专利名称：用于cdma通信系统中的接收机处理的方法和设备的制作方法
背景技术：
在诸如UMTS之类的CDMA蜂窝系统中，用户数据是通过使用多个正交码而被传送的。例如，来自K个信源bk的用户数据是指定的扩展序列sk，并且是作为合成信号经由色散信道h(例如空中接口)传送的。这种时间色散的多径信道跨越单个码片或更多码片，并且导致产生两种不同类型的降级即由码间正交性损失所造成的码-码干扰(MAI)以及常见的符号间干扰(ISI)。ISI的影响在每个符号上的码片数目仅为16的HSDPA之类的高速数据传送中是非常明显的。
上述这两种降级可以在接收机上通过码片级线性均衡来进行处理。对各个信源来说，线性均衡器处于解扩操作之前。码片级均衡器的一个出色特性在于它只需要一个单独的均衡器就能校正所有扩展码。为了进一步提高系统容量，较为理想的是在码片级使用判定反馈均衡器。然而，由于码片的SNR极低，并且由于合成信号具有极大的星座图，因此关于单个码片的判定并不可靠。为了克服这个问题，先前已经提出了使用若干个均衡器同时运行的假设反馈，其中每一个均衡器都是根据一个可能的数据符号假设而被调整的。虽然这样可以非常有效地减少单个用户的ISI，但是如果包含用于所有K个用户的假设，那么这将会变得极其复杂，而这种包含情况在下行链路中是必然的。举例来说，在具有16个扩展码的QPSK系统中，存在着416＝4.3×109个可能的假设。
发明内容
在用于CDMA信号的接收机处理的方法和系统中，在对接收信号中的每个符号流进行了非线性符号估计之后将会对至少一个接收信号进行线性均衡。在示范性实施例中，线性均衡是在接收信号的码片级进行的(例如在解扩之前)，符号估计则是在接收信号的符号级进行的(例如在解扩之后)。然后则对从估计符号流中形成的正交接收信号的近似值进行滤波。在本发明的示范性实施例中，这种滤波处理是在接收信号的码片级进行的，源自这个滤波处理的输出表示的是过去或未来码片中的至少一个码片对接收信号当前码片的影响。来自这个滤波处理的输出与来自接收信号滤波的输出进行组合，以便产生经过均衡的接收信号。
正如相对于本发明实施例详细描述的那样，本发明适合单输入单输出(SISO)通信系统；多输入多输出(MIMO或BLAST)通信系统，发射分集通信系统等等。
本发明将从以下给出的详细描述和只作为例示的附图中得到全面理解，在不同的图中，相同的参考数字表示相应的部分，并且其中图1描述的是根据本发明的用于接收机处理的设备的示范性实施例；图2描述的是自适应确定滤波器分支的本发明的另一个实施例；图3描述的是根据本发明的MIMO系统的实施例；图4描述的是图3实施例中的符号估计结构的实施例；以及图5描述的是根据本发明的用于发射分集系统的接收机处理结构的实施例。
具体实施例方式
图1描述的是用于根据本发明的接收机处理的设备的一个示范性实施例。如所示，采样器10对天线8接收的信号码片进行采样，以便产生一个接收信号。在一个示范性实施例中，采样器10对码片进行过采样，以便在每个码片获取至少两个采样。线性均衡器12对接收信号进行处理，以便产生一个线性均衡信号。由线性均衡器执行的线性均衡是根据任何一种公知的线性均衡算法实施的。线性均衡信号是通过在混频器14上将线性均衡信号与相应扩展码s1，……，sk混合而被解扩的。与混频器14相关联的累加器16则对混频器14产生的解扩码片进行累加。与每一个累加器16相关联的符号估计器18对来自累加器16的输出流中的符号执行非线性软估计。其中举例来说，每一个符号估计器18都是一个用于获取单个符号软估计的最优条件均值估计器。估计符号流由混频器20重新扩展并且在加法器22上进行组合，从而产生一个原始码片序列 的估计 在这里将这个“正确的”码片判定序列用作反馈滤波器24的一个输入。
如下文更详细描述的那样，反馈滤波器24产生一个输出，该输出表示的是过去和未来码片对接收信号中的当前码片所产生的影响。延迟器26对接收信号进行延迟，前馈滤波器28则对接收信号进行过滤。在一个示范性实施例中，延迟器26将接收信号延迟一定时间量，以便产生线性均衡信号，此外还解扩、检测和重新扩展线性均衡信号。这样一来将会允许符号估计器18根据未来码片来做出符号判定，并且反馈滤波器24可以产生一个输出，该输出表示的是过去或未来码片对从前馈滤波器28输出的接收信号中的当前码片的影响。可以了解的是，在这里可以对本发明的实施例进行调整，以使反馈滤波器24产生一个只表示过去的码片对当前码片的影响的输出。第二组合器39从前馈滤波器28的输出中减去反馈滤波器24的输出，以便产生抑制和/或消除了过去和未来码片的有害影响的接收信号中的当前码片估计。然后如图1所示，这时可以对从第二组合器30输出的已处理接收信号进行扩展和累加，以便产生单独的符号流。如下文详细描述的那样，反馈滤波器24和前馈滤波器28是通过使用一个类似于判定-反馈-均衡的处理而被共同产生的。
在这里假设用FF表示前馈滤波器28中的码片数量，用FB表示反馈滤波器24中的数目，以及用P来表示采样器10的过采样因数，那么在前馈滤波器中得到的接收采样的矢量是
或rk＝Г(h)xk+nk(0.2)其中rk是接收采样的矢量，Г(h)表示用于各个接收采样的信道的L个回声(多径延迟失真)，xk是第k个传送采样，nk是相对于采样k的噪声。
在这里假设分别用f(i)和b(i)来表示第i个前馈和反馈分支。那么在延迟d，码片估计是x^(k-d)=Σi=0FF-1f(i)Tr(k-i)-Σj=1FBb(j)x(k-d-j)-Σq=1db(-q)x(k-d+q)---(0.3)]]>其中这些项对应于前馈、表因反馈和逆因果反馈部分。而MMSE(最小均方误差)分支加权则是从以下等式的解中找到的copt=argmincE{||x(k-d)-cHv||2}---(0.4)]]>其中我们定义了cΔ=[f0H,f1H,...,fFF-1H,-b-d*,···,-b-1*,···,-bFB*]T---(0.5)]]>vΔ=[r(k),...,r(k-FF+1),x(k),...,x(k-d+1),x(k-d-1),...,x(k-d-FB)]T---(0.6)]]>其中c是前馈和反馈滤波器24和28的当前或初始分支；v是前馈和反馈滤波器24与28的输入矢量。
借助于正交原理得到的解为f=[Ω-1σx2XXH]-1h---(0.7)]]>b=1σx2XHf---(0.8)]]>
Ω=σx2Γ(h)Γ(h)H+σn2Rp---(1.10)]]>其中σx是信号功率；σn是噪声功率；h是表示延迟L上的信道脉冲响应的复数；Rp是接收信号的协方差矩阵，Rp=ΔE{rrH}---(0.10)]]>每一个条件均值估计器18是s^opt=E{s|r}=Σ∀sisp(si|r)=Σ∀sidip(r|si)Pr(si)p(r)---(1.11)]]>其中s是被估计的符号；_s表示可能符号的字母表；r是累加器16的输出；p(r/si)是r的似然性；以及p(r)=Σ∀sip(r/si).]]>如果给出了复数标量r的似然性，那么相关器的输出是p(r|si)=1πσn2exp(-|r-gsi|2/σn2)---(1.12)]]>其中g是取决于线性均衡器增益的增益因数。举例来说，在示范性实施例中，将g设定成与扩展增益相等。对具有符号字母表di=(±1±j)/2]]>的QPSK来说，我们发现估计器为d^opt=12tanh(2Re(g*r)σn2)+j2tanh(2Im(g*r)σn2)---(1.13)]]>此外还可以发现对应于8-PSK、16-QAM等等的相似表述。
在一个实施例中，接收机上的控制器(未显示)进行测量并且接收测量值，以便产生在上述等式中使用的变量，并且由此产生反馈滤波器24的分支，前馈滤波器28的分支，以及产生由估计器18在产生符号估计Sopt的过程中使用的变量。由于上述等式中的变量是众所周知的，并且产生这些变量所需的测量也是众所周知的，因此在这里不再对此进行详细描述。举例来说，当发射机发送导频信号时，接收信号是已知的，由此可以得到信号功率、噪声功率等等。
图2描述的是本发明的另一个实施例，其中线性均衡器12的分支是由第一自适应处理器40确定的，前馈滤波器28和反馈滤波器24的分支则是由第二自适应处理器42确定的。第一和第二自适应处理器40和42使用一种自适应算法来确定分支加权[w，f，b]。这个处理可以使用本领域公知的标准的LMS(最小均方)、RLS(递归最小二乘方)、码片级、符号级等算法来完成。举例来说，前馈和反馈滤波器24和28的分支可以根据以下表达式并由LMS确定ck+1=ck+μvk(xpilot(k-d)-ckHv)*]]>如上所述，用于自适应算法的“基准”信号可以是CDMA导频码Xpilot、常规的训练符号或是与业务承载信号的部分知识相组合的一个或多个CDMA导频码。如果没有使用这种部分知识，那么可以使用用于导频信道的附加相关器从误差信号中估计噪声。此外，在这里也可以使用所谓的“盲”或“半盲”估计算法。
上述实施例针对的是SISO(单输入单输出)系统。然而，本发明并不局限于SISO系统，而是适用于其他类型的系统，例如MIMO(多输入多输出)以及发射分集系统。
图3描述的是根据本发明的MIMO系统的一个实施例。在这里将MIMO系统显示成具有M个发射天线以及N个接收天线。图3显示的接收机处理结构类似于图1的结构，但是由于存在多个多径信道，因此MIMO系统中的线性均衡器和滤波器是基于矩阵的。
特别地，图3显示了各自对N个接收天线之一所接收的信号码片进行采样，以便产生接收信号的采样器110。在一个示范性实施例中，采样器110对码片进行过采样，以便在每个码片上获取至少两个采样。矩阵线性均衡器112对接收信号进行处理，以便产生线性均衡信号。借助于矩阵线性均衡器所执行的线性均衡是根据任何一种众所周知的矩阵线性均衡算法实施的。线性均衡信号分别由符号估计结构150接收。图4描述了符号估计结构的一个实施例。如所示，解扩器114使用混频器而将线性均衡信号与相应扩展码s1，……，sk相混合，从而解扩线性均衡信号。空间白化单元116对剩余干扰和噪声进行变换，以便采用任何一种已知方式而使其空间协方差与单位矩阵相等，其中举例来说，所用方式可以是在2003年10月1日提交的名为“METHODAND APPARATUS FOR DETERMINING AN INVERSE SQUAREROOT OF A GIVEN POSITIVE-DEFINITE HERMITIANMATRIX”的美国申请10/340875中公开的方法；所述申请的内容在此全部引入作为参考。联合符号估计器118对来自频谱白化单元116的输出流中的M个符号执行同时的非线性软估计。例如，联合符号估计器118可以执行具有硬或软输出的次最大似然性处理，如球面解码算法。作为选择，在这里也可以使用所谓的“V-Blast”减法处理。以下是由联合符号估计器118执行的估计处理的另一个实例，其中所述估计器与用于具有M个符号的矢量的条件均值估计器相对应s^opt=E{s|r}=Σ∀si∈CMsp(si|r)=Σ∀si∈CMsip(r|si)Pr(si)p(r)]]>其中p(r|si)=1πσn2exp(-||r-H^si||2/σn2)]]>并且其中CM表示的是一个具有可能的信号空间点的M维矢量。
然后则对软符号值进行重新扩展，并且使用再扩展器120而对K个码的作用进行求和。其结果即为M个信源中的每个信源所传送的码片的估计。现在，这些值在图3的矩阵反馈滤波器124中使用，当加法器130将矩阵反馈滤波器124的输出与矩阵反馈滤波器128的输出进行组合的时候，所述矩阵反馈滤波器124将会减去同一天线的码片干扰以及其他天线的码片干扰。矩阵反馈滤波器128则会因为延迟器126而再次具有一个延迟输入——每一个延迟对应于一个接收信号。在一个实施例中，所使用的是双边反馈滤波器(以便减去过去和未来码片)，而在另一个实施例中使用的滤波器124则是单边的。然后，加法器130的输出将被解扩，同时会为每个扩展码白化检测所述输出。
与本发明这个实施例相关联的滤波器是矩阵滤波器[W，F，B]。在这里可以如下计算矩阵反馈和前馈滤波器124和128，其中来自第m个发射机的码片估计是x^m(k-d)=Σn=1NΣi=0FF-1fm,nTrn(k-i)-Σm′=1MΣj=1FBbm,m′(j)xm(k-d-j)-Σm′=1MΣq=1dbm,m′(-q)xm(k-d+q)]]>这其中使用了接收到的所有空间信号，所述反馈则会减去发射机之间的所有可能的交叉耦合干扰(过去和未来)。我们现在求解copt=argmincE{||x(k-d)-cHg||2}---1.14]]>其中我们定义了x(k-d)=Δx1(k-d)···xM(k-d),g=Δrx~,c=ΔF-B]]>r=r1···rN,x~=x~1···x~M,F=f1,1···fM,1······f1,N···fM,N,B=b1,1···bM,1······b1,M···bM,M---(1.15)]]>rn＝[rn(k)T，rn(k-1)T，…，rn(k-FF+1)T]Txm＝[xm(k)，…，xm(k-d+1)，xm(k-d-1)，…，xm(k-d-FB)]T其解同样是根据正交原理获得的，B=1σx2XHF]]>F=(Ω-1σx2XXH)-1Θ---(1.16)]]>其中我们定义Ω=Δσx2Γ(H)Γ(H)+σn2Rp,Φ=Δσx2IM(FB+d)---(1.17)]]>X=ΔX1,1···X1,M······XN,1···XN,M---(1.18)]]>
其中ed是是一个全零矢量，但在第d个位置存在一个单独的1。
与图1的实施例一样，封闭型解1.16可以是直接计算得到的，或者作为选择，所述实施方式也可以基于自适应滤波(LMS、RLS等等)而被使用，其中举例来说，所述自适应滤波使用来自根据图2所述的不同发射天线的唯一训练或导频信号。
发射分集系统使用多个发射天线以及一个或多个接收天线，由此发送一个单独的数据流(不同于MIMO)。发射分集方案可以由编码器和解码器定义。举例来说，在UMTS的具有两个天线的开环发射分集方案(STTD)中，同一时间对两个符号进行了编码。在两个连续时隙中，编码器将[x1，-x2*]发送到天线1，并且将[x2，-x1*]发送到天线2。然后，解码器形成两种接收信号组合x^1=h1*r1+h2h2*]]>以及x^2=h2*r1-h1r2*.]]>而发射分集的这个典型操作则假设无线电信道并非时间色散的。
为了校正时间色散，如图3所示，在这里也可以使用线性均衡器。该系统至少应该具有与发射天线一样多的接收天线，以便实现良好的性能。均衡器输出的数目与发射天线的数目是相等的。这个线性均衡器与先前描述的用于MIMO系统的均衡器是相同的。
图5描述了根据本发明实施例的用于发射分集系统的接收机处理结构的一个实施例。如所示，接收机处理结构与图3所述结构是相同的，但在这里使用了符号估计器结构160来取代图3所示的符号估计器结构150。因此为了简洁起见，在这里只对这些差别进行描述。如所示，在线性均衡器之后是一个发射分集解码器162以及符号估计器18。然后，所述符号由发射分集解编码器164进行编码，从而提供一个重建的码片流。如果在下行链路中还存在其他信号，那么应该重建这些信号，并且应该将其加在一起，以便给出总的发射流。如先前所述，这些流会在反馈和前馈滤波器124和128中得到使用。在加法器130的输出端则可以再次使用发射分集解码器，并且接收机处理会以常规方式(FEC解码等等)继续进行。
由此在这里对本发明进行了描述。很明显，本发明可以通过多种方式加以变化。举例来说，虽然本文是相对于下行链路CDMA信号的接收机处理来描述本发明的各个方面，但是举例来说，如果发送的是正交上行链路信号，那么本发明同样适用于上行链路。这种变化不应视为脱离本发明的实质和范围，并且所有这些修改全都包含在本发明的范围以内。
权利要求
1.一种用于CDMA信号的接收机处理的方法，包括对至少一个接收信号执行线性均衡，以便产生至少一个线性均衡信号；对每个线性均衡信号进行解扩，以便产生与每个线性均衡信号相关联的一个或多个信号流；对每个信号流中的符号进行估计，以便产生相关联的符号估计信号流；对关联于每个线性均衡信号的符号估计信号流进行重新扩展，以便产生与每个线性均衡信号相关联的合成信号；使用第一滤波器来对每个合成信号进行滤波；使用补充第一滤波器的第二滤波器来对每个接收信号进行滤波；以及对来自第一和第二滤波器的相关输出进行组合，以便产生一个与每个接收信号相关联的已处理接收信号。
2.权利要求1的方法，其中估计步骤对每个信号流中的符号执行非线性软判定估计。
3.权利要求1的方法，其中对每个合成信号进行滤波的步骤产生至少表示过去码片对相关接收信号中的当前码片的影响的输出；以及组合器从对每个接收信号进行滤波的步骤的相关输出中减去对每个合成信号进行滤波的步骤的输出。
4.权利要求3的方法，其中对每个合成信号进行滤波的步骤产生表示过去和未来码片对相关接收信号中的当前码片的影响的输出。
5.权利要求1的方法，其中对每个合成信号进行滤波的步骤产生至少表示未来码片对相关接收信号中的当前码片的影响的输出；以及合成器从对每个接收信号进行滤波的步骤的相关输出中减去对每个合成信号进行滤波的步骤的输出。
6.权利要求1的方法，还包括为第一和第二滤波器产生滤波器分支。
7.权利要求6的方法，其中生成滤波器分支的步骤自适应地为第一和第二滤波器产生滤波器分支。
8.权利要求1的方法，其中解扩步骤将每个线性均衡信号解扩成一个或多个数据符号流。
9.权利要求1的方法，其中至少一个接收信号包括用于一个以上用户的符号。
10.权利要求1的方法，其中每个接收信号与不同天线接收的信号相关联。
全文摘要
本发明涉及用于CDMA通信系统中的接收机处理的方法和设备。在用于CDMA信号的接收机处理的方法和设备中，在对至少一个接收信号进行线性均衡之后，接着对接收信号中的每个符号进行非线性符号估计。然后则对从估计符号流中形成的初始接收信号估计进行滤波。来自这个滤波处理的输出与来自接收信号滤波的输出组合，以便产生经过接收机处理的接收信号。
文档编号H04L27/01GK1617459SQ20041009237
公开日2005年5月18日 申请日期2004年11月9日 优先权日2003年11月10日
发明者劳伦斯·尤金·梅莱恩德尔, 约翰·G·普罗基斯 申请人:朗迅科技公司