专利名称：在码分多址通信系统中用于估算基于块的码片时序的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明通常涉及码分多址(CDMA)通信系统的领域，特别是涉及应用于这类系统的码片时序估算技术。
背景技术：
CDMA系统中的术语″码片(chip)″通常是指代码码元，即已经被一个或多个伪随机扩频码操作过的符号。已知系统中的扩频因子M为T/Tc，其中，T表示原始的码元周期而Tc表示码片周期。码片周期通常也被称为码片间隙。
已知的码片时序估算技术通常包括起始的信号捕获阶段，和随后的信号跟踪阶段。起始的捕获阶段一般依靠码片时序的粗略估算，与跟踪阶段所提供的精细估算。
精确的码片时序对有效运行当前所开发的高速CDMA系统来说非常关键，比如在3GPP技术规范TS25.1xx中(包括25.101、25.211、25.212、25.213等等)描述的第三代合作伙伴计划(3GPP)宽带码分多址(WCDMA)系统，其内容在此通过参考被合并。
在CDMA系统中，由于代码正交性降低了未定位信号的能量，从而使不精确的码片时序引起性能损失。另外，当这类系统中存在多径效应时，需要精确地确定不同的路径延迟以便定位和建设性地在多个路径中结合被接收信号的能量，例如使用传统的耙式接收机。更特别地在每个路径到达时间中，需要在发射机和接收机精确定位码片时序以提供数据的正确重建。如果时序失配相当大，则代码正交性可能导致被接收信号表现为噪声。
在McGraw-Hill出版公司1995年出版的J.G.Proakis的″数字通信″第三版中描述了多个熟知的传统时序估算技术(例如pp.358-364和744-752)，其内容在此通过参考被合并。其中包括基于迟早同步器(early-late synchronizer)的技术和基于延迟锁定回路(DLL)的技术。
在1993年11月的IEEE通信学报Vol.41，No.11，pp.1760-1769，R.De Gaudenzi，M.Luise和R.Viola的″用于带度受限控制序列扩展频谱信号的数字码片时序恢复回路(A Digital Chip TimingRecovery Loop for Band-Limited Direct-Sequence Spread-SpectrumSignals)″中，描述了另一种常规技术。
如前所述，上面提及的时序估算技术的目的是在发射机和接收机的码片时序之间保持定位。为了忽略对系统性能的影响，通常希望在1/8码片周期Tc内保持时序定位。
令人遗憾的是，上述已知的码片时序估算技术在某些系统中可能很难保持期望的时序定位，或可能呈现诸如不适当的电路复杂性等其它缺点。这特别出现在诸如3GPP WCDMA系统之类的高速CDMA系统的情况下。因此，需要提高在这类系统所使用的码片时序估算技术。
发明内容
本发明提供用于在CDMA系统的接收机中估算基于块的码片时序的方法和设备。
根据本发明的一方面，通过分别在迟早同步器的第一和第二支路(支路)中对指定的码片块执行平均操作，码片时序估算在接收机中从被接收信号的抽样中产生。码片时序估算被确定为对应于第一和第二支路输出差的误差信号的函数，并被用来在接收机中调整代码发生器时钟或者说控制码片时序。码片时序估算可以在一个精确的码片周期内进一步地精细化所产生的粗略的码片时序估算以用于接收机。例如，码片时序估算可以包括估算以码片周期Tc为标准的码片时序误差。
在一个说明性的实施例中，一个单独的基于块的码片时序估算器在耙式接收机(Rake receiver)的每个耙指(finger)中被执行。更特别地，码片时序估算在每个耙指中被独立地产生和使用。
通过在迟早同步器的第一支路中对指定数目为Nc个的码片执行给定的平均操作，和在迟早同步器的第二支路中对相同指定数目为Nc个的码片执行同样的平均操作，码片时序估算可以从被接收信号的抽样中产生。指定的码片数Nc可能大约是32到64个码片，并且可能实质上小于码片数Nb，该数目Nb定义产生码片时序估算的估算间隙。例如，Nb可能大约是在给定数据帧中每个时隙的码片数，或在上面提及的3GPP WCDMA系统中的2,560个码片。Nc也可以使用其它值，例如尤其在有噪声的情况下可能希望使用多于64个的码片。
本发明按照说明性的实施例来配置，因此码片时序估算用开环、前馈的方法来确定。从而，本发明提供了一个改进后的码片时序估算器，它不需要使用基于硬件的时序回路，因此可以主要以软件形式来实现。这个方案有利地在3GPP WCDMA系统及其它高速CDMA系统中提高了性能，同时也降低了接收机电路的成本和复杂度。
图1示出一个可以在其中执行本发明的耙式接收机。
图2说明了一个码片时序估算器，其适用于图1接收机中基于硬件的时序回路。
图3示出一个根据本发明的说明性实施例的基于块的码片时序估算器。
图4说明把基于块的码片时序估算器结合到图1所示的耙式接收机类型中。
具体实施例方式
在此，本发明将通过在CDMA通信系统的示例耙式接收机中执行来说明。然而应当了解，本发明不要求使用与说明性实施例相关的任何特定的通信标准或接收机配置，而是一般地说适用于任何可以受益于改进的码片时序估算的CDMA接收机。
图1示出一个在其中可以执行本发明的耙式接收机100。举例来说，耙式接收机100可以被结合到CDMA蜂窝通信系统的移动单元中，以便抵消与基站到移动下行链路相关的多径效应。
耙式接收机100用L条不同路径来处理接收到的码分多址信号102，每条路径都包括乘法器104-i、定位电路106-i、乘法器108-i和反扩频器(despreader)110-i，其中i＝1、2、...l、...L。L条路径中的每条路径也被称为耙式接收机100的″耙指″。信号102通常对应基带CDMA信号，并可能包括从与接收机的其它基带处理电路相连的模数转换器(ADC)接收的输入抽样。适用于将给定的射频(RF)接收CDMA信号转换成基带的接收机电路在本技术领域中是熟知的，故在此不作详细描述。
接收机100的L条路径的每条路径中的第一乘法器104-i将基带接收的CDMA信号102乘以对应的转换信号ejφi，以便消除由于衰减或其它信道变化而引起的任何随机相位变化。定位电路106-i把生成的基带数据定位到特定路径延迟di。然后，第二乘法器108-i施加一个适当的下行链路(DL)扰码以反扰频被定位的数据，反扰频的数据结果然后在反扩频器110-i中被反扩频。处理元件112加权并结合来自每条路径的反扩频信号以产生输出信号114。
通常，只要路径被至少一个码片周期Tc彼此分隔，用图1说明的方法来分隔被接收CDMA信号的多路径分量就是可能的。
有关图1中所示的耙式接收机的常规特征的补充细节可以在上述J.G.Proakis参考中找到。
图1的接收机100在此可以是3GPP WCDMA系统中的移动单元接收机，该系统类型在之前提及的3GPP文档中被描述。3GPP WCDMA系统中的基站到移动下行链路使用正交相移键控(QPSK)信令，其具有衰减为0.22的根升余弦(root-raised cosine)脉冲形状。下行链路一般包括时间多路复用控制和专用信道、广播信道、其它共享信道、以及具有已知模式的普通导频信道的数据，其中已知模式例如全部逻辑″1″值。下行链路信道使用正交可变扩频因子(OVSF)扩展码来扩展，然后所得到的扩展信号用基站特定复扰码(specific complex scrambling code)来扰频。扩频码通常也被称为信道化码。基站特定复扰码是金氏码。扩频码或信道化码具有从4到512的可变长度或扩频因子M，而扰码的长度是38,400个码片并且每个帧都重复。被发射数据的帧长为10毫秒并且包括15个时隙，每个时隙有2,560个码片。码片周期或间隙从而是Tc＝260纳秒，而码片率是每秒38.4兆码片。
3GPP WCDMA规范还规定码片时序时钟和载频时钟从频率采用频率自动控制系统跟踪的单个晶体导出。
在图1接收机用常规码片时序估算的执行过程中，每个耙指通常都包括其自己的代码发生器，代码发生器的时序由基于硬件的时序回路来控制。基于硬件的时序回路一般在此类执行过程中调整或者说控制代码发生器时钟、内插器的时序或其它的时序电路，以便确保抽样值在正确的抽样情况下产生。
图2示出一个码片时序估算器200的类型，其适于结合上面提及的基于硬件的时序回路使用。更特别地，码片时序估算器200基于迟早同步器方法，并被配置用于形式为延迟锁定回路(DLL)的基于硬件的时序回路。如前所述，此类时序估算技术的常规特征在上述J.G.Proakis的参考中被详细地描述。
码片时序估算器200处理一般在相应接收机中从基带ADC接收的输入抽样。抽样被施加到匹配滤波器(MF)202，并且滤波抽样在下采样器204中以二分之一被下采样，下采样器204每个码片产生两个抽样，即在此表示为kTc+τk的被称为″准时″抽样(punctual sample)的第一抽样，和在此表示为(k+0.5)Tc+τk的第二抽样。数量τK表示发射机和接收机之间的时钟相位误差。准时抽样可以用常规方法提供给反扩频器、载波跟踪电路、信道估算电路等等。第二抽样被提供给第一乘法器208，并经由Tc延迟元件206被提供给第二乘法器210。
之前提到，已知码片时序估算技术通常包括起始的信号捕获阶段，和随后的信号跟踪阶段。起始捕获阶段一般依靠码片时序的粗略估算，与跟踪阶段提供的精细估算。码片时序估算器200被配置来提供τK的精细估算和跟踪，这是信号跟踪阶段的一部分，已知的粗略估算τK被确定为捕获阶段的一部分。
再次参考图2，分别在乘法器208和210中，第二抽样及其延迟型式被乘以当前小区(cell)的主基站特定扰码。输出结果分别在单极、单抽头滤波器212和214中被滤波，分别通过绝对值元件216和218被传递，然后在所示的信号组合器220中被减去。元件208、212和216可以被看作包括迟早同步器的″早″支路，而元件210、214和218包括迟早同步器的″迟″支路。信号组合器的输出是误差信号eK，其被施加到与上述基于硬件的时序回路相关的环路滤波器222，并在其中被用来以常规方法提供时钟调整或其它时序控制功能。误差信号eK与发射机和接收机之间的时钟相位误差τK成正比。
根据本发明的一方面提供一个改进的基于块的码片时序估算器，其克服了与图2的码片时序估算器相关的多个缺点。更特别地，将在下面结合图3用说明性实施例来描述的本发明提供一个改进的码片时序估算器，其消除上述基于硬件的时序回路的需要，因此可以主要以软件形式来执行。这个方案有利地在3GPP WCDMA系统及其它高速CDMA系统中提高了性能，同时也降低了接收机电路的成本和复杂度。
图3示出根据本发明的说明性实施例的一个码片时序估算器300。码片时序估算器300被配置来在CDMA系统中提供发射机和接收机之间的时钟相位误差τK的估算值，该CDMA系统例如上述的3GPP WCDMA系统。如图2的码片时序估算器200一样，码片时序估算器300可以被看作提供τK的精细估算和跟踪，这作为信号跟踪阶段的一部分，已知起始对τK的粗略估算被确定为起始信号捕获阶段的一部分。所属领域技术人员很容易看出，起始的粗略估算可以使用任何本领域技术人员熟知的各种传统技术来确定。
假定非限制性地对图3的说明性实施例来说，起始粗略估算在精确的码片周期Tc内提供用于耙式接收机100的L条路径中每条路径的码片时序。换言之，假设粗略估算在|τ|＜0.5Tc内得出每条路径的到达时间，也称作路径延迟。然后，码片时序估算器200进一步地使用本发明基于块的方法的示例性实施方式来精细化估算，该方法包括对Nc码片块求平均值。这些进一步的精细化用开环、前馈的方法来执行，从而避免了基于硬件的时序回路的需要。在起始的信号捕获之后，粗略估算可以按照需要在一帧被再计算大约一两次，以便当它移动超出所期望的精确码片周期Tc时跟踪路径延迟。
现在参考图3，改进的码片时序估算器300处理输入抽样，例如从对应的接收机中的ADC接收的输入抽样。估算对每个码片的指定数Ns的抽样来执行。此外不作限制地假定，时序误差在估算间隙上实质上是恒定值。优选地选择来自输入接收的码片块的扰码段来定位码片。
应当理解，在此提及的上述和任何其它的假定是为了解释的目的，并不应当被看作是以任何方式限制本发明的范围。本发明可以在不施加这些特定假定的实施例中被执行。
输入抽样被施加到接收滤波器302，并且滤波抽样以二分之一在下采样器304中被下采样，下采样器304每个码片至少产生两个抽样，即第一或″准时″抽样kTc+τk和第二抽样(k+0.5)Tc+τk。先前提到，数量τK表示发射机和接收机之间的时钟相位误差。准时抽样可以用常规方法提供给反扩频器、载波跟踪电路、信道估算电路等等。第二抽样被提供给第一乘法器308并且经由Tc延迟元件306被提供给第二乘法器310。第二抽样及其延迟型式分别在乘法器308和310中被乘以当前小区的主基站特定扰码。
根据本发明的一方面，来自乘法器308和310的输出结果分别在平均元件312和314中在Nc个码片上求平均值，平均值的绝对值分别在平方元件316和318中被平方，然后结果的信号在所示的信号组合器320中被减去。元件308、312和316可以被看作包括迟早同步器的″早″支路，而元件310、314和318包括迟早同步器的″迟″支路。信号组合器320的输出是误差信号ek，其与发射机和接收机之间的时钟相位误差τK成正比。误差信号ek在乘法器322被乘以比例系数A以产生发射机和接收机之间的时钟相位误差τK的估算值。比例系数A是输入信号增益和脉冲波形的函数，并且可以用本领域普通技术人员的水平内很简单的方法来确定。在其它实施例中，比例系数可以被去掉而可以使用本技术领域中已知类型的信号振幅控制电路。
在本发明的替换实施例中，平均元件312和314中的一个或两个可以被替换为对应的滤波器元件。例如，在存在特定噪声状况时，滤波器可能更适宜。
对于接收滤波器302，用于高斯噪声方案的最佳接收滤波器是正好与发射脉冲波形相匹配的滤波器。如上所述，3GPP WCDMA系统使用衰减为0.22的根升余弦脉冲形状。理想的根升余弦滤波器是无限长度的。然而，接收滤波器302可以被配置为加窗的根升余弦滤波器。更特别地，非限制性地举例来说，接收滤波器302可以被配置为加窗的19抽头根升余弦滤波器，具有下列19组过滤系数
。当然，也可以使用其它的滤波器方案，并且本发明并不受限于任何特定的接收滤波器方案。
估算器300被配置来估算Nc个码片中每个码片的时序误差。非限制性地举例来说，估算值可以被表示为标准化的相位误差τ，其通常对应于以码片周期Tc为标准的时钟相位误差τK。标准化的相位误差可以提供将被施加到准时抽样的时序的校正。即，准时抽样的抽样瞬时应该由差错量来校正。因为在示例性的3GPP WCDMA执行过程中，被接收的数据正以四分之一被过抽样，所以相同码片有多个有效的抽样值。这些值实质上是抽样瞬时的码片脉冲整数值。相位误差不一定适逢被用于抽样的时间方格。然而，其也可以是接近的以使得最近的抽样瞬时可被使用，其中该最近的抽样瞬时对抽样是可用的。例如，时钟相位误差τK的估算可以被四舍五入以便使用最接近的已知抽样值。在3GPP WCDMA执行过程中，因为每个码片有四个抽样，所以最大误差由于四舍五入的原因而不超过Tc/8。
应当指出，被接收的信号抽样一般被保留在接收机的缓冲器或其它存储元件中。从而，在被校正的抽样瞬时产生抽样值的过程可以相当于使用缓冲器的不同入口。更具体地说，相位误差估算值可以被用来产生一个地址指针，该地址指针在校正抽样情况下指向输入数据缓冲区或其它与耙式接收机100的对应耙指相关的存储元件中的抽样值。
使用时钟相位误差的估算，一个替换方法将用于执行内插操作以便获得正确的抽样值。更特别地，估计误差可以通过已知抽样值之间的内插被用来产生抽样值。应当指出，这个替换方法通常将相对于上述的舍入方法增加计算复杂性。
图3的码片时序估算器300相对于图2的码片估算器200提供多个重要的优点。例如，码片时序估算器300删去滤波器212和214而采用系统包括上述具有诸如全部逻辑“1”值之类的已知模式的普通导频信道的事实。对Nc个码片求平均值提高了信噪比(SNR)并得出标准化相位误差τ的可靠估算值。因为基于硬件的时序环路被删去，环路滤波器222也被删去，从而进一步地减少了接收机的成本和复杂度。
从上述说明可以明显地看出，在由码片数Nc定义的短检查块上，图3实施例中的时序误差作为迟早支路差的平均值而获得。在说明性实施例中，尽管码片数目和所采用的特定平均操作在迟早同步器的每个支路中是相同的，然而这并不是本发明的要求。
基于块的码片时序估算器300用开环、前馈的方法来运行，并被配置来提供每Nb个码片的时序误差τK的精确估算，该时序误差τK为码片周期Tc的一小部分，其中一般Nb＞＞Nc。在上述的3GPP WCDMA系统中用于估算的适宜的块长Nc可以是大约从32到64个码片。因为路径通常变化缓慢并且可忽略时钟漂移，所以不需要经常执行估算。例如，可能的执行过程中的估算值可以每Nb＝2560个码片被执行一次，即在3GPP WCDMA系统中每个时隙在Nc＝32个码片的块上执行一次。
当然，也可以使用其它的Nc值，并且可以取决于操作而改变所使用的特定数目。例如，可能尤其在有噪声的状况中希望使用多于64个的码片。从而，本发明不要求使用任何特定的Nc值。
因为与上述多径效应相关的不同路径彼此独立地变化，所以每个路径的码片时序应该被分开地调整。从而，对于耙式接收机100的L个不同的耙指，通常将有L个不同的码片时序估算器。码片时序估算结果被用来获得在耙式接收机100中用于处理的正确数据抽样。
图4说明了一个方法，其中，图3的时序估算器300这类的时序估算器可以被合并到耙式接收机400中。图中仅示出一部分的耙式接收机400被假定实质上用上述方法结合图1的接收机100来运行，并包括类似的处理元件。接收机400包括L个耙指，表示为401-1、401-2、...、401-L。输入抽样经由接收滤波器402被施加到已知的其中一个耙指401-1，该接收滤波器402在3GPP WCDMA系统的情况下提供根升余弦滤波。已知的耙指401-1包括码片时序估算器404，其可能通常对应于图3的码片时序估算器300并用先前描述的方法来处理输入抽样。码片时序估算器404被显示为包括时序校正电路406，其用上述方法基于跟踪电路408产生的码片时序估算执行抽样改变。来自校正电路406的信号输出被施加到通常对应于图1的乘法器108-1的反扰频器412，并且反扰频的结果被施加到通常对应于图1的反扩频器110-1的反扩频器414。耙指401-1的每个耙指的反扩频器输出被施加到最优组合器417，其通常连接到图1的加权和结合元件112。
此外，与耙指401每个相连的是辅助处理电路410，其负责执行一般在CDMA数字接收机中执行的其它处理操作。来自处理电路的反馈415被反馈到图中没有明确示出的耙式接收机400的其它部分。辅助处理电路410和反馈415可以用熟知的常规方法来配置，因此不在此作进一步的描述。图4中耙指401的每一个耙指实质上用所示耙指40-1的相同方法来配置。给定耙指的一个或多个时序估算、反扰频和反扩频元件可以被整个或部分地结合到与那些耙指相连的处理电路410。
尽管如图4中所示的接收机400的配置假设至少一部分处理电路410在每个耙指中被重复，然而这只是用来作为示例的目的。在一个替换方案中，处理电路410可以被集中在接收机400内，因此它不被结合在任何特定的耙指内。
本发明的上述实施例被定为只是说明性的，并且在附加权利要求范围内的大量替换实施例对于所属领域技术人员来说是显而易见的。例如，本发明可以用其它方案的码片时序估算电路和不同于在此所述的耙式接收机例子的接收机配置来执行。此外，用于基于块的码片时序估算的码片数Nc可以取决于某个应用的特定需要而被改变。
权利要求
1.一个用于在码分多址通信系统的接收机中估算码片时序的方法，该方法包括下列步骤通过在迟早同步器的第一和第二支路中分别对指定的码片块执行平均操作，从被接收的信号抽样产生码片时序估算，码片时序估算被确定为对应于第一和第二支路输出差的误差信号的函数；和在接收机中使用码片时序估算来控制码片时序。
2.如权利要求1所述的方法，其中，码分多址通信系统包括第三代合作伙伴计划的宽带码分多址通信系统。
3.如权利要求1所述的方法，其中，产生步骤包括基于每个码片至少两个抽样来产生码片时序估算。
4.如权利要求1所述的方法，其中，接收机包括具有多个耙指的耙式接收机，产生和使用步骤在耙式接收机的其中一个特定的耙指中执行。
5.如权利要求4所述的方法，其中，产生和使用步骤在多个耙指的每个耙指中独立执行。
6.如权利要求1所述的方法，其中，码片时序估算包括在精确的单个码片周期内进一步精细化产生用于接收机的粗略码片时序估算。
7.如权利要求1所述的方法，其中，产生步骤还包括通过在第一支路中对指定数目为Nc个码片执行平均操作，和在第二支路中相同指定数目为Nc个码片执行同样的平均操作，从被接收信号的抽样中产生码片时序估算。
8.如权利要求7所述的方法，其中，指定的码片数Nc大于或等于大约32个码片。
9.如权利要求7所述的方法，其中，指定的码片数Nc实质上小于码片数Nb，码片数Nb定义产生码片时序估算的估算间隙。
10.如权利要求9所述的方法，其中，Nb大约为所给定的数据帧中每个时隙的码片数。
11.如权利要求9所述的方法，其中，Nb大约是2560。
12.如权利要求7所述的方法，其中，码片时序估算包括以码片周期为标准的码片时序误差的估算。
13.如权利要求1所述的方法，其中，产生步骤还包括对指定的反扰码码片块执行平均操作。
14.如权利要求1所述的方法，其中，产生步骤用开环、前馈方法来确定码片时序估算。
15.如权利要求1所述的方法，其中，产生步骤还包括通过向误差信号施加比例因数来产生码片时序估算。
16.如权利要求1所述的方法，其中，使用步骤还包括如下步骤将码片时序估算四舍五入到最接近的有效抽样值，被舍入的估算值被用于产生一个指向接收机存储元件中的抽样值的地址指针。
17.如权利要求1所述的方法，其中，使用步骤还包括如下步骤通过多个已知抽样值之间的内插，用码片时序估算来产生抽样值。
18.一个用于在码分多址通信系统的接收机中估算码片时序的设备，该设备包括码片时序估算器，其通过分别在码片时序估算器内的迟早同步器的第一和第二支路中对指定的码片块执行平均操作，从被接收信号的抽样中产生码片时序估算，码片时序估算被确定为对应于第一和第二支路输出差的误差信号的函数；其中，由码片时序估算器产生的码片时序估算被用于在接收机中控制码片时序。
19.一个码分多址通信系统接收机，其包括多个信号处理路径，至少其中一个信号处理路径包括码片时序估算器，其用于分别在码片时序估算器内的迟早同步器的第一和第二支路中，通过对指定的码片块执行平均操作来从被接收信号的抽样中产生码片时序估算，码片时序估算被确定为对应于第一和第二支路输出差的误差信号的函数，其中，由码片时序估算器产生的码片时序估算被用于在接收机中控制码片时序。
20.一件产品，其包括用于至少存储一个或多个软件程序的一部分的机器可读存储元件，该软件程序用于在码分多址通信系统的接收机中估算码片时序，当运行该一个或多个软件程序时执行如下步骤通过在迟早同步器的第一和第二支路中分别对指定的码片块执行平均操作，从被接收信号的抽样中产生码片时序估算，该码片时序估算被确定为对应于第一和第二支路输出差的误差信号的函数，该码片时序估算被用于在接收机中控制码片时序。
全文摘要
一个码分多址通信系统接收机，其包括基于块的码片时序估算。在迟早同步器的第一和第二支路中，通过分别对指定的码片块执行平均操作，码片时序估算从被接收信号的抽样中产生。码片时序估算被确定为对应于第一和第二支路输出差的误差信号的函数，并被用来调整代码发生器时钟或者说在接收机中控制码片时序。在一个说明性的实施例中，一个分离的基于块的码片时序估算器在耙式接收机的每个耙指中被实现。
文档编号H04B1/707GK1706120SQ200380101762
公开日2005年12月7日 申请日期2003年10月10日 优先权日2002年10月21日
发明者S·沙姆桑德 申请人:沙桥技术有限公司