专利名称：回波抑制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种回波抑制装置，降低由扬声器输出的接收信号经过回波通路输入到话筒产生的声音回波。
背景技术：
便携电话或电视会议装置中，为了消除通信线路中产生的声音/线路回波而搭载回波抑制装置。一般的回波抑制装置由消除回波成分的自适应滤波器、抑制残留回波成分的回波抑制器和在残留回波的抑制区间叠加伪背景噪声的伪背景噪声附加器构成。
自适应滤波器从混入了回波信号的输入信号中消除部分回波，但用自适应滤波器不能完全消除回波，因此回波消除后的信号中包含残留回波成分。
回波抑制器抑制包含残留回波成分的信号，输出回波抑制后的信号。但是回波抑制器将回波与背景噪声一起抑制，因此发送信号的背景噪声被部分遮断，从而造成不自然。
伪背景噪声附加器对回波抑制前的信号的背景噪声进行分析并生成伪背景噪声，并对回波抑制器输出的信号加上伪背景噪声。从而，回波小且自然的声音发送到远端。
作为实现上述那样的回波抑制器的技术，公知NLP(非线性处理器)，例如，NLP的一个例子即中心消波器具有将预定的阈值以下的信号电平的声音遮断的效果。
自适应滤波器的回波消除后的残留回波可具有较小的信号电平，用中心消波器可抑制残留回波的大部分(以下，参照日本专利文献特开平9-275367号公报和特开2000-138619号公报)。
但是，具有固定的输入输出特性的中心消波器，即使确实可以预测受话侧的单向通话(single-talk)时等发送信号中不存在回波的情况下，如果发送信号的电平在预定的阈值以下也进行抑制，因此对回波以外的成分的抑制的影响大。
传统的回波抑制装置如上述构成，因此能够消除因发送信号的背景噪声部分被遮断而造成的不自然，但不能正确判定用户声音的有音区间的边界，且由于NLP的回波抑制处理而声音成分的一部分被损坏，因此存在因用户声音的词头或词尾的间断感而导致通话质量恶化等的课题。
本发明为解决上述课题构思而成，目的在于获得能够不造成通话质量的恶化且抑制残留回波的回波抑制装置。
发明的公开本发明的回波抑制装置，设有比例推定部件，由该比例推定部件推定的回波成分之比例算出各频带的回波抑制量，并从各频带的信号成分中减去该回波抑制量，所述比例推定部件将回波抵消器的减法处理后的发送信号频带分割，并推断各频带的信号成分中回波成分之比例。
由此，具有能够不造成通话质量的恶化且抑制残留回波的效果。
附图的简单说明
图1是表示本发明实施例1的回波抑制装置的结构图。
图2是表示抑制频带确定部的处理内容的流程图。
图3是表示判定阈值的设定例的曲线图。
图4是表示回波抑制量的算出方法的说明图。
图5是表示回波的抑制结果的说明图。
图6是表示本发明实施例2的回波抑制装置的结构图。
图7是表示回波通路的耦合量推定方法的流程图。
图8是表示本发明实施例5的回波抑制装置的结构图。
本发明的最佳实施方式以下，为了更详细说明本发明，根据添加的附图，就实施本发明的最佳方式进行说明。
实施例1图1是表示本发明实施例1的回波抑制装置的结构图，图中，回波抑制装置由回波抵消器1和回波抑制部2构成。
回波抵消器1的自适应滤波器11由接收信号r(t)生成伪回波信号d(t)，回波抵消器1的减法器12从发送信号s(t)减去伪回波信号d(t)后进行回波消除，输出回波消除后的发送信号u(t)。
回波抑制部2的FFT处理部21对回波消除后的发送信号u(t)进行FFT(高速傅里叶变换)处理，输出傅里叶频谱U(j)。FFT处理部22对回波消除前的发送信号s(t)进行FFT处理，输出傅里叶频谱S(j)。
信号对回波比推定部23推断傅里叶频谱U(j)、S(j)中回波消除前的发送信号s(t)的全部信号成分中回波成分之比例，次频段信号回波比推定部24推断傅里叶频谱U(j)、S(j)中各次频段(频带)的信号成分中回波成分之比例。另外，由FFT处理部21、22、信号对回波比推定部23及次频段信号对回波比推定部24构成比例推定部件。
抑制频带确定部25参考信号对回波比推定部23和次频段信号对回波比推定部24的推定结果，确定抑制对象的次频段。噪声频谱推定部26从FFT处理部21输出的傅里叶频谱U(j)中推断背景噪声频谱Nf(j)，并从该背景噪声频谱Nf(j)计算背景噪声电平Ns(n)。次频段功率算出部27从FFT处理部21输出的傅里叶频谱U(j)计算各次频段的发送信号功率Us(n)。回波抑制量算出部28由背景噪声电平Ns(n)和发送信号功率Us(n)算出抑制频带确定部25确定的次频段的回波抑制量eg(n)。回波抑制处理部29进行从FFT处理部21输出的傅里叶频谱U(j)减去回波抑制量算出部28算出的回波抑制量eg(n)的回波抑制处理。还有，由抑制频带确定部25、噪声频谱推定部26、次频段功率算出部27、回波抑制量算出部28和回波抑制处理部29构成回波抑制部件。
IFFT处理部30对回波抑制处理部29抑制处理后的发送信号频谱O(j)进行IFFT(高速傅里叶逆变换)处理，构成输出时序信号即发送信号O(t)的频带合成部件。
以下就其动作进行说明。
回波抵消器1的自适应滤波器11在由Rin端子输入接收信号r(t)时，由该接收信号r(t)生成伪回波信号d(t)。
回波抵消器1的减法器12若从自适应滤波器11接收伪回波信号d(t)，则从包含背景噪声的用户声音上叠加回波的发送信号s(t)减去伪回波信号d(t)后进行回波消除，并将回波消除后的发送信号u(t)输出到回波抑制部2。
回波抑制部2的FFT处理部21若从回波抵消器1接收回波消除后的发送信号u(t)，则通过对回波消除后的发送信号u(t)进行FFT处理来对回波消除后的发送信号u(t)进行频带分割并输出傅里叶频谱U(j)。这里，j是表示频率的指数(index)。
并且，回波抑制部2的FFT处理部22通过对回波消除前的发送信号s(t)进行FFT处理来对回波消除前的发送信号s(t)进行频带分割，输出傅里叶频谱S(j)。
信号对回波比推定部23若从FFT处理部21接收傅里叶频谱U(j)，并从FFT处理部22接收傅里叶频谱S(j)，则从傅里叶频谱U(j)、S(j)推断回波消除前的发送信号s(t)的全部信号成分中回波成分之比例。即，由下式推断回波消除前的发送信号s(t)与该发送信号s(t)中包含的回波成分之比SERtotal。
SERtotal=10log10(Σj=0N-1|S(j)|2/(Σj=0N-1|S(j)|2-Σj=0N-1|U(j)|2))---(1)]]>其中，N是FFT点数。
另外，次频段信号对回波比推定部24若从FFT处理部21接收傅里叶频谱U(j)，并从FFT处理部22接收傅里叶频谱S(j)，则推断傅里叶频谱U(j)、S(j)中各次频段的信号成分中回波成分之比例。即，由下式推断回波消除前的发送信号s(t)中的各次频段的信号成分与各次频段的回波成分之比SER(n)。
SER(n)=10log10(Σj=l1[n]l2[n]|S(j)|2/(Σj=l1[n]l2[n]|S(j)|2-Σj=l1[n]l2[n]|U(j)|2)),(n=1,2,...,M)---(2)]]>其中，n是表示次频段的序号的指数，l1(n)表示第n个次频段的频率轴j上的起始点，l2(n)表示终点。另外，M是次频段的数量。
假设M＝N，则l1(n)＝l2(n)、(n＝1、2、...、M)，式(2)可简化成如下。
SER(j)＝10log10(|S(j)|2/(|S(j)|2-|U(j)|2)) (3)式(3)是以功率谱(power spectrum)之比作为回波成分之比例求出的公式。
还有，回波成分之比例，可通过比较自适应滤波器11生成的伪回波信号d(t)和回波消除后的发送信号u(t)来推断。这时，输入到FFT处理部22的信号不是回波消除前的发送信号s(t)，而是自适应滤波器11生成的伪回波信号d(t)，FFT处理部22输出的信号成为伪回波信号d(t)的傅里叶频谱D(j)。
这时的发送信号s(t)中包含的回波成分之比例的推断由下式(4)进行。
SERtotal=10log10((Σj=0N-1|U(j)|2+Σj=0N-1|D(j)|2)/Σj=0N-1|D(j)|2)---(4)]]>并且，各次频段的回波比例的推断由下式(5)进行。
SER(n)=10log10((Σj=l1[n]l2[n]|U(j)|2+Σj=l1[n]l2[n]|D(j)|2/Σj=l1[n]l2[n]|D(j)|2)---(5)]]>抑制频带确定部25若上述那样信号对回波比推定部23推断比SERtotal，且次频段信号对回波比推定部24推断比SER(n)，则参考比SERtotal和比SER(n)，确定抑制对象的次频段。具体如下确定抑制对象的次频段。图2是表示抑制频带确定部的处理内容的流程图。
首先，抑制频带确定部25将信号对回波比推定部23推断的比SERtotal和第1级的抑制模式判定阈值THE_SER1total比较，判定以下的式(6)是否成立(步骤ST1)。
SERtotal≤THE_SER1total(6)抑制频带确定部25在式(6)成立时，整个发送信号中包含的回波成分之比例高，且残留回波的影响大，因此将全部次频段确定为抑制对象的、所有的抑制判定标志sf(n)设为“1”(步骤ST2)。即，设定为sf(n)＝1(n＝1、2、...、M)。
另一方面，式(6)不成立时，将由信号对回波比推定部23推断的比SERtotal和第2级的抑制模式判定阈值THE_SER2total比较，判定以下的式(7)是否成立(步骤ST3)。
SERtotal≤THE_SER2total(7)抑制频带确定部25在式(7)成立时，在整个发送信号中包含的回波成分之比例低，且残留回波的影响小，因此将全部次频段确定为非抑制对象的、所有的抑制判定标志sf(n)设定为“0”(步骤ST11)。即，设定为sf(n)＝0(n＝1、2、...、M)。
抑制频带确定部25在式(7)成立时，有可能一部分的次频段中包含的回波成分之比例高，因此将表示次频段的变数n初始设定为“0”后(步骤ST4)，将由次频段信号对回波比推定部24推断的比SER(n)和次频段抑制判定阈值THR_SER(n)比较，判定以下的式(8)是否成立(步骤ST6)。
SER(n)≤THR_SER(n) (8)抑制频带确定部25在式(8)成立时，次频段n中包含的回波成分之比例高，因此将确定该次频段n为抑制对象的、抑制判定标志sf(n)设定为“1”(步骤ST7)。
式(8)不成立时，由于次频段n中包含的回波成分之比例低，将确定该次频段n为非抑制对象的、抑制判定标志sf(n)设定为“0”(步骤ST8)。
抑制频带确定部25将变数n仅加“1”(步骤ST9)，重复进行步骤ST5～ST10的处理，直到n≥M成立为止。
还有，步骤ST6中使用的次频段抑制判定阈值THR_SER(n)可对全部的n设定单一值，但可根据回波抵消器1的回波消除能力，对各n设定个别的值。
将一般用LMS算法(LMS algorithm)实现的自适应滤波器11，用于以声音信号为主的信号对应的回波抵消时，知道残留回波容易滞留在高频带。这是由于声音信号的频谱不平坦，且高频带的信号功率小于低频带，因而在高频带侧的回波通过(echo pass)的推定精度比低频带侧差，或在高频带侧非线性回波成分集中。这时，特别是通过在高频带侧将阈值设定得高，能够提高回波抑制效果。图3的曲线图表示一例这种次频段抑制判定阈值THR_SER(n)的设定。
接着，噪声频谱推定部26若从FFT处理部21接收傅里叶频谱U(j)，则由该傅里叶频谱U(j)推断背景噪声频谱Nf(j)，并从该背景噪声频谱Nf(j)计算背景噪声电平Ns(n)。
作为背景噪声频谱Nf(j)的推定方法，例如有特开2000-347688号公报所记载的平均噪声频谱的算出方法。由下式(9)从背景噪声频谱Nf(j)计算推定背景噪声电平Ns(n)。
Ns(n)=10log10(Σj=l1(n)l2(n)|Nf(j)|2)[dB]---(9)]]>次频段功率算出部27若从FFT处理部21接收傅里叶频谱U(j)，则将傅里叶频谱U(j)代入到下式(10)，计算各次频段的发送信号功率Us(n)。
Us(n)=10log10(Σj=l1(n)l2(n)|U(j)|2)[dB]---(10)]]>回波抑制量算出部28在噪声频谱推定部26计算背景噪声电平Ns(n)，且次频段功率算出部27计算各次频段的发送信号功率Us(n)时，将背景噪声电平Ns(n)和各次频段的发送信号功率Us(n)代入到下式(11)，算出由抑制频带确定部25确定的抑制对象的次频段的回波抑制量eg(n)。
eg(n)＝sf(n)·max(Ns(n)-Us(n)，0) (11)回波抑制量算出部28算出的抑制量如图4所示，将抑制对象的频带的发送信号抑制到由噪声频谱推定部26推断的背景噪声电平Ns(n)进行计算。
回波抑制处理部29在回波抑制量算出部28算出抑制对象的次频段的回波抑制量eg(n)时，将该回波抑制量eg(n)代入到下式(12)进行回波抑制处理，输出回波抑制后的发送信号频谱O(j)。
O(j)＝10eg(f(j))/20U(j) (12)其中，f(j)是输出频率j所属的次频段的指数n的函数。
结果，回波成分之比例高的频带的信号成分如图5所示，抑制到背景噪声电平。另外，整个频带成为抑制对象时，抑制处理后的发送信号频谱O(j)大致成为接近背景噪声频谱的形状。
IFFT处理部30在回波抑制处理部29进行回波的抑制处理时，对抑制处理后的发送信号频谱O(j)进行IFFT处理，输出时序信号即发送信号O(t)。
以上可知，依据本实施例1，设有将回波抵消器1的回波消除后的发送信号u(t)频带分割，并推断各频带的信号成分中回波成分之比例的比例推定部件，由该比例推定部件推断的回波成分之比例算出各频带的回波抑制量eg(n)，并从各频带的信号成分中减去该回波抑制量eg(n)，因此具有能够不造成通话质量之恶化且抑制残留回波的效果。
即，只选择回波成分之比例高的频带进行抑制处理，因此具有能够不损坏发送信号中包含的用户声音成分，尤其是词头或词尾部分，保持声音质量的同时抑制残留回波的效果。
另外，依据本实施例1，检查整个发送信号中包含的回波成分之比例，在回波成分的比例特别高的时间区间，由于将整个频带确定为抑制对象进行抑制处理，因而在受话侧的单向通话时得到高抑制效果。
另外，依据本实施例1，由于将各次频段的信号成分抑制到背景噪声电平，且不进行超过该背景噪声电平的抑制，具有能够不造成背景噪声的断续感且抑制残留回波的效果。并且，不需要在回波抑制装置的后级另外设置附加伪背景噪声的装置，因此具有能够简化运算规模的效果。
还有，依据本实施例1，在推断回波成分之比例时，参考回波抵消器1的回波消除后的发送信号u(t)，因此具有能以较小的运算规模实现高的推定精度。
另外，依据本实施例1，由于按每个次频段设定用于判断抑制的频带的阈值，具有可对残留回波成分容易发生的频带抑制效果高地进行调整的效果。
实施例2
图6是表示本发明实施例2的回波抑制装置的结构图，图中，与图1相同的符号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
FFT处理部31对接收信号r(t)进行FFT处理后输出傅里叶频谱R(j)，FFT处理部32对发送信号s(t)进行FFT处理后输出傅里叶频谱S(j)。回波耦合量推定部33由傅里叶频谱R(j)、S(j)推断出总的回波耦合量Ltotal和各次频段的回波耦合量L(n)。信号对回波比推定部34由回波耦合量推定部33推断的总的回波耦合量Ltotal推断发送信号s(t)的全部信号成分中回波成分之比例，次频段信号对回波比推定部35由回波耦合量推定部33推断的各次频段的回波耦合量L(n)推断各次频段的信号成分中回波成分之比例。还有，由FFT处理部31、32、回波耦合量推定部33、信号对回波比推定部34及次频段信号对回波比推定部35构成比例推定部件。
以下就其动作进行说明。
上述实施例1中，对回波抵消器1的回波消除前的发送信号s(t)和回波消除后的发送信号u(t)进行比较，或者，对自适应滤波器11生成的伪回波信号d(t)和回波消除后的发送信号u(t)进行比较，然后推断发送信号s(t)中包含的回波成分之比例，但可以通过比较接收信号r(t)和发送信号s(t)来推断回波通路的回波耦合量，并由该回波耦合量推断发送信号s(t)中包含的回波成分之比例。
具体如下。
首先，FFT处理部31若从Rin端子输入接收信号r(t)，则对该接收信号r(t)进行FFT处理，然后输出傅里叶频谱R(j)。
并且，FFT处理部32若从Sin端子输入发送信号s(t)，则对该发送信号s(t)进行FFT处理，然后输出傅里叶频谱S(j)。
回波耦合量推定部33在从FFT处理部31接收傅里叶频谱R(j)，并从FFT处理部32接收傅里叶频谱S(j)时，由傅里叶频谱R(j)、S(j)推断总的回波耦合量Ltotal和各次频段的回波耦合量L(n)。
即，回波耦合量推定部33由于将发送信号s(t)与整个接收信号r(t)的信号功率进行比较，由下式(13)判定其差值是否在预定的阈值THR_RST以上(图7的步骤ST21)10log10(Σj=0N-1|S(j)|2/Σj=0N-1|R(j)|2)<THR_RST---(13)]]>这里，THR_RST是用以判定当前的通话状态是否为接收侧的单向通话的阈值。回波耦合量推定部33在式(13)成立时，如下更新总的回波耦合量Ltotal(步骤ST22)。
Ltotal=α·Ltotal′+(1-α)·10log10(Σj=0N-1|S(j)|2/Σj=0N-1|R(j)|2)[dB]---(14)]]>这里，α是确定更新速度的系数，是满足0＜α＜1的常数。另外，L′total是更新前的总的回波耦合量，回波耦合量Ltotal的初始值设定成充分小于回波抑制装置的适应对象中的实际回波耦合量。
接着，回波耦合量推定部33如下更新各次频段的回波耦合量L(n)(步骤ST23)。
L(n)=α·L′(n)+(1-α)·10log10(Σj=l1(n)l2(n)|S(j)|2/Σj=l1(n)l2(n)|R(j)|2)[dB]---(15)]]>回波耦合量L(n)的初始值也设定成充分小于回波抑制装置的适应对象中的实际回波耦合量。
回波耦合量推定部33在式(13)不成立时，不进行回波耦合量的更新。
信号对回波比推定部34在回波耦合量推定部33推断总的回波耦合量Ltotal时，将总的回波耦合量Ltotal代入到下式(16)，推断SERtotal作为发送信号s(t)的全部信号成分中回波成分之比例。
SERtotal=10log10(Σj=0N-1|S(j)|2)-(10log10(Σj=0N-1|R(j)|2)+Ltotal)[dB]---(16)]]>
次频段信号对回波比推定部35在回波耦合量推定部33推断各次频段的回波耦合量L(n)时，将各次频段的回波耦合量L(n)代入到下式(17)，推断SER(n)作为各次频段的信号成分中回波成分之比例。
SER(n)=10log10(Σj=l1[n]l2[n]|S(j)|2)-(10log10(Σj=l1[n]l2[n]|R(j)|2)+L(n))[dB]---(17)]]>其中，n＝1、2、...、M由抑制频带确定部25到IFFT处理部30的处理内容与上述实施例1相同，因此省略说明。
以上可知，依据本实施例2，在回波抑制装置的前级不存在自适应滤波器11的回波抵消器1时，或与回波抵消器1单纯地串联连接时，均与上述实施例1同样，具有能够不造成通话质量的恶化而抑制残留回波的效果。
即，由接收信号r(t)和发送信号s(t)推断回波通路的耦合量，对该耦合量与接收信号的频带分割信号进行乘法运算，比较相乘后的频带分割信号与发送信号的频带分割信号，推断各频带的信号成分中回波成分之比例，因此在回波抑制装置的前级不存在自适应滤波器11的回波抵消器1时，或与回波抵消器1单纯地串联连接时，均有可推断各频带的信号成分中回波成分之比例的效果。
并且，依据本实施例2，由于从送话/受话间的功率频谱算出回波通路的耦合量，耦合量的推断不易受输入声音在频谱上的功率的偏差之影响，具有即使信号电平较小的高频带侧也可实现高的推定精度的效果。
实施例3上述实施例1中，算出的各次频段的回波抑制量eg(n)相当于从当前的发送信号的电平抑制到背景噪声电平的抑制量的值，可以按照各频带的信号成分中回波成分之比例的大小算出各次频段的回波抑制量eg(n)。
从而，上述实施例1中，当表示各次频段的回波成分之比例的SER(n)超过预定的阈值THR_SER(n)时，会进行回波的抑制处理，但本实施例3中，表示各次频段的回波成分之比例的SER(n)不超过预定的阈值THR_SER(n)时，也可进行与表示回波成分之比例的SER(n)对应的抑制处理。
具体如下。
本实施例3中，回波抑制量算出部28采用下式(18)计算回波抑制量eg(n)，而不采用式(11)。
eg(n)=sf(n)·max(SER(n)-THR_SER(n)+Ns(n)-Us(n),0)SER(n)≥THR_SER(n)sf(n)·max(Ns(n)-Us(n),0)SER(n)<THR_SER(n)---(18)]]>式(18)中，SER(n)在阈值THR_SER(n)以下时，会算出与用式(11)计算的抑制量相同值的抑制量，但SER(n)在阈值THR_SER(n)以上时，会算出仅减少超过阈值THR_SER(n)的量的抑制量eg(n)。
以上可知，依据本实施例3，在回波成分之比例较小的条件下，也对应于该比例调整抑制量后进行回波抑制，因此可在上述实施例1中不能抑制的条件下进行抑制，具有可提高回波的抑制效果的效果。
并且，依据本实施例3，通过将按照回波成分之比例的大小确定的抑制量的上限值抑制到背景噪声电平相当的值，具有不造成背景噪声的断续感而可进行抑制处理的效果。而且，无需在回波抑制装置的后级附加伪背景噪声，具有可降低运算规模的效果。
实施例4上述实施例1中，使作为抑制对象的次频段的平均信号电平与背景噪声电平相当地确定抑制量eg(n)，然后进行回波成分的抑制处理，但可使作为抑制对象的次频段的振幅频谱在次频段内平坦地实施抑制处理。
即，本实施例4中，不按各次频段算出回波抑制量，而按傅里叶频谱上的各取样算出回波抑制量。
例如，使各取样的绝对值与一定值一致地确定抑制量eg(j)，使得作为抑制对象的次频段的功率与相同次频段上的背景噪声的平均功率相等。
eg(j)=10log10(1|U(j)|2(10Ns(f(j))/10/ls(f(j))))[dB]---(19)]]>这里，ls(n)表示次频段n的傅里叶频谱的取样数。
依据本实施例4，由于使作为抑制对象的次频段的频谱平坦，在与给予一样的增益的场合相比，具有可更加减少听觉上的残留回波感的效果。
实施例5图8是表示本发明实施例5的回波抑制装置的结构图，图中，与图1相同的符号表示相同或相当的部分，因此省略说明。
含混通话检出部41进行含混通话(double-talk)的检出处理，回波抑制量算出部42与图1的回波抑制量算出部28同样算出回波抑制量，而且在含混通话检出部41检出含混通话时，该含混通话的检出区间中比非检出区间更抑制回波抑制量。还有，由含混通话检出部41和回波抑制量算出部42构成回波抑制部件。
以下就其动作进行说明。
本实施例5与上述实施例1的不同点在于设有进行含混通话的检出处理的含混通话检出部41，回波抑制量算出部42在含混通话的检出区间比非检出区间更加抑制回波抑制量。
即，含混通话检出部41计算回波抵消器1的减法器12输出的回波消除后的发送信号u(t)和接收信号r(t)的功率差，并由以下式(20)判定该功率差是否超过预定的阈值THR_DT。
10log10(Σj=0N-1|s(t)|2/Σj=0N-1|r(t)|2)>THR_DT---(20)]]>其中，THR_DT是用以检出含混通话的阈值。
含混通话检出部41在式(20)成立时，判定当前的通话状态为含混通话，输出含混通话标志df＝1。
另一方面，在式(20)不成立时输出含混通话检出标志df＝0。
回波抑制量算出部42在含混通话检出部41未检出含混通话的非检出区间，与图1的回波抑制量算出部28同样的方式算出回波抑制量eg(n)，但含混通话检出部41检出含混通话时，该含混通话的检出区间比非检出区间更抑制回波抑制量eg(n)。
即，回波抑制量算出部42将含混通话检出标志df代入到下式(21)，算出回波抑制量eg(n)。
eg(n)＝(1-df)·sf(n)·max(Ns(n)-Us(n)，0) (21)式(21)的场合，含混通话的检出区间的回波抑制量eg(n)成为零，可设定0＜df＜1，使回波抑制量eg(n)小于非检出区间。
以上可知，依据本实施例5，由于含混通话的检出区间比非检出区间更抑制回波抑制量eg(n)，具有可抑制含混通话区间的送话质量的恶化的效果。
还有，本实施例5中，含混通话检出部41基于回波消除后的发送信号u(t)和接收信号r(t)的功率差进行含混通话的检测，但该检测方法或用于检测的参数并不限于此。
工业上的利用可能性如上所述，本发明的回波抑制装置，降低由扬声器输出的接收信号经过回波通路输入到话筒而产生的声音回波，从而，适合用于需要提高通话质量的车载电话或便携电话等的声音通信。
权利要求
1.一种回波抑制装置，其中设有由接收信号生成伪回波信号，并从发送信号减去该伪回波信号的回波抵消器；将上述回波抵消器的减法处理后的发送信号频带分割，推断各频带的信号成分中回波成分之比例的比例推定部件；从上述比例推定部件推断的回波成分之比例算出各频带的回波抑制量，并从各频带的信号成分中减去该回波抑制量的回波抑制部件；以及使上述回波抑制部件的减法处理后的各频带的信号成分返回到时序信号，输出该时序信号作为发送信号的频带合成部件。
2.如权利要求1所述的回波抑制装置，其特征在于上述比例推定部件将发送信号或伪回波信号频带分割，利用该频带分割信号推断各频带的信号成分中回波成分之比例。
3.如权利要求1所述的回波抑制装置，其特征在于上述回波抑制部件在整个频带的信号成分中回波成分之比例大于第一基准值时，算出所有频带的回波抑制量，当整个频带的信号成分中回波成分之比例小于第一基准值时，只算出各频带的回波成分之比例大于第二基准值的频带的回波抑制量。
4.如权利要求3所述的回波抑制装置，其特征在于上述回波抑制部件在比较回波成分之比例与第二基准值时，使用按各频带准备的第二基准值。
5.一种回波抑制装置，其中设有将发送信号频带分割，并推断各频带的信号成分中各频带的背景噪声电平的背景噪声电平推定部件；由上述背景噪声电平推定部件推断的各频带的背景噪声电平算出各频带的回波抑制量，并从各频带的信号成分中减去该回波抑制量的回波抑制部件；以及使上述回波抑制部件的减法处理后的各频带的信号成分返回到时序信号，输出该时序信号作为发送信号的频带合成部件。
6.如权利要求5所述的回波抑制装置，其特征在于上述回波抑制部件算出使减法运算后的各频带的信号成分与各频带的背景噪声电平一致的回波抑制量。
7.一种回波抑制装置，其中设有将发送信号频带分割，并推断各频带的信号成分中回波成分之比例的比例推定部件；由上述比例推定部件推断的回波成分之比例算出各频带的回波抑制量，并从各频带的信号成分中减去该回波抑制量的回波抑制部件；以及使上述回波抑制部件的减法处理后的各频带的信号成分返回到时序信号，输出该时序信号作为发送信号的频带合成部件。
8.如权利要求7所述的回波抑制装置，其特征在于上述比例推定部件将接收信号频带分割，利用该频带分割信号推断各频带的信号成分中回波成分之比例。
9.如权利要求8所述的回波抑制装置，其特征在于上述比例推定部件由接收信号和发送信号推断回波通路的耦合量，对该耦合量与接收信号的频带分割信号进行乘法运算，比较相乘后的频带分割信号与发送信号的频带分割信号，推断各频带的信号成分中回波成分之比例。
10.如权利要求9所述的回波抑制装置，其特征在于上述比例推定部件由接收信号检出接收侧的单向通话时，推断回波通路的耦合量。
11.如权利要求1所述的回波抑制装置，其特征在于上述回波抑制部件按照各频带的信号成分中回波成分之比例的大小算出各频带的回波抑制量。
12.如权利要求1所述的回波抑制装置，其特征在于上述回波抑制部件在某一频带的信号成分中回波成分之比例在预定的阈值以上时，将该频带的信号成分的频谱平坦化。
13.如权利要求1所述的回波抑制装置，其特征在于上述回波抑制部件具有含混通话的检测功能，该含混通话的检测区间比非检测区间更加抑制回波抑制量。
全文摘要
设有将回波抵消器1的回波消除后的发送信号u(t)频带分割，推断各频带的信号成分中回波成分之比例的比例推定部件，由该比例推定部件推断的回波成分之比例算出各频带的回波抑制量eg(n)，并从各频带的信号成分中减去该回波抑制量eg(n)。从而能够不造成通话质量的恶化而抑制残留回波。
文档编号H04M9/08GK1736039SQ20038010847
公开日2006年2月15日 申请日期2003年11月11日 优先权日2003年11月11日
发明者矢野敦仁 申请人:三菱电机株式会社