压缩滤波系数；和用于卷积所述延迟采样序列与所述一组压缩滤波系数以产生数字输出信号的装置。
5.根据权利要求4的动态范围压缩器，进一步包括一个助听器，其中动态范围压缩器被结合在所述助听器之内。
6.根据权利要求4的动态范围压缩器，其中所述多个频率域增益系数包括一个扭曲的时域滤波器。
7.根据权利要求4的动态范围压缩器，进一步包括用于给所述延迟采样序列开窗的装置，其中开窗的延迟采样序列是由所述开窗装置产生的，并且其中所述扭曲的序列是由对所述开窗的延迟采样序列施加所述频率域变换而产生的。
8.根据权利要求4的动态范围压缩器，进一步包括一个数模转换器，所述数模转换器转换所述数字输出信号为模拟输出信号。
9.根据权利要求8的动态范围压缩器，进一步包括一个输出换能器，所述输出换能器将所述模拟输出信号转换为音频输出。
10.根据权利要求4的动态范围压缩器，所述多个串联的全通滤波器包括多个一阶全通滤波器。
11.根据权利要求4的动态范围压缩器，所述延迟采样序列包括16个采样值。
12.根据权利要求4的动态范围压缩器，进一步包括一个数字处理器，其中所述数字处理器适用于提供所述频率域变换施加装置、所述频率域级别估值计算装置、所述频率域增益系数计算装置、所述反频率域变换施加装置、以及所述用于卷积所述延迟采样序列的装置。
13.根据权利要求12的动态范围压缩器，其中所述数字处理器包括一个软件可编程的数字信号处理器。
14.根据权利要求4的动态范围压缩器，其中所述频率域变换施加装置使用一个从由离散傅里叶变换、快速傅里叶变换、格策尔变换以及离散余弦变换组成的组中被选择出来的变换。
15.根据权利要求4的动态范围压缩器，进一步包括一个输入换能器，所述输入换能器将音频输入信号转换为模拟输入信号；和一个模数转换器，所述模数转换器转换所述模拟输入信号为所述数字输入信号。
16.根据权利要求4的动态范围压缩器，进一步包括一个数模转换器，所述数模转换器转换所述数字输出信号为模拟输出信号；和一个输出换能器，所述输出换能器转换所述模拟输出信号为音频输出。
17.一种动态范围压缩器，包括一个提供数字输入信号的输入信号通道；一个输入数据缓存器，所述输入数据缓存器保存由所述数字输入信号的一部分组成的至少一块数据；多个串联的全通滤波器，其中所述数字输入信号的第一块经由所述多个串联的全通滤波器从所述输入数据缓存器通过，并且其中所述多个串联的全通滤波器输出第一延迟采样序列；用于给所述第一延迟采样序列的第一部分开窗的装置，其中第一开窗的延迟采样序列是由所述开窗装置产生的；用于对所述第一开窗的延迟采样序列施加第一频率域变换的装置，其中第一扭曲的序列是由所述第一频率域变换施加装置产生的；用于计算所述第一扭曲的序列的第一多个频率域级别估值的装置；用于给所述第一延迟采样序列的第二部分开窗的装置，其中第二开窗的延迟采样序列是由所述开窗装置产生的；用于对所述第二开窗的延迟采样序列施加第二频率域变换的装置，其中第二扭曲的序列是由所述第二频率域变换施加装置产生的；用于计算所述第二扭曲的序列的第二多个频率域级别估值的装置；用于求和所述第一和第二多个频率域级别估值的装置，其中总计的第一和第二多个频率域级别估值是由所述求和装置产生的；用于归一化所述总计的第一和第二多个频率域级别估值的装置，其中归一化的第一和第二多个频率域级别估值是由所述归一化装置产生的；用于由所述归一化第一和第二多个频率域级别估值计算多个频率域增益系数的装置；用于对所述多个频率域增益系数施加一个反频率域变换的装置，其中一个压缩增益滤波器的一组压缩滤波系数是由所述反频率域变换施加装置产生的；用于卷积第二延迟采样序列与所述压缩滤波系数的装置，由所述数字输入信号的第二块产生的所述第二延迟采样序列经由所述多个串联的全通滤波器从所述输入数据缓存器通过，其中由所述卷积装置产生数字输出信号。
18.根据权利要求17的动态范围压缩器，进一步包括一个助听器，其中该动态范围压缩器被结合在所述助听器之内。
19.根据权利要求17的动态范围压缩器，其中所述多个频率域增益系数包括一个扭曲的时域滤波器。
20.根据权利要求17的动态范围压缩器，进一步包括一个数模转换器，所述数模转换器转换所述数字输出信号为模拟输出信号。
21.根据权利要求20的动态范围压缩器，进一步包括一个输出换能器，所述输出换能器转换所述模拟输出信号为音频输出。
22.根据权利要求17的动态范围压缩器，所述多个串联的全通滤波器包括多个一阶全通滤波器。
23.根据权利要求17的动态范围压缩器，进一步包括一个数字处理器，其中所述数字处理器适用于提供所述开窗装置、所述用于施加所述第一和第二频率域变换的装置、所述用于计算所述第一和第二多个频率域级别估值的装置、所述求和装置、所述归一化装置、所述频率域增益系数计算装置、所述反频率域变换施加装置、以及所述卷积装置。
24.根据权利要求17的动态范围压缩器，其中所述用于施加所述第一和第二频率域变换的装置使用一个从由离散傅里叶变换、快速傅里叶变换、格策尔变换以及离散余弦变换组成的组中被选择出来的变换。
25.根据权利要求17的动态范围压缩器，进一步包括一个输入换能器，所述输入换能器转换音频输入信号为模拟输入信号；和一个模数转换器，所述模数转换器转换所述模拟输入信号为所述数字输入信号。
26.根据权利要求17的动态范围压缩器，进一步包括一个数模转换器，所述数模转换器转换所述数字输出信号为模拟输出信号；和一个输出换能器，所述输出换能器转换所述模拟输出信号为音频输出。
27.根据权利要求17的助听器，其中所述开窗装置提供所述第一和第二多个频率域级别估值的百分之五十的重叠。
28.根据权利要求17的助听器，其中对应于所述数字输入信号的所述第一块的一些采样相当于对应于所述多个串联的全通滤波器的一些一阶全通滤波器。
29.根据权利要求28的助听器，其中所述第一延迟采样序列的所述第一部分由所述第一延迟采样序列的第一半部分组成，所述第一延迟采样序列的所述第二部分由所述第一延迟采样序列的第二半部分组成。
30.一种助听器，包括一个提供数字输入信号的输入信号通道；一个输入数据缓存器，所述输入数据缓存器保存一块由所述数字输入信号的一部分组成的长度为M的数据；由2M个串联的全通滤波器组成的多个串联的全通滤波器，其中所述数字输入信号的第一块经由所述多个串联的全通滤波器从所述输入数据缓存器通过，以形成第一延迟采样序列，其中所述数字输入信号的第二块经由所述多个串联的全通滤波器从所述输入数据缓存器通过，以形成第二延迟采样序列，以及其中所述第一延迟采样序列和所述第二延迟采样序列形成一个合成的延迟采样序列；用于给所述合成的延迟采样序列的第一部分开窗的装置，其中所述第一部分长度是M，其中开窗的延迟采样序列是由所述开窗装置产生的；用于对所述开窗的延迟采样序列施加2M点频率域变换的装置，其中扭曲的序列是由所述频率域变换施加装置产生的；用于计算所述扭曲的序列的多个频率域级别估值的装置；用于由所述多个频率域级别估值计算多个频率域增益系数的装置；用于对所述多个频率域增益系数施加一个反频率域变换的装置，其中一个压缩增益滤波器的一组压缩滤波系数是由所述反频率域变换施加装置产生的；和用于卷积所述合成的延迟采样序列的第二部分与所述压缩滤波系数的装置，其中所述第二部分具有的长度是M，其中数字输出信号是由所述卷积装置产生的。
31.根据权利要求30的动态范围压缩器，进一步包括一个助听器，其中该动态范围压缩器被结合在所述助听器之内。
32.根据权利要求30的动态范围压缩器，其中所述多个频率域增益系数包括一个扭曲的时域滤波器。
33.根据权利要求30的动态范围压缩器，进一步包括一个数模转换器，所述数模转换器转换所述数字输出信号为模拟输出信号。
34.根据权利要求33的动态范围压缩器，进一步包括一个输出换能器，所述输出换能器转换所述模拟输出信号为音频输出。
35.根据权利要求30的动态范围压缩器，其中所述多个串联的全通滤波器包括多个一阶全通滤波器。
36.根据权利要求30的动态范围压缩器，进一步包括一个数字处理器，其中所述数字处理器适用于提供所述开窗装置、所述用于施加所述2M点频率域变换的装置、所述用于计算多个频率域级别估值的装置、所述频率域增益系数计算装置、所述反频率域变换施加装置、以及所述卷积装置。
37.根据权利要求30的动态范围压缩器，其中所述用于施加所述频率域变换的装置使用一个从由离散傅里叶变换、快速傅里叶变换、格策尔变换以及离散余弦变换组成的组中被选择出来的变换。
38.根据权利要求30的动态范围压缩器，进一步包括一个输入换能器，所述输入换能器转换音频输入信号为模拟输入信号；和一个模数转换器，所述模数转换器转换所述模拟输入信号为所述数字输入信号。
39.根据权利要求30的动态范围压缩器，进一步包括一个数模转换器，所述数模转换器转换所述数字输出信号为模拟输出信号；和一个输出换能器，所述输出换能器转换所述模拟输出信号为音频输出。
40.一种在助听器中处理声音的方法，包括步骤接收数字输入信号；传递所述数字输入信号的一部分通过多个串联的全通滤波器，以形成一个延迟采样序列；给所述延迟采样序列开窗；对所述开窗的延迟采样序列施加一个频率域变换，以形成一个扭曲的序列；由所述扭曲的序列计算多个频率域级别估值；由所述多个频率域级别估值计算多个频率域增益系数，以形成一个扭曲的时域滤波器；对所述多个频率域增益系数施加一个反频率域变换，以形成一组压缩滤波系数；和卷积所述延迟采样序列与所述压缩滤波系数，以形成数字输出信号。
全文摘要
提供了一种动态范围压缩系统，使用逐个采样或块处理系统，如助听器。使用频率扭曲处理系统的系统(1000)由一串串联的全通滤波器(1003)组成，并且全通滤波器的输出提供输入给用于计算滤波系数的频率分析(1005，1007，1009，1011)。因此，压缩滤波器被设计在频率域中。
文档编号H04R25/00GK1640190SQ02819899
公开日2005年7月13日 申请日期2002年8月5日 优先权日2001年8月8日
发明者詹姆斯·M·凯茨 申请人:Gn瑞声达公司