改善的下行链路性能的闭环反馈系统的制作方法

专利名称：改善的下行链路性能的闭环反馈系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用来控制从蜂窝无线系统的基站到远程站的下行链路信号传输的系统。本发明尤其涉及一种用来调整下行链路传输信号的相位和幅度的闭环相位和幅度控制系统。
背景技术：
蜂窝电话系统运行于会导致其信号的多径或反射的环境中，尤其是都市环境中。图1中，基站发射机1将其信号沿直达路径3播送到远程站2(通常可移动)。然而，由于高大建筑物4的存在，发射机1还将其信号沿间接路径5播送到远程站2，从而导致沿直达路径3到达远程站2的方向与沿间接路径5到达远程站2的方向之间的角广度(angular spread)AS。直达路径3与间接路径5在远程站2处被重组，其中相长和相消叠加信号导致了随机的或看起来是随机的衰落和中断(black out)的区域。
为了减轻多径的影响，已知系统采用了空时发射分集技术。图2中，一种已知发射机包括空时发射分集编码器10、复数乘法器12和14以及天线16和18。空时发射分集编码器10将输入信号SIN处理成两个信道信号CH1和CH2。乘法器12和14可以为这两个信道信号CH1和CH2提供相同的正交码OC，以将这两个信道识别为含有关于输入信号SIN的信息；然而，将不同的正交标识符(例如导频(pilot)序列或训练序列)应用于不同的天线信号，使得，远程站可以分别识别来自这两个天线的信号。相乘后的信道信号通过实际上间隔一定距离(例如20个波长)的各自天线16和18被发射。这种间隔天线称为分集天线。在多径环境中，当不同传播路径在接收天线处相消相加时，会出现严重的衰落后果。利用分集天线，两个信号CH1和CH2都处于深衰落的可能性较小，这是因为，两个信号很可能通过不同的路径(如多径3和5)传播。分集天线可以是全向天线或者是朝向具有重叠扇区的天线扇区的天线。当分集天线在空间上完全分开时，由于它们以非相关信道(如路径)来传播信号，因此它们可被认为是正交的。
输入信号SIN按时间序列先后传送两个码元S1和S2，第一码元在0与T之间的码元时隙中传送，第二码元在T与2T之间的码元时隙中传送。图3中，举例的编码器10采用了QPSK调制技术，它包括时间排列(align)寄存器20和用于保持这两个码元的保持寄存器22。基带载波信号SBBC在倒相器24中被倒相，以产生负基带载波-SBBC。QPSK调制器26在基带载波信号SBBC上对码元S1进行编码以产生调制(modulated)第一码元；而QPSK调制器28在负基带载波信号-SBBC上对码元S1进行编码以产生第一码元的调制共轭。QPSK调制器30在基带载波信号SBBC上对码元S2进行编码以产生调制第二码元；而QPSK调制器32在负基带载波信号-SBBC上对码元S2进行编码以产生第二码元的调制共轭。第二码元的调制共轭在倒相器34中被倒相，以产生第二码元的负调制共轭。模拟乘法器36在第一码元时隙(即图2中的0-T)期间将调制第一码元转换成第一信道信号，而在第二码元时隙(即图2中的T-2T)期间将第二码元的负调制共轭转换成第一信道信号，从而，CH1上的信号为[S1，-S2*]。模拟乘法器38在第一码元时隙(即图2中的0-T)期间将调制第二码元转换成第二信道信号，而在第二码元时隙(即图2中的T-2T)期间将第一码元的调制共轭转换成第二信道信号，从而，CH2上的信号为[S2，S1*]。
图2中，代码OC包括一个应用于两个乘法器12、14的代码，该代码作为CDMA扩展功能，用以将天线16和18发出的两个信号与可能产生同信道干扰的其他信号隔离开。乘法器12和14对第一和第二信道信号作乘法后，这些信号才通过天线16和18被发射。为简单起见，图中未示出RF上变频器。
在远程站2处，接收机以单个天线接收来自两个天线16和18的信号，将这些信号下变频，利用代码OC将这些信号去扩展，然后复原分别由天线16和18所发射的信道CH1和CH2的合成信号。在0与T之间的第一码元时隙中，接收到合成QPSK调制信号R1(其中R1＝k11S1+k12S2)；而在T与2T之间的第二码元时隙中，接收到合成QPSK调制信号R2(其中R2＝-k21S2*+k22S1*，而星号表示复共轭)。常数k11表示在第一时隙期间从第一天线16到远程站2的传输路径常数，常数k12表示在第一时隙期间从第二天线18到远程站2的传输路径常数，常数k21表示在第二时隙期间从第一天线16到远程站2的传输路径常数，而常数k22表示在第二时隙期间从第二天线18到远程站2的传输路径常数。接收机将信道消旋(derotate)以复原软码元S1’和S2’，其中S1’＝k11R1+k12R2而S2’＝k21R2*+k22R1*。
在这种空时编码技术中，从分开的天线冗余地发出第一和第二码元。第一码元被编码后在第一和第二码元时隙中发送，而第二码元被编码后也在第一和第二码元时隙中发送。这种码元复原技术的作用在于，当也采用交织时，在一个码元时隙期间可能出现的衰落或失落(drop out)区不大可能出现在两个码元时隙期间。在空时编码之前采用交织，以使得邻近比特在时间上不大相关。由于接收码元是从两个时隙期间的接收信号R1和R2中复原的，因此，减轻了衰落的影响。
然而，现有技术并没有利用各种分集类型天线所发射的各个波束的独立功率和相位管理所提供的优点，以便在基站处达到更大的频谱效率同时最大限度地减小同信道干扰。现有技术并没有利用独立定向波束的空间功率管理所提供的优点，以便在基站处达到更大的频谱效率同时最大限度地减小同信道干扰。

发明内容
本发明的一个目的在于，改善蜂窝无线系统的下行链路性能。另一个目的在于，最大限度地减小不希望有的衰落和失落的影响。
利用这样一种方法可以达到这些目的以及其他目的，该方法包括接收来自与第一个站关联的天线系统的至少两个空时编码信号；根据所接收空时编码信号确定复信道状态信息；和将复信道状态信息发送到第一个站。
利用另一种实施方式也可以达到这些目的以及其他目的，在这种实施方式中，其方法包括以多波束天线阵的各自波束发送至少两个空时编码信号；在第二个站处测量各空时编码信号的信道冲激响应；和将所选的一组最小衰减信号的标记从第二个站发送到第一个站。该多波束天线阵与第一个站相关联。这些波束发送嵌入在各自空时编码信号中的特征码，这些特征码是正交的，使得第二个站可以分离和测量与各空时编码信号相应的信道冲激响应。空时编码信号包括所选的这组最小衰减信号和其余的一组最大衰减信号。
利用另一种实施方式也可以达到这些目的以及其他目的，在这种实施方式中，其方法包括从与第一个站关联的多波束天线阵所形成的多个波束中选择至少两个波束，以便发送空时编码器所产生的相应的至少两个空时编码信号；确定与各自波束中接收到的至少两个空时编码信号中的每一个相关的时延；和将与各波束相应的时延置入可变延迟线中，各可变延迟线都连接在多波束天线阵与空时编码器之间。
利用另一种实施方式也可以达到这些目的以及其他目的，这种实施方式提供一种系统，包括基站，该基站包括一个多波束天线阵；第一电路系统，用于从多波束天线阵所形成的多个波束中选择至少两个波束，以便发送空时编码器所产生的相应的至少两个空时编码信号；第二电路系统，用于确定与每个各自波束中接收到的至少两个空时编码信号中的每一个相关的时延；至少两个可变延迟线，每个可变延迟线都连接在多波束天线阵与空时编码器之间；和第三电路系统，用于将与该至少两个波束中的每个波束相应的时延置入该至少两个可变延迟线的相应延迟线中。


在以下优选实施方式的描述中，将参照附图详述本发明，其中图1是使用本发明的无线环境的示意图；图2是已知基站的框图；图3是已知空时编码器的框图；图4是根据本发明的一种实施方式的基站设备的框图；图5是根据本发明的另一种实施方式的基站设备的框图；图6是已知六角形角反射器天线系统的示意图；图7是已知相控阵天线的示意图；图8是一例三扇区天线系统的平面图的示意图；图9是已知“巴特勒矩阵”天线的示意图；图10是双波束相控阵天线的示意图；图11是根据本发明的另一种实施方式的基站设备的框图；图12是根据本发明的另一种实施方式的TDMA基站设备的框图；图13是根据本发明的闭环波束功率管理系统的框图；图14是根据本发明的无线系统的框图；图15-17是根据本发明确定角功率谱的方法的流程图；图18是根据本发明所接收和/或所计算的角功率谱的曲线图；图19是本发明的一种实施方式的框图；图20是根据本发明的反馈控制方法的流程图；图21是表示根据本发明利用扇形覆盖天线所处理的多径信号的示意图；图22是表示远程站所接收到的图21的直达和多径信号的曲线图；图23是表示根据本发明利用覆盖一个扇区的多波束天线所处理的多径信号的示意图；图24是表示远程站所接收到的图21或23的直达信号和直达信号的延迟复制品的曲线图；图25是表示远程站所接收到的图21或23的多径信号的曲线图；
图26是根据本发明的一种实施方式的具有可编程延迟线的基站设备的框图；图27是描绘根据本发明的延迟分布概况的图表；图28是根据本发明的设置方法的流程图；图29是根据本发明的时间排列方法的流程图；和图30是根据本发明的反馈方法的流程图。
具体实施例方式
为了达到基站传输的更大的频谱效率同时最大限度地减小同信道干扰，开发了分集天线的不同天线所发射的各个波束的独立功率管理，并且还开发了波束空间时间编码器技术，以便利用到达角分集并利用独立定向波束的空间功率管理。波束空间时间技术与已知空时编码器技术的不同之处在于，它使用了两个或两个以上的独立定向正交波束，以便利用功率和波束宽度管理以及到达角分集。对接收机而言，可通过以下方法来分别识别正交波束利用垂直极化(两个波束情况)；除利用对所有波束而言都共同的CDMA扩频码还利用CDMA系统中的各波束的不同导频码；利用没有导频码的CDMA系统中的各波束的不同扩频码；利用TDMA系统中的复用到各波束中的不同训练序列(例如导频码)。熟练技术人员可以明白，还有一些以上未列出的其他正交波束技术，或采用了以上技术不同组合方式的技术，这些技术等同于为远程站中的接收机提供一种方法，用以分别识别各个波束并复原这些波束所载送的信号。
以不同的正交波束发送不同功率的功率管理技术，通过最大限度地减小同信道干扰，从全系统来看可以提高基站处的频谱效率，即使当这一功率管理控制应用于分集天线的重叠扇区定向波束或全向波束也同样。然而，有了不同定向的正交编码波束，独立定向波束的空间功率管理还可提供进一步的改善。运用这里所述的波束空间时间编码器技术，可以使角广度很大的无线环境的相对较差的下行链路性能得到很大的改善。
图4中，改进型发射机100的第一实施方式(称为分集天线的功率管理)包括已知空时发射分集编码器10以及复乘法器12和14。改进型发射机100还包括定标(scale)放大器102和104以及分集天线16和18。在CDMA系统中，乘法器12、14将不同的扩频码分配给不同的波束，这样，远程站2的接收机就能分别识别出这些波束。
尽管如这里所述将CDMA系统中的各自可区别的扩展码应用于乘法器12、14以形成正交波束，然而，应当理解，就此而论，任何可形成正交波束的装置都使得可以对来自分集天线的传输(即重叠的覆盖)或来自受控定向天线的传输进行单独功率管理。例如，在乘法器12和14具有相同扩展码的CDMA系统中，可以使用另一组乘法器12’和14’(未示出)，用于为信道信号提供导频码。于是，乘法器12’和14’具有正交导频码，这样，远程站2中的接收机就能分别识别出这些波束。在另一种变形中，天线16和18由单个天线构成，该单个天线装配有两个激励器单元，以产生两个正交极化(例如以与垂直线或其他某种参照系成+/-45度倾斜角极化)但以其它方式覆盖同一扇区的波束。这些波束是正交的，并且各自信号路径上的传输经受非相关衰落。
定标控制信号SA1和SA2分别控制由各自定标放大器102和104分别得到的放大或衰减倍数。定标控制信号SA1和SA2可以是实数以便将幅度按比例缩放，或者可以是虚数以便将相位移相，或者可以是既有实部又有虚部的复数以便既可将幅度按比例缩放又可将相位移相。应当理解，放大的实施可以在编码器10的输出端、在乘法器12和14之前、在乘法器12和14之后或者在天线16和18中进行。
天线16、18可以是覆盖重叠扇区的分集天线，或者是全向天线。这种第一实施方式与已知空时编码系统的不同之处在于，各波束发射的功率分别由SA1和SA2来控制。
在图5中，改进型发射机100的第二实施方式(称为角频谱功率管理)包括已知空时发射分集编码器10以及复乘法器12和14。改进型发射机100还包括定标放大器102和104以及受控定向天线106和108。与图2中的天线16和18不同，定向天线106和108朝向直达路径3和间接路径5(图1)，或朝向别的某个方向以覆盖角广度(AS)或角功率谱中超过本文中所述阈值的那个部分。在CDMA系统中，如针对采用分集天线的第一实施方式所述，乘法器12、14将不同的扩频码分配给不同的波束或采用其他方法，使得，远程站2的接收机能分别识别出这些波束。定标控制信号SA1和SA2分别控制由各自定标放大器102和104分别得到的放大或衰减。定标控制信号SA1和SA2可以是实数以便将幅度按比例缩放，或者可以是虚数以便将相位移相，或者可以是既有实部又有虚部的复数以便既可将幅度按比例缩放又可将相位移相。放大的实施可以在编码器10的输出端、在乘法器12和14之前、在乘法器12和14之后或者在天线16和18中进行。尽管如这里所述将CDMA系统中的各自扩展码应用于乘法器12、14以形成正交波束，然而，应当理解，就此而论，任何可形成正交波束的装置都使得可以对来自受控定向天线的传输(即按这里所述所选择的方向)进行单独功率管理。
在第三实施方式中(称为定向分集，未分别示出)，图5中的放大器102和104从发射机100中移出，这样，不实现差分放大，并且两个信道CH1和CH2具有均衡的且相同的放大倍数，但这些信道的信号通过受控定向天线106和108被定向发射。
有多种方法可以实现受控定向天线。在图6中，已知六角形受控定向天线系统6包括六个对等设置的角反射器天线，比如角反射器天线8，它们处在某个圆周上，所有角反射器天线都如平面图中所示。每个角反射器天线8都包括一个作为激励器单元的单个半波偶极子12和角反射器14。每个角反射器天线8在平面图中都照射60度的波束宽度。可以看出，六角形分集天线系统6提供了角位置信息，这种信息根据接收到的820MHz的信号强度可给出从基站到远程站的方位角(Rhee，Sang-Bin，“Vehicle Location In Angular Sectors Based OnSignal Strength”，IEEE Trans.Veh.Technol.，vol.VT-27，pp244-258，Nov.1978)。这种对等设置的角反射器天线可以将360度覆盖划分成3个扇区(120度天线)、4个扇区(90度天线)、5个扇区(72度天线)、8个扇区(45度天线)或可实现的任意合适个数的扇区。
在本发明的第二和第三实施方式中，受控定向天线系统可用于蜂窝无线发射机1(图1)。受控定向天线系统被认为能够提供两个或两个以上可区别并且分别可控的波束。该天线系统可以是这样一种单个天线，它具有两个或两个以上的激励器单元，用来产生两个或两个以上的波束(例如，用来产生两个分别以与垂直线成+/-45度倾斜角极化的可区别波束，但以其它方式覆盖同一扇区)。该天线系统也可以是多天线系统，以产生一些覆盖不同扇区的波束。例如，受控定向天线系统最好可以是六角形角反射器系统，比如图6中所示的天线系统。该受控定向天线系统以接收方式来使用，以根据发自远程站2的信号来确定远程站2的角位置。具有最强接收信号的两个扇区被认为很可能是直达路径3和间接路径5的到达方向(参见图1)。照射这两个扇区的天线被选为本发明的第二和第三实施方式的定向天线106和108(图4和5)。或者，可根据以下所述的角功率谱的计算结果来确定各自的到达方向。
图7中，已知可控波束相控阵天线20包括一个激励器单元22(如半波偶极子)的阵列，这些激励器单元22与地平面或反射器平面24有一定的间距。图7示出了8个辐射单元，不过，也可以使用更多或更少的单元。每个激励器单元22被馈以来自相应的移相器26的信号。每个移相器26根据控制信号C的相应的各自控制部分来改变信号S的相位和衰减(或放大)信号S的幅度。例如，控制信号C包括8个相移参数和8个衰减参数。每个相位和幅度参数各自控制天线20的8个激励器单元中的相应单元所辐射的相位和幅度。这种天线的角波束宽度由所辐射信号的波长与孔径尺寸D的比值所限定；不过，利用所谓的加权函数来控制横跨天线所分布的激励器单元22上的信号幅度，可以改变波束的形状，以便使波束加宽、使波束的中心变平和/或抑制旁瓣。通过控制横跨天线的激励器单元的相位斜度，可以以电子学方式定向波束，以便指向所控制的方向。
在第二和第三实施方式的一种变形中，发射机1(图1)的天线系统包括多个相控阵天线20，它们编排在一种多天线系统中。图8中，一例多天线系统可以包括3个天线(假定是相控阵天线20)，用来以同等间距的角方向指向外面，这样，这3个相控阵天线20构成了基站处的天线系统。每个天线20都被设计成可以覆盖一个120度的扇区。基站通过以电子方式扫描天线20来定位远程站。各辐射单元的幅度加权值最好被设置为最大并且都相等，这样，天线可以提供其最窄的波束(定向性最好的波束)。接收波束按以下步骤来扫描首先，计算控制信号C的相位参数(表示横跨天线的相位斜度)以实现所需波束指向，然后控制天线20指向所需方向。第二，发射机1(图1)中的接收机检测任何接收信号强度。在多个波束位置中的每个位置，重复确定接收波束指向和检测信号强度的步骤，直到扫描完天线20所覆盖的整个扇区。这样，就可以按仅由天线20的最窄可达波束宽度所限的精度来确定远程站2的角位置。一旦确定直达路径3和间接路径5位于不同的扇区(例如120度的扇区)，就从天线系统的多个天线20中选出最接近直达路径3和间接路径5的天线106和108(图5)，然后，在每个所选天线20所覆盖的扇区内，确定规定了指向直达路径3和间接路径5的角位置的波束的相位斜度。或者，当路径3和5位于单个扇区中时，可以在沿路径3和5所定向的该单个扇区中形成两个发射波束，如果该天线系统能够在该单个扇中形成这两个波束的话(参见以下关于图10的讨论)。
图9中，天线系统30包括4个辐射单元32，这些辐射单元32与地平面或反射器平面34有一定的间距。每个辐射或激励器单元32被馈以来自已知巴特勒矩阵36的信号。巴特勒矩阵提供了对信号S1、S2、S3和S4进行运算的相位移相和合成功能，这样，发自4个激励器单元32的辐射合成后产生了4个固定角度定向和正交的波束B1、B2、B3和B4。一般而言，巴特勒矩阵可实现一种为M个辐射单元馈电的傅里叶处理功能，以便形成M个固定的和正交的波束(“角柜(angular bins)”)。例如，在天线系统30中，信号S1只以第一波束B1来发射，信号S2只以第二波束B2来发射，信号S3只以第三波束B4来发射，而信号S4只以第四波束B4来发射。交换矩阵可以用来将所需信号(例如图5中的信号CH1和CH2)引到信号S1、S2、S3和S4的线路中的任一线路上，再从这些线路引入到各自的波束B1、B2、B3和B4中。
在第二和第三实施方式的一种变形中，发射机1(图1)的天线系统包括多个“巴特勒矩阵”天线30，它们编排在一种多天线系统中。图8中，一例多天线系统包括3个天线(这里假定是“巴特勒矩阵”天线30)，用来以同等的空间角方向指向外面，这样，这3个“巴特勒矩阵”天线30构成了基站处的天线系统。每个天线30都被设计成可以以例如4个波束覆盖一个120度的扇区。基站通过在3个天线30中的每个天线的4个波束(每个30度)之间进行电子交换并检测所接收的信号强度来定位远程站。这样，就可以按天线30的一个波束宽度的精度来确定远程站2的角位置。一旦确定了直达路径3和间接路径5的位置，若直达路径3和间接路径5位于不同的扇区，那么就从构成发射机1(图1)的天线系统的两个不同的“巴特勒矩阵”天线30中选出天线106和108(图5)。这两个特殊的“巴特勒矩阵”天线30被选为用来覆盖最接近直达路径3和间接路径5的扇区，据此，从各所选天线30中选择与该路径最为对齐的特殊波束。或者，天线106和108可选为是同一“巴特勒矩阵”天线30中的不同波束。在每个所选天线30所覆盖的扇区内，利用开关矩阵(未示出)，可以选择指向直达路径3和间接路径5中的每一路径的角位置的波束。
图10中，天线40是相控阵天线20的一种改进型，用来提供两个独立可控的和可成形的波束。天线40包括一个激励器单元42(如半波偶极子)的阵列，这些激励器单元与地平面或反射器平面44有一定的间距。图10示出了8个辐射单元，不过，也可以使用更多或更少的单元。然而，与天线20不同，天线40中的每个激励器单元被馈以来自相应的加法器48的信号。每个加法器48将来自两个相应的移相器46-1和46-2的信号叠加(例如相加)。所有移相器46-1构成第一组移相器，而所有移相器46-2构成第二组移相器。第一组中的每个移相器46-1根据控制信号C1的相应的各自控制部分来改变信号S1的相位和衰减(或放大)信号S1的幅度。例如，控制信号C1包括8个相移参数和8个衰减参数，用以各自控制相应移相器46-1所输出的相位和幅度。同样，第二组中的每个移相器46-2根据控制信号C2的相应的各自控制部分来改变信号S2的相位和衰减(或放大)信号S2的幅度。例如，控制信号C2包括8个相移参数和8个衰减参数，用以各自控制相应移相器46-2所输出的相位和幅度。加法器48将各个移相器46-1和46-2的输出合成，并将合成信号提供给辐射单元42。这样，控制信号C1可控制辐射信号S1的第一波束，而控制信号C2同时控制辐射信号S2的第二波束。
在第二和第三实施方式的一种变形中，发射机1(图1)的天线系统包括多个相控阵天线40，它们编排在一种多天线系统中。图8中，一例多天线系统可以包括3个天线(这里假定是相控阵天线40)，用来以同等间距的角方向指向外面，这样，这3个相控阵天线40构成了基站处的天线系统。每个天线40都被设计成可以以两个可独立成形的和可控的波束覆盖一个120度的扇区。基站通过电子扫描天线40的波束来定位远程站，如以上针对天线20(图7)所述。一旦确定了直达路径3和间接路径5的位置，就从天线系统的多个天线40中选出最接近直达路径3和间接路径5的天线106和108(图5)，然后，在每个所选天线40所覆盖的扇区内，确定规定了指向直达路径3和间接路径5的角位置的波束的相位斜度。
或者，天线106和108可选为是同一双波束天线40中的不同波束。图11中，天线106和108(图5)以双波束天线40的分开的波束(即波束1和2)来实现，并且无需定标放大器102和104(图5中)，这是因为，通过按比例缩放控制信号C1和C2(图10)的幅度系数可以实现这种定标功能。
在第四实施方式中，基站采用时分多址(TDMA)发射机，而不是扩频CDMA发射机。在图12中，训练序列TS1经QPSK调制器101调制后，由此输入到复用器105的第一输入端，而训练序列TS2经QPSK调制器103调制后，由此输入到复用器107的第一输入端。训练序列TS1和TS2是正交的，并且，可以以与导频码在CDMA系统中帮助区分波束差不多相同的方式，来提供远程站2能用来识别波束的装置。在TDMA系统中，省去了乘法器12和14(图4、5和11中)，从而信道信号CH1和CH2分别被输入到复用器105和107的第二输入端。在这一第四实施方式中，放大器102和104独立地放大或衰减各复用器105和107的输出。放大器102和104的输出被输入到天线系统(通过上变频器等，未示出)。天线系统可以如第一实施方式中那样提供分集天线16、18(图4)的重叠覆盖，或者可以如第二和第三实施方式中那样提供定向天线106、108(图5和11)的受控定向覆盖。此外，在受控定向覆盖的情况下，一种变形是放弃功率管理和省去放大器102、104，而通过控制定向天线106、108的波束的方式依赖于角(波束)分集。时分系统中的数据时隙可以如GSM系统中那样包括，例如，58个数据比特，加上26比特训练序列，再加上58个数据比特。训练序列标识信号SIN的源和发向远程站2的各个波束，使得，远程站可以分别识别这些波束。这样，远程站2就可以利用这些训练序列，而不是如CDMA系统中那样利用正交扩展码OC，来分别接收这两个波束。
尽管以上讨论了两个波束，显然还可演化到多个波束的高阶编码技术。例如，4个码元(S1，S2，S3，S4)编码在4个码元时隙中被编码成4个信道信号(CH1，CH2，CH3，CH4)，以便可以从编码信道信号中复原出原码元。然后，这4个信道信号从基站以4个波束进行发射，每个波束相应于信道信号CH1、CH2、CH3和CH4中的一个信道信号。尽管这里讨论了QPSK调制技术，显然还可以延伸到其他PSK调制技术，同样还可以延伸到其他调制技术(例如QAM)。
图13中，一种管理发射功率的闭环控制系统如过程S10所示。在步骤S102中，基站选择要从各天线发射的功率电平。例如，在双天线系统中，基站根据常规功率控制环(例如CDMA系统常用的控制环)所定义的总功率(即P1+P2)和在远程站2处所测量到的功率控制系数所定义的相对功率(即P1/P2)来选择功率P1和P2。步骤S104中，以信令信道将一个表示所选发射功率电平的值发送到远程站。在步骤S106中，测量远程站从各天线辐射图中接收到的功率电平，并确定相应的功率控制系数。在远程站2处将各天线辐射图的功率控制系数确定为与远程站2处的接收功率与以信令信道发送到远程站的功率电平值所表示的发射功率的比值成正比。在步骤106中，以信令信道将功率控制系数从远程站发送到基站。在步骤S108中，比较各天线的来自步骤S106的功率控制系数。在步骤S110中，根据步骤S108的比较结果，确定发射信号功率的调整。进行调整是为了提高以具有良好传输质量的信道发送的发射功率而降低以较差传输质量的信道发送的发射功率。然后，在该循环的开始的步骤S102中，基站选择所调整的发射功率，以便形成在闭环波束功率管理的下一循环期间要从这些天线发射的功率的基准。如第三代TDMA系统中那样，该环路循环延迟可以为一个时隙。
或者，远程站可以比较(在步骤S108中)来自步骤S106的各天线的功率控制系数，然后计算要以上行链路信令信道从远程站发送到基站的功率系数指示符信息。例如，功率控制系数的比值(例如，在双天线情况下的P1/P2)最好可被算作功率系数指示符信息，并以上行链路方向来发送。或者，功率系数指示符信息可以是该比值的量化值(例如，用来指示是否P1＞P2的单一比特)。
或者，在步骤S104中，所选发射功率被保存了闭环控制系统的一个循环时间。例如，在双天线系统中，基站根据常规功率控制环(例如CDMA系统常用的控制环)所定义的总功率(即P1+P2)和在远程站2处所测量到的功率控制系数所定义的相对功率(即P1/P2)来选择功率P1和P2。在步骤S106中，在远程站2处测量远程站从各天线辐射图中接收到的功率电平，并作为功率控制系数以上行链路信令信道从远程站2发送到基站1。该功率控制系数被规格化(normalize)为步骤S104中所保存的它们各自的发射功率。在步骤S108中，在基站处比较各天线的来自步骤S106的规格化功率控制系数。在步骤S110中，根据步骤S108的比较结果，确定发射信号功率的调整。然后，在该循环的开始的步骤S102中，基站选择所调整的发射功率，以便形成在闭环波束功率管理的下一循环期间要从这些天线发射的功率的基准。
在图14中，一种具有闭环波束功率管理控制的蜂窝无线系统包括基站210和远程站230。基站210包括空时编码器212，用于将一连串码元编码成第一和第二空时编码信号；天线系统216；发射机214，用于将第一和第二空时编码信号以各自的第一和第二初始发射功率从天线系统发射出，以便形成各自的第一和第二辐射图；基站接收机220，用于接收来自远程站的功率系数指示符信息；和功率管理控制器222，用于根据各自的第一和第二初始发射功率和功率数据指示符信息确定第一和第二调整发射功率。
天线系统216可以包括多个天线，其中，每个天线都是一种可以产生基本上全向的辐射图或指向一个扇区的辐射图的天线。全向天线最好相互有间隔。天线系统216可以将第一和第二辐射图构成为可以在远程站处分别被接收到的正交辐射图。另外，发射机214包括一种电路来处理第一和第二空时编码信号，以使天线系统所发射的信号是正交的并可以在远程站处分别被接收到。
天线系统216可以产生多个波束(即多波束天线)，而基站包括天线控制器218来控制多波束天线以形成多个波束。在一种实施方式中，多波束天线可以是多端口巴特勒矩阵天线，在这种情况下，发射机214可包括一些放大器来按比例缩放第一和第二空时编码信号，以根据各自的第一和第二调整发射功率形成各自的第一和第二定标空时编码信号，而天线控制器218可包括一个开关，用以将第一和第二定标空时编码信号耦合到巴特勒矩阵天线的各自的第一和第二输入端口中，以形成各自的第一和第二波束。
或者，多波束天线包括一个相控阵天线系统，而天线控制器218包括一个波束操纵控制器以形成第一和第二加权函数。波束操纵控制器包括将第一和第二加权函数输入到相控阵天线系统的逻辑电路，以根据各自的第一和第二调整发射功率来定标各自的第一和第二波束的天线增益，而无需发射机214中的定标放大器。相控阵天线系统可以包括一个多波束相控阵天线(例如图10中的40)或多个相控阵天线(例如图7中的20)。
在某些实施方式中，功率系数指示符信息包括第一和第二功率控制系数，而基站接收机220接收上行链路信令信息并检测上行链路信令信息中的第一和第二功率控制系数的值。
功率管理控制器222包括一种电路(例如逻辑电路或处理器)，用以当所指示的第一路径衰减特征(或第一功率控制系数)小于所指示的第二路径衰减特征(或第二功率控制系数)时确定第一调整发射功率要大于第二调整发射功率。
远程站230包括远程站接收机234、检测器236、功率测量电路238和处理器240。接收机234、检测器236、功率测量电路238和处理器240构成了这样一种电路，利用该电路，远程站230可以根据从第一辐射图中接收到的并在电路238中测量到的功率和在检测器236中所确定的初始发射功率来确定所指示的路径衰减特征。利用这种电路，远程站230可以确定天线系统216的第一辐射图的所指示的第一路径衰减特征和系统216的第二辐射图的所指示的第二路径衰减特征，这是因为，这两个辐射图是分别可接收的。检测器236确定初始发射功率，功率测量电路238测量从辐射图中接收到的(正如接收机234所接收到的)功率，而处理器240将功率控制系数确定为与接收到的功率除以初始发射功率的值成正比。功率测量电路238测量所接收到的瞬时功率，或在另一实施方式中，测量所接收到的平均功率，或在另一实施方式中，对这两种功率都进行测量，并形成所接收到的瞬时功率和所接收到的平均功率的合并。远程站230还包括发射机242，用于将功率数据指示符信息的值或所指示的第一和第二路径衰减特征的值发送给基站。
在一种变形中，处理器240形成功率系数指示符信息，作为所指示的第一路径衰减特征与所指示的第二路径衰减特征的比值。在另一种变形中，处理器240当所指示的第一路径衰减特征小于所指示的第二路径衰减特征时形成具有第一值的功率系数指示符信息，而当所指示的第一路径衰减特征大于所指示的第二路径衰减特征时形成具有第二值的功率系数指示符信息。
在一例实施方式中，基站以第一预定信号功率P1从第一天线发射第一信号，而远程站2中的接收机确定第一功率控制系数PCC1作为远程站处从第一天线接收到的功率。基站以第二预定信号功率P2从第二天线发射第二信号，而远程站2中的接收机确定第二功率控制系数PCC2作为远程站处从第二天线接收到的功率。
无论第一还是第二信号都同时按普通操作方式以它们各自的预定功率电平从各自的第一和第二天线发射出。在远程站2处，通过利用乘法器12和14中不同的正交码OC(图4、5和11)，或利用TDMA基站中所使用的正交训练序列(图12)，可区别这些发射功率。远程站2中的接收机确定从各天线接收到的信号功率，并以上行链路信令数据的一部分将一种表示这些接收信号功率的值发送给基站，作为各自的功率控制系数PCC1和PCC2或相对功率控制系数PCC1/PCC2。
在一种优选实施方式中，基站首先按普通操作方式以可能不相等的所选功率从多个天线来发射信号(S102)。在一种变形中，基站以下行链路信令信道发送被选为要从多个天线中的各天线所发射的功率电平。远程站(1)接收基站的所选功率电平(S104)，(2)确定从天线接收到的信号功率(S106)，和(3)将从基站的各天线发射的功率与在远程站处接收到的功率进行比较，以确定下行链路路径中的相对衰减(S108)，作为接收功率与相应发射功率的比值。远程站在上行链路信令数据中将这一为各天线所确定的比值作为功率控制系数发回给基站。然后，基站根据所确定的相对衰减来调整允许从基站的各天线所发射的功率，以便于所有进一步的下行链路传输(S110)。
在另一种变形中，(1)远程站将功率控制系数确定为从天线接收到的信号功率(S106)，和(2)远程站在上行链路信令数据中将这些功率控制系数发回给基站。然后，基站(1)当从远程站2接收到功率控制系数时调整闭环时延(S104)，(2)将从基站的各天线发射的功率与在远程站处接收到的功率控制系数进行比较，以确定下行链路路径中的相对衰减(S108)，和(3)根据所确定的相对衰减来调整允许从基站的各天线所发射的功率，以便于所有进一步的下行链路传输(S110)。
在每一种变形中，对于与被确定为具有较小路径衰减的路径有关的天线来说，允许从该天线发射的功率将较大。例如，所指示的路径衰减特征最好被确定为是远程站2处接收到的功率与从基站1所发射的功率的比值。这样，在远程站2接收不太好的路径中只有很少或没有发射功率，而在远程站2接收良好的路径中发射较大的功率。在许多多径环境中，增强衰减太大的路径中所发射的功率难以改善远程站2处的接收情况，反而，这种所增强的功率会加大其他远程站所承受的同信道干扰。为了改善整个蜂窝无线系统，可使最小衰减的路径有最强的发射波束功率。基站利用控制定标信号SA1和SA2(图4和5)，或通过调整控制信号C中(图6中)或信号C1和C2中(图9中)的幅度参数对各波束的总天线增益进行控制，可以调整各天线所发射的功率。
在功率控制的这种闭环方法的一种实施方式中，远程站确定哪个天线(或波束)与最小衰减路径有关联。远程站以上行链路信令通路将哪个天线(或波束)是最合适的(最小衰减)的指示发回给基站。为了保存以这一上行链路信令通路所发送的比特数，远程站最好确定最合适的天线并用单比特来指示这一天线(即，“0”表示天线16是最合适，而“1”表示天线18最合适，参见图4)。基站接收该单比特指示符，并用它来确定预定相对功率均衡。例如，已知道，始终将总功率的80％用于天线16(例如当该天线是最合适的天线时)而将总功率的20％用于天线18，要比将总功率的100％都用于天线16而没有功率提供给天线18具有更好的性能。因此，基站接收该单比特相对功率指示符，并将天线16和18的相对功率P1/P2选为80％/20％(“1”指示符比特时)和20％/80％(“0”指示符比特时)。
在慢变化无线环境中，可以将这些系数(或任何相关的信道信息)分割成若干片段，并可以在上行链路信令数据中利用更多的上行链路时隙将这些片段(含有比整个系数更少的比特)发送给基站。在一个片段中(可能是多个TDMA时隙)，最好先发送最高有效位，而后利用连续的比特将逐步更新这些过程值，以便更精确。相反，在快变化无线环境中，一个专门预留的信令码元可以指示使用了一种或多种备选压缩格式，用于这些系数的上行链路传输，其中，所有这些系数的平均指数以上行链路来发送(或根据该信令码元来假定)，然后，只发送这些系数的最高有效位(即截去最低有效位)。在极端情况下，当下行链路信道良好时，在上行链路方向只发送一个比特，该比特表示该功率控制系数为1(例如，总发射功率的80％)，而当相关信道不合适时，该比特表示该功率控制系数为0(例如，仅总发射功率的20％)。
波束功率管理的这种闭环控制是自适应的。如果功率控制系数被上链接到基站而使波束功率过补偿，那么，该闭环控制系统将在下一闭环控制循环期间对此作出校正。熟练技术人员应当知道，在上行链路信令中也可以采用其他数据压缩技术，以适应快变化无线环境。同样，熟练技术人员还应当知道，远程站(而非基站)可以计算对于基站的命令，以提高或降低特定波束中的功率。
在适合于慢变化无线环境的另一种变形中，第一和第二波束可以按校准方式以其各自的预定功率电平依次被发送。在这种变形中，每次只发送一个波束，使得，远程站无需使用正交码OC或正交导频信号来判断接收到了哪个波束的接收信号强度(例如功率控制系数)。一旦确定了信道衰减，就利用波束空间时间编码技术来发送信号SIN。
除了依赖于放大器102和104或相控阵天线中的波束增益来控制闭环功率管理的实施方式之外，另有一种实施方式依赖于角分集管理和/或波束宽度管理，从而省去了功率管理。还有一种实施方式既依赖于功率管理，又依赖于角分集管理或波束宽度管理(或角分集管理或波束宽度管理都要依赖)。
波束空间时间编码技术的特性至少部分取决于表现无线环境特征的角广度AS以及基站如何使波束适应该角广度。通常，当下行链路波束被指向在来自远程站的信号的角功率谱中出现尖峰的到达角时，下行链路性能将得到改善。尖峰显示沿所指示的路径(例如很可能是路径3和5的方向)有良好传输。然而，尖峰未必总能找到。当角功率谱散开而无法找到尖峰时，对角广度AS进行估算，然后下行链路传输所用的多个波束被分配用来基本覆盖该角广度。这样，下行链路传输在空间上适应该角广度所确定的整个信道。
测量角功率谱的电路包括接收机220(图14)以及所需的用以确定角功率谱和其中的峰的信号和数据处理电路，如下所述。当检测到角功率谱中的峰时，利用该峰来确定角位置。然后，为了使波束方向指向所检测到的角位置，天线控制器218计算出阵列操纵向量以便输入到天线系统216(图14)。当在角功率谱中检测到过多的峰时，功率管理控制器222(图14)选择要用来形成波束的角方向。功率管理控制器222可以选择朝向到达路径(即峰)的特定角的波束方向，或者功率管理控制器222可以选择波束方向，可能还有波束宽度，以便覆盖所检测到的角广度。所选方向被提供给天线控制器218，以便形成发给该天线系统的波束命令。
在采用频分双工的系统中，上行链路和下行链路传输采用了不同的频率。不能保证，在上行链路功率谱中测量到的峰会出现在与下行链路方向中具有良好传输性能的角相应的角上。然而，利用角分集管理，或利用波束宽度管理，或利用这两种管理，将更有可能获得良好的下行链路传输。
无论角分集还是波束宽度管理都需要以某种方式来测量角功率谱。远程站按其正常操作方式(例如信令操作方式)播送上行链路信号，基站处的天线系统接收该信号，然后，基站确定角功率谱(即作为平面图中方位角的函数的接收功率)。图18是表示从远程站2接收到的信号功率的角位置的曲线图。在图18中，基于例如基站1的天线系统中其指向间隔30度的12个固定位置天线波束，示出了12个角位置中的每个角位置处的离散功率测量结果。该示例的12波束天线系统可以包括3个成三角形布置的巴特勒矩阵天线，以形成12波束天线系统，其中，每个巴特勒矩阵天线形成4个波束。尽管本例中讨论了一种12波束天线系统，然而，应当理解，天线系统中任意多个波束都可适用于本发明(例如，24个波束，等等)。
或者，该天线系统可以包括3个成三角形布置的相控阵天线，以形成可以形成12波束的天线系统，其中，每个相控阵天线形成一个波束宽度为30度的可控波束，以便可以扫描4个波束位置。12波束天线系统还可以包括12个任何类型的天线，它们具有30度波束宽度，并且其方位角沿360度扇区按30度递增。尽管本例中讨论了一种12波束天线系统，然而，应当理解，天线系统中任意多个波束都可适用于本发明(例如，24个波束，等等)。
基于相控阵天线的天线系统提供了一种可产生更多内插角功率谱(例如图18中的G1)的机会，其方法是，控制天线波束指向所需的那么多的角位置来产生角功率谱。功率管理控制器222(图14)按过程S20(图15)产生角功率谱在步骤S20A和S20B中对θ作循环，而在步骤S21中确定角功率。给定角度θ，功率管理控制器使天线控制器218(图14)计算阵列操纵向量并确定天线指向(图16中的步骤S211)。然后，相控阵天线在接收机220(图14)中以相控阵天线的各辐射单元接收来自远程站2的信号，以便在图16的步骤S212中形成信号向量。每个辐射单元最好与邻近单元间隔半波长。例如，如果相控阵天线要包括12个辐射单元(在图7的天线20中只示出了8个辐射单元)，那么，在12个辐射单元的每个中所接收到的信号将被抽样以形成所测量的信号向量。抽样信号最好是一个具有幅度和相位信息的复值。来自12个辐射单元的每个中的信号被构成为一个12单元接收信号向量，作为列向量。然后，形成接收信号向量的复共轭转置，作为行向量H，并在步骤S213(图16)中计算出接收信号的空间协方差阵R＝H。如果接收信号向量长为12单元，那么，接收信号的空间协方差阵R＝H将是一个12×12矩阵。
阵列操纵向量a(θ)是一个列向量，其中每个向量单元对应相控阵天线的一个辐射单元。例如，如果相控阵天线要包括12个辐射单元(例如半偶极子)，那么，阵列操纵向量a(θ)将包括12个向量单元。阵列操纵向量a(θ)是图7中的常量C，并且它可用来将相控阵天线的波束指向方位角θ。每个向量单元由下式给出am(θ)＝exp(-j×k×m×d×sinθ)其中，k等于2π除以波长；m是从0到M的指数(例如对于12单元天线，是从0到11)，用于表示与相控阵天线的辐射单元相关的编号；d是相控阵天线的辐射单元之间的间距(最好是半波长)；而θ是所形成的天线波束的方位角。
阵列操纵向量a(θ)的各向量单元是图7中所示的常量C的相应向量单元，这样，全向量合并后可定义接收波束中的接收信号的到达角θ，其中θ是相对于相控阵天线的合适参考方向的角度。阵列操纵向量a(θ)的复共轭转置是行向量a(θ)H。
乘积Ha(θ)仍然是一个列向量，其中每个向量单元对应相控阵天线的一个辐射单元。乘积a(θ)HHa(θ)是一个单值标量，这由步骤S214(图16)来确定，从而得到到达角θ的角功率谱P(θ)的值。因此，角功率谱P(θ)如图18中G1所示，计算结果是P(θ)＝a(θ)HHa(θ)其中，a(θ)是阵列操纵向量；是接收信号向量；H是接收信号的空间协方差矩阵；而H表示复共轭转置。
上述用于计算阵列操纵向量的公式假定半波间隔的辐射单元是线性排列的。然而，熟练技术人员应当懂得如何计算沿曲线路线排列的辐射单元的阵列操纵向量。在图8所示的天线系统中，最好可以采用3个略微“外弓”的天线阵。事实上，这些天线阵可以严重“外弓”，以便形成一个圆圈(例如图6)。熟练技术人员应当理解，辐射单元的这些严重弯曲阵列的阵列操纵向量的计算在最好应采用阵列操纵向量中的幅度控制以及相位控制。
为了提供改善的性能，可通过对重复得到的测量结果进行平均来确定角功率谱。图17中，在步骤S211中，准备阵列操纵向量并确定天线波束指向。在步骤S215A和S215B中，通过循环得到多个测量结果。在这一循环内，在步骤S216中，重复测量接收信号向量，而在步骤S217中，重复确定和保存协方差矩阵R。然后，在步骤S218中，确定平均协方差矩阵，并在步骤S214中，确定角功率谱P(θ)。对于各个预定方向θ，在某一时间间隔内，重复这一平均确定过程若干次。这样，快衰落现象可得到平均。该时间段必须足够短，以使移动远程站2在该平均时段内不会因其位置改变太大而使其所在波束发生变化。这一时间段最好大于信道相干时间，以达到快衰落效应的平均。尽管信道相干时间并不能严格和普遍地被确定，然而，它可以正比于并近似等于多普勒扩散的倒数。
多普勒扩散可以更严格地被确定。由于基站与移动远程站之间的相对速度，接收频率相对于发射频率会有物理偏移。多普勒扩散是这一频移的两倍。例如，多普勒频移为相对速度与波长的比值(用同类单位来表示米/秒除以米，或英尺/秒除以英尺，等等)。如果，移动远程站正以13.9米/秒(约50km/h)行进，而波长约为0.15米(例如，以300,000,000米/秒光速传输的2,000MHz信号)，那么，多普勒频移为92.7Hz，多普勒扩散为185Hz，而信道相干时间约为5.4毫秒。容易验证，对于40米/秒(约144km/h)的相对速度，信道相干时间约为1.9毫秒，而对于1米/秒(约3.6km/h)的相对速度，信道相干时间约为75毫秒。
平均时间间隔最好被设为大于多普勒扩散的倒数同时小于以所预期的角速率移动的移动站移动基站天线系统的半波束宽度的时间。基站知道远程站与它的距离或者可以根据信号强度推断出这一间距。基站可以与以高达预定速度的速度移动的移动站通信。如果移动站正绕着基站快速移动，那么将这一移动速度除以间距便是角速度。将平均间隔设为半波束宽度除以角速度，使得可以估算出这样的时间，即移动远程站2在该平均时段内不会因其位置改变太大而使其所在波束发生变化。
功率P(θ)被平均的时间段通常比信道相干时间长得多。例如，在运行于具有高入射角的多径反射的环境(例如都市环境)中的宽带CDMA系统中，平均时段可以是几十个时隙。对于具有高入射角的多径反射的室内环境，移动慢得多，因此平均时段可以更长。
基站计算角功率谱并判断在功率谱中是否显现尖峰。当显现出尖峰时，可以确定每个峰的角位置。当功率谱散开并且没有显现尖峰时，基站首先通过确定接收角功率谱超过预定阈值(图18中G2)的那些角，来确定角广度AS。根据基站1所检测到的无线环境(例如信号密度)，这一阈值还是可修改的。
角功率谱中的尖峰可以例如采用双阈值测试来检测。例如，确定功率谱超过第一阈值G3的第一个连续角范围(angular extent)(用度或弧度表示)。然后，确定功率谱超过第二阈值G2(小于第一阈值G3)的第二个连续角范围。当第一角范围与第二角范围的比值小于预定值时，显现出峰。
当显现出峰时，调用角分集管理(即波束到达方向的管理)，并可能调用波束宽度管理。通过将角功率谱与两个阈值进行比较，可以确定谱峰的锐度。例如，在图18中，尽管有三个峰超过了阈值G2，但只有两个峰超过了阈值G3。根据阈值G2所确定的单个峰的角广度比根据阈值G3所确定的角广度更宽。用G3所确定的单个峰的角广度与用G2所确定的广度的比值可以度量峰的锐度。或者，测量角功率谱所参照的阈值可以自适应地被移动，直至角功率谱中在该阈值以上有至多两个峰，以揭示路径3和路径5的方向。例如，当角功率谱中出现两个尖峰并且基站发射两个波束时，基站认为这些峰的方向(即功率谱超过阈值G3的两个不同的角方向)为路径3和路径5(图1)的角方向。这称为到达角分集。基站确定可控波束指向，或选择固定波束，以便指向各自的路径3和5。熟练技术人员可以知道如何将角分集管理演化到两个以上的波束。
在某些情况下，角功率谱包括三个或三个以上与角功率谱中各自的峰相应的角位置。当基站具有两个波束时，基站可以从三个或三个以上的角位置中选出第一和第二角位置，其方式是，(1)避免同信道用户所在的角，以便尽可能减小系统范围的同信道干扰，或(2)以便使发射站的放大器的功率分布均衡。
相控阵天线中的波束宽度一般可通过控制波束操纵向量(例如，图7中的向量C)中的单元的幅度来选择。当天线系统包括波束宽度可控的相控阵天线而谱峰尖锐时，基站将波束设为或选为与天线系统实际给出的一样窄，以便将发射功率集中在各自路径3和5的方向上。由于频谱功率峰尖锐，因此希望路径3和5具有良好的传输性能。
另一方面，当角功率谱散开成峰弱小或没有显现出时，根据功率谱超过阈值(例如图18中的G2)的角范围或者至少是覆盖角功率谱超过该阈值的峰所需的连续角范围，来确定总的角窗口。在这种情况下，本发明的优选实施方式这样来选择波束，即下行链路传输所用的所有波束的波束宽度的和大约等于角广度AS。
当天线系统包括波束宽度可控的相控阵天线但谱峰不太尖锐时，基站首先将角广度确定为是大于某一阈值的功率谱的角范围或至少是覆盖角功率谱超过该阈值的峰所需的连续角范围。然后，基站设定或选择基本覆盖该角广度的波束的波束宽度。这称为角功率分集或波束宽度管理。例如，一个想要覆盖角广度的双波束基站可以将两个波束的波束宽度选成约为角范围的一半，这样，基站可以确定这两个波束的指向以便基本上覆盖这一角广度。
如熟练技术人员所知，显然可以演化到两个以上的波束。例如，当基站具有四波束基站中的波束空间时间编码能力时，每个波束的波束宽度可选成约为角广度的四分之一。这样，下行链路传输可在空间上适应信道。最好，使正交波束的覆盖适应信道的角广度，以获得最大角分集增益。不过，通常2至4个波束就足够了。
当基站具有多个固定波束(比如具有六角形角反射器天线)的天线系统时，并且当角功率谱是散开的且角广度AS超过单个波束的波束宽度时，本发明的一种理想变形是将两个邻近波束合并成单个较宽波束(例如将两个60度的波束合并成单一120度的波束)，以更好地适应无线信道。在这种情况下，两个邻近波束被作为一个采用相同导频码或正交码的单个较宽波束。在固定波束的基站中，可以产生的波束数M最好大到(例如，M＞4，最好至少为8)能达到高波束分辨率。当需要较宽波束以更好地适应信道时，可以将两个邻近波束合并。
本发明可很好地适用于其天线系统采用相控阵天线(例如图7中的天线20和图10中的天线40)中的数字波束形成技术的基站。利用数字波束形成技术，可以用电子学方式调整天线阵中的视在数(apparentnumber)单元(即视在孔径尺寸)，其方法是根据可得到的角广度在某些单元中采用零加权。按照这种方式，基站可以容易地改变波束宽度以适应角广度。这一波束宽度控制起到了开环控制系统的作用。
在另一种实施方式中，当角功率谱超过一个很大的角范围的阈值时，可采用波束跳跃(beam hopping)技术。波束跳跃技术是一种依次覆盖角广度的技术。例如，当任一时隙中的发射波束没有覆盖到这一角广度时，角广度可以在后续时隙期间被覆盖。考虑这样一例系统，该系统具有一个能形成30度波束的双波束基站，其中，角广度覆盖120度(即四个波束的宽度)。在波束跳跃系统中，基站在第一时隙期间形成用于传输的两个30度波束，以便覆盖该120度角广度中的第一个60度扇区，而在第二时隙期间形成用于传输的另两个30度波束，以便覆盖该120度角广度中的其余60度扇区。
波束跳跃大大改善了具有大的角广度的无线环境中的性能。众所周知，当角广度变大时，在频分双工蜂窝无线系统中，下行链路性能会下降，其原因至少部分是因为在传输方向的优化选择中的角度不确定性有所增加。在频分双工系统中，由于不同的载频，被认为具有良好功率传输能力(低衰减)的上行链路方向会处于下行链路传输的深衰落中。
在无线环境中若有大的角广度，下行链路传输的可行方向的数量将变大。代替选择两个最好的方向，可以通过依次形成下行链路波束以覆盖角功率谱超过阈值的所有可能良好的方向，来实现空间分集。这在其角广度能覆盖整个扇区或整个小区的微小区或微微小区中尤其重要。
在远程站2是固定的或低移动性的情况下，波束跳跃与选择两个最强方向相比还有额外的好处。对于大量连续不断的脉冲串，在将最好的两个方向选为波束发射方向时，如果所选的方向是一个错误选择(例如，即使上行链路很好，但下行链路处于深衰落中)，那么将造成很大的性能损失(在数据丢失方面)。然而，通过在一组可能的方向上进行波束跳跃，出现处于深衰落的任一方向中的数据丢失都只是有限的一段时间(例如只是一个时隙)。这种角分集使得可以“白化(whiten)”由于选择了差传输方向而产生的差错。
此外，波束跳跃传输期间所产生的对其他远程站的同信道干扰也可以利用发射信号的空间扩展而被白化。当需要高数据比特率连接时，由于要利用高波束功率实现高比特率连接，同信道干扰尤其讨厌。当基站波束选择采用了非跳跃方案时，高比特率连接中所涉及的大量波束功率将产生高度有色干扰(非均匀分布的)。
在图19中，本发明的另一种实施方式包括如参照图14所述的基站210和远程站230。在本实施方式中，基站210包括加权放大器102和104，用于将各自的权重W1和W2施加给各自的馈入信号CH1和CH2。在本实施方式中，权重W1和W2是复数或至少是相位和幅度对，用于控制天线16和18所发射的信号的幅度和相位。此外，加权信号也可以从定向天线106和108发射出。图19示出了连接在加权放大器与各自的天线之间的双工器16D和18D，用于使天线进行双工通信，即这些天线在上行链路接收方式以及下行链路发射方式中都可以使用；然而，分开的基站天线可以用来接收上行链路信号。
在一种优选变形中，将一个天线作为参考，其相应的权重设为1+j0(即幅度＝1，相位＝0°)。其他权重根据这一参考权重来确定。总之，基站210可以使用两个或两个以上的信道，每个信道用一个天线、双工器、加权放大器和所有相关的编码器。如果M是发射天线个数，那么，由于只需确定差分信息(即权重)，因此所必须确定的权重个数为M-1。不失一般性，下面的描述着重考虑两个发射天线(M＝2)，这样只需确定一个复数权重。
图19中，远程站230包括远程站天线232、通过双工器233与远程站天线232连接的远程站接收机234、信号测量电路238和处理器240。接收机234构成了这样一个电路，利用该电路，远程站230可以接收来自各自的第一和第二发射天线的第一和第二信号。信号测量电路238和处理器240以及文中所述的控制模块构成了这样一种电路，利用该电路，远程站230可以根据所接收到的第一和第二信号确定信道状态信息，并将该信道状态信息分割成多个信道状态信息片段。信号测量电路238测量从多个正交天线中的每一个天线中所接收到的信号强度(和相位)，而处理器240确定信道状态信息。信号测量电路238测量所接收到的瞬时信号强度(和相位)，或者，在另一种变形中，测量所接收到的平均信号强度和参考时刻的相位。
处理器根据信号测量电路238所提供的信息确定信道状态信息。处理器从不同天线接收到的信号当中选择一个参考信号。对于多个天线中的每一个天线，处理器将信号测量电路238所确定的接收信号强度(和相位)除以所选定的参考信号强度(和相位)。这一比值被认为是复数的比值(即相位/幅度对)。根据定义，参考天线的比值是1+j0。在两个天线的情况下，只有一个比值要发送，而参考天线的比值是一个常量参考值。
处理器240根据这一或这些规格化比值确定信道状态信息。每个比值都包括了幅度和角度信息。这一过程的目的在于，调整这两个(或更多的)天线所发送的信号的相位，以便这些信号在远程站230处得以相长增强。为了确保相长增强，要求使各天线所发送的信号相对于参考天线进行相位延迟或超前。例如，如果第一天线16是参考天线，那么还要检查从第二天线18接收到的信号的比值的角位置。如果该角相对于参考天线超前了45度，那么有必要在第二天线18的发射机中引入45度延迟，以便在远程站230中实现相长增强。因此，处理器240通过将所需附加延迟与最初发送的信号的相位相加，确定在远程站230中实现相长增强所需的相位延迟或超前量，而如果这一相加结果大于360，则应减去360。然后，这一相角便成为作为信道状态信息的一部分所发送的相角。
处理器240还确定信道状态信息的幅度部分。其目的在于，强调具有从天线到远程站230的最佳路径(即最小衰减路径)的天线。所有天线所发射的总功率在此可认为是不变的。信道状态信息的幅度部分所要解决的问题是如何分割总发射功率。
为此，处理器240通过针对各天线计算出所接收到的功率与参考信号中接收到的功率的比值来测量信道增益(衰减的倒数)。所接收到的功率是信号测量电路238所测量到的信号强度的平方(即，Pi＝(ai)2，其中，ai是来自天线i的信号强度)。通过各个不同的天线或天线波束所发送的信号包括了其独特的在以信号功率PTX所发送的信号上所调制的相互正交的导频码。远程站测量复信道冲激响应，Hi＝aiexp(φi)，作为所接收到的信号与所接收到的参考信号的比值，其中，φi是被测量的信号的相对相位，而ai是相对信号强度。然后，Pi被确定为ai的平方。根据所接收的功率，测量各天线的相对信道响应。如果在上行链路信令信道中为幅度反馈信息只预留了一个比特，那么，该比特最好命令总功率的80％通过具有最低衰减路径的天线发送到远程站230，而命令总功率的20％通过具有最高衰减路径的天线来发送。
如果在上行链路信令信道中为幅度反馈信息预留了两个比特，那么，这些比特可定义四种幅度状态。例如，处理器240可计算天线16的路径衰减与天线18的路径衰减之间的比值，然后根据这一比值所能取的值的预定范围将该比值进行划分。这一划分过程确定了四个子范围，并标识出所计算的比值适合于这四个范围中的哪一个。每个子范围都可将两个天线16和18所发射的总功率的所需分割分别确定为例如85％/15％、60％/40％、40％/60％和15％/85％。因此，这两个比特可以将这些分割之一编码为两个天线所发射的总功率的所需分割。
根据这些说明，熟练技术人员可以懂得，可以用各种各样的方式来计算信道状态信息的幅度部分。这里所述的是一种查表方法，但是也可以采用其他方法来计算所要发射的总功率的分割。应当理解，也可以用三个或三个以上的比特来确定功率分割。
处理器240根据设计要求还可将信道状态信息(包括上述幅度部分和相角部分)划分成多个信道状态信息片段。远程站230还包括发射机242，用于将该多个信道状态信息片段发送给基站210。
所要发送的信道状态信息是一个相位和幅度信息形式的复系数，并且它要以在上行链路信令信道的相应时隙中载送的多个片段(N个片段)从远程站230发送到基站210。可以这样来将N个时隙分割成N1和N2(其中N＝N1+N2)前N1个时隙载送相位信息，而其余N2个时隙载送幅度信息。原则上可以任意选择N1和N2，但这些参数的普通值可以是N1＝N2＝N/2。假定每个时隙预留K个比特，用于载送相应的信息片段。相位可以按下列精度分辨φmin=3602N1K]]>而幅度可以按下列精度分辨Amin=Amax2N2K]]>其中，Amax是最大幅度。
例如，假定时隙数N为6，并为N1和N2各自预留三个时隙。假定每个时隙的比特数K为1，并假定最大幅度Amax为3伏。那么，相位和幅度的精度为φmin＝45°，而幅度Amin为0.375伏。然而，如果每个时隙的比特数K提高到2，那么可发送的相位和幅度的精度为φmin＝5.6°，而幅度Amin为0.05伏。
总之，形成精确信道状态信息的量化或截尾形式，使得该截尾形式的比特精确地适应上行链路信令信道中可用的比特数。该截尾形式被分割成相位段φi(i＝1至N1)，并且这些段按分级次序被发送，使得最高有效位(MSB)在第一段中被发送，而最低有效位(LSB)在最后一段中被发送。类似地，每个幅度段Ai(i＝1至N2)也包括了精确信道状态信息(比值)的量化或截尾段，并且这些段也是按分级次序被发送的。
本发明的本实施方式改善了移动通信的下行链路性能，这是因为，在形成下行链路波束时使用了改善的相位角和幅度精度。这一实施方式尤其适用于低移动性环境，并且它还适宜于室内和徒步环境中的高数据率应用。该实施方式尤其适用于膝上型计算机的高比特率无线数据应用。
例如，假定远程站正以v＝1米/秒(3.6千米/小时)的速度在移动而载频为2GHz(λ＝0.15米)。最大多普勒频率fD为v/λ，并计算出信道相干时间TC为T＝1/(2fD)＝λ/(2v)＝75毫秒。
可以假定，信道状态信息在等于TC/10的时间段上保持稳定(几乎不变)，因此，在这一7.5毫秒的稳定时间段内，可以将该信道状态信息从远程站230发送到基站210。由于宽带CDMA(WCDMA)标准规定了时隙持续期间为0.625毫秒，因此，远程站可以使用12个时隙将信道状态信息发回到基站。
有多种方法可以将信道状态信息装到上行链路时隙中。表1说明了基于每个时隙仅一个比特(K＝1)的一个例子。在表1中，无论相角还是幅度信息都采用三比特精度。在前6个时隙中发送相角，而在后6个时隙中发送幅度信息。在这两种情况下，都是先发送最高有效位。在时隙1中，发送三比特相角的最高有效位。在时隙2中，重复同一比特以提高可靠性。然后，发送其余相角比特，并以同样的方式发送幅度信息比特。第一比特以180°的精度给出相角，好象是在一比特中那样。在时隙3之后，相角以90°的精度被发送，好象是在两比特中那样，而在时隙5之后，相角以45°的精度被发送，好象是在三比特中那样。如果假定相角在信道的相干时间内在360°范围内变化，那么，在上例中，在用来发送12个时隙的7.5毫秒时间段内，相角将在大约36°范围内变化。这正好相当于三比特数据所能达到的相位精度(45°)。
在时隙7之后，幅度信息以最大幅度的0.5倍的精度被发送，好象是在一比特中那样。在时隙9之后，幅度信息以最大幅度的0.25倍的精度被发送，好象是在两比特中那样，而在时隙11之后，幅度信息以最大幅度的0.125倍的精度被发送，好象是在三比特中那样。
表1


一般而言，相位信息比幅度信息更重要。最优最大合并比起没有幅度信息反馈时所用的等增益合并只提高了1dB，因此，分配较多的相位比特(N1)而分配较少的幅度比特(N2)是有利的。例如，可以分配三个相位比特和两个幅度比特，使得，可以以WCDMA格式来发送反馈信道状态信息，从而不会有3.125毫秒中的冗余。
容许的反馈能力(例如每时隙一个或一个以上的比特)、反馈可靠性(例如重复或冗余比特数)和反馈精度(例如相角和幅度比特数)之间的折衷方案是与特定应用和环境相关的。例如，众所周知的SECDED(单纠错，双检错)格式中的三比特的检验码可以附加到8比特信息中，以提供冗余差错检验。根据这些说明，一般技术人员可以懂得如何使反馈能力、反馈可靠性和反馈精度适应该应用和环境。
处理器240(图19)根据系统模式所定义的格式将信道状态信息分割成多个信道状态信息片段。事实上，系统可以设计成具有多种模式，每种模式定义不同的格式。例如，一种模式可以只将指令了相等幅度的相角校正信息发送给各天线，而另一种模式可以发送三比特相角信息和一比特幅度信息。然后，发射机242在上行链路信令信道中将多个信道状态信息片段编码，并将编码信息通过双工器233和天线232发送到基站210。
在该实施方式的一种变形中，有多种模式(需要从1到例如20比特)可以表达上行链路信令信道中的信道状态信息。在这种变形中，处理器240根据逐步更新的变化，确定信道状态信息变化的速率。当速度慢时，表示慢移动或静止的远程站，反馈模式自适应地变成允许较多数据比特的信道状态信息被发送到基站的模式。然而，当信道状态信息快速变化时，表示远程站在快速移动，那么反馈模式自适应地变成为各信道状态信息更新发送较少比特的模式。
基站210在接收机/检测器220中接收上行链路信令信道中所编码的信息并将多个信道状态信息片段解码。然后，处理器220P根据接收到的多个信道状态信息片段重建信道状态信息并产生权重W1和W2。根据所重建信道状态信息，权重W1和W2被提供给各自的放大器102和104，以便对第一和第二馈电信号CH1和CH2进行加权，从而馈入到各自的第一和第二天线16和18。
该实施方式的两种变形都可以在处理器220P中实现。首先，处理器可以收集所有片段以重建总信道状态信息，然后形成施加给放大器102和104的权重W1和W2。或者，将信道状态信息发送给基站，其次序是，先发送相角，并且在相角片段中，先发送最高有效位。随着每一比特被接收，在处理器中对W1和W2的值进行更新，以便为放大器102和104提供更即时的反馈。这就有效地产生了更高的反馈带宽。
在图20中，处理器240上实行的一种方法包括了在处理器中通常利用软件模块和/或逻辑所实现的一些步骤。然而，熟练技术人员可以明白，这些步骤还可以在处理器中利用ASIC或其他常规电路来实现。
在步骤S2中，对于多个天线中的每个天线，处理器都接收信号测量电路238所确定的接收信号强度和相位(一个复数)。在步骤S4中，处理器选择这些接收信号之一作为参考信号。这一选择可以是任意的，或者也可以选择具有最大相位滞后的信号(不大可能需要或想要被延迟)。在步骤S6中，处理器将信号测量电路238所确定的接收信号强度和相位(复数)除以接收到的参考信号强度和相位(复数)。根据定义，这一参考天线的比值为1+j0。在两个天线的情况下，只有一个比值要被确定和发送，参考天线的比值是一个常量参考值。
在步骤S8(图20)中，处理器240确定每一发射天线所需的相位延迟或超前量，以便在远程站230处得以相长增强。如果所选择的参考信号是具有最大滞后的信号，那么其余信号通过在天线处附加一个延迟可以达到与参考信号相位一致。步骤S8确定所需的附加延迟，不过，如果附加给非参考信号的相位的附加相位延迟导致了大于360度的相位，则要减去360。于是，这一相角便成为作为信道状态信息的一部分所发送的相角。根据这些说明，熟练技术人员可以明白，步骤S8可以在基站中实现，使得在上行链路信令信道中只需发送信道冲激响应的相角。
在步骤S10中，确定功率管理信息，以便决定发射分配(总功率在发射天线中的分配)。根据这些说明，熟练技术人员可以明白，可以用各种方法来计算信道状态信息的幅度部分。这里所述的是查表方法，但是也可以采用其他方法来计算所要发射的总功率的分割。
例如，各天线的信号的相对幅度和相对相位可以以上行链路信令信道来发送，以便基站进行进一步的处理。或者，远程站可以在步骤S10中确定所需功率分配的标记。如果在上行链路信令信道中为幅度反馈信息只预留了一个比特，那么，该比特最好命令总功率的80％通过具有最低衰减路径的天线发送到远程站230，而命令总功率的20％通过具有最高衰减路径的天线来发送。如果在上行链路信令信道中为幅度反馈信息预留了两个比特，那么，这些比特可定义四个幅度子范围。例如，分别为85％/15％、60％/40％、40％/60％和15％/85％。于是，这两个比特可以按照两个天线所发射的总功率的所需分割对这些子范围之一进行编码。熟练技术人员可以明白，还可以演化到更多的天线或使用更多的比特来表示信道状态信息的幅度部分。查表或其他方法的真正性质取决于为载送信道状态信息的幅度部分而在上行链路格式中预留的比特数。
在步骤S12中，信道状态信息被分段并装入本文所述的格式(例如表1)。在步骤S14中，以上行链路信令信道依次将这些片段发送给基站。由此，恢复这些天线的各自权重并施加给放大器102和104(图19)。
在通过不同的频率进行上行链路和下行链路通信的频分双工系统中，不可能根据上行链路信息来正确确定下行链路的信道状态，这是因为，这两个方向基于不同的频率。本系统的优点在于，根据下行链路数据测量下行链路信道状态，然后以上行链路信令信道发送一些命令，以调整所发送的下行链路信号的幅度和相位。
在图21中，基站的天线1是一种扇形覆盖天线。天线1通过直达路径3将信号发送到远程站2；然而，另一个多径信号因无线电波散射4而反射并通过多径5传播。结果，远程站2在略微不同的时刻接收到该信号的两个复制品。在图22中，这两个复制品被示为在时刻nT和时刻nT+τ所接收到的信号，其中，τ是由于多径5与直达路径3相比的增加长度所出现的增加时延。这种多径延迟可能会造成通过两个路径所接收到的两个信号之间的相消干扰。另外的无线电波散射也可能形成更多的多径信号。
常规瑞克接收机使本地信号(例如CDMA信号的扩展码)与包括以不同延迟接收到的信号复制品的接收信号相互关联。如果延迟适当，那么这些信号被相干合并，从而增强能量。当本地信号(例如所需的扩展码)与来自所需信号路径的信号相关时，本地信号也与其他信号复制品(例如，来自具有不同延迟的信号路径的信号复制品)中的每一个相关。与其他信号复制品相关的项是不需要的项，而且这些项会使系统的性能下降。不需要的相关项还会造成具有不同代码的不同用户之间的正交性的丧失，其结果是同信道用户会相互干扰。在通常用于高比特率链路中的短扩展码的情况下，这种性能下降更为明显。
本发明以非常规方式来操作瑞克接收机。利用波束形成，本发明分离不同的信号路径，并对各信号复制品(例如各波束)进行预发射时移补偿，使得所有信号复制品同时到达接收机。这样，即使接收机实际上接收和相干合并了多个路径(例如图1中的路径3和5)上的多个信号，接收机也好像接收到只通过一分支(1-tap)信道处理的信号。这就避免了正交性的丧失，并尽可能减小或消除要不然可能降低系统性能的互相关项。
在本发明的一种实施方式中，所需数据包含在两个或两个以上的空时编码信号中。这些信号用独特的相互正交的特征码(signaturecode)来标识。如果空时编码信号之一相对于另一个明显延迟，那么，可能降低特征码的正交性。最好将最短路径信号延迟，以便在较长路径信号到达远程站2的同时到达远程站2。
在图23中，一例系统包括天线1和远程站2。举例的天线1可以是巴特勒矩阵多波束天线阵或其他任意多波束天线阵。本例中的所需数据被编码到两个空时编码信号I2和I5中。空时编码信号I2和I5分别以波束D2和D5发射。波束D5通过直达路径3将信号I5发送到远程站2。波束D2通过间接多径5将信号I2发送到远程站2。
在图26中，示出了一例用于产生空时编码信号I2和I5的编码器。图26与图2类似，不同之处在于，图2的天线16和18用图23的多波束天线取代并在乘法器14与多波束天线之间接入可编程延迟线(例如可选多分支延迟线)。乘法器12用特征码(OC)对信号CH1编码，该特征码与乘法器14在信号CH2中所编码的特征码相互正交。这些特征码可以是各种各样正交的训练序列、导频码或扩展序列。利用这些特征码，远程站2可以将来自波束D5的直达路径中接收到的信号与来自波束D2的间接路径中接收到的信号区分开，只要这些特征码保持正交。熟练技术人员可以明白，如图23和26中所示的这两个波束和相应的空时编码信号可以推广到两个以上，并且可能需要附加可编程延迟线使所有信号在时间上同步。
如图24和25中所示，来自波束D5的直达信号先被远程站2接收到，来自波束D2的间接信号在时间τ后被接收到。为了保持特征码之间的最佳正交性，要求使信号在时间上对齐。接收机(如下所述，可能在基站中和可能在远程站2中)确定使信号对齐所需的时延τ。在远程站2处接收到的最终信号(例如信号I2)可以当作参考空时编码信号。于是，其余信号可以当作至少一个其余空时编码信号(例如信号I5)。在这一实施方式中，至少一个其余空时编码信号在被发射之前在基站的可编程延迟线(参见图26)中被延迟。这一信号或这些信号被延迟足够的延迟，以确保至少一个其余空时编码信号中的每一个信号在被远程站接收到时在时间上都与参考信号对齐。在图23中所示的例子中，由于多径5的延长长度，远程站2接收到的最终信号是信号I2。信号I5需要被延迟，使得它在信号I2到达远程站2的同时到达远程站2。
无论在空时分集技术中(图2)还是在波束空间分集技术中(图23)，远程接收机将信号CH1和CH2分开是重要的，如上所述。这可以利用各种形式的正交特征码来实现。来自两条路径(直达路径3和多径5)的信号到达远程站2的到达时间差称为延迟扩展(delay spread)。当延时扩展不存在或者最小时，可保持特征码的正交性。然而，在存在特征码的相当大的延时扩展的频率选择性信道中，会丧失信道之间的正交性，而远程站2会发现难以分离各信道中所载送的信号。最普通的编码序列的特征在于不理想的互相关功能(CCF)，对于特征码之间的给定相位关系，CCF的值较低或为零，而对于其他相位关系，CCF是非零的。
通过多径信道传输到远程站2的多个空时分集信号将经历不同的延迟。由于在给定异相位置的CCF的值一般是非零的并且随着位置的不同而不同，因此，无线信道给发射信号所带来的不同路径延迟的影响将会减小由远程站2分离信号所用的特征码之间的正交性。正交性的丧失会导致无线通信系统中的基站与远程站之间的信号的空时码传输要不然应实现的分集增益的下降。
在本实施方式中，与基站关联的多波束天线阵在多波束天线阵的多个波束中的每一个中接收来自所考虑的远程站的上行链路信号。该上行链路信号可以是导频信号、上行链路信令信道或将信号来源识别为所考虑的远程站的其他任何上行链路信道。上行链路信号被接收，作为从在多波束天线阵的相应多个波束中接收到的无线信号中得出的多个信号。
对于多个接收信号中的每一个，基站的接收机分离出特征码所标识的信号分量为来源于所考虑的特定远程站。多个波束中的每一个的接收信号分量都包括所考虑的特定远程站的所标识信号的一种复制品，它相对于参考波束的信号分量有特定的时延或延迟扩展。基站的接收机处理多个来自各波束的信号分量，以标识出含有最终接收到的信号分量的参考波束，和使从各波束接收到的其他信号分量中的每一分量都与在参考波束中接收到的信号分量对齐所需的延迟扩展。当基站为一个以上的远程站服务时，针对每个远程站或针对所选定的远程站，可以重复这一过程。所选远程站可以是那些高发射功率的远程站。例如，高数据速率需求可能需要高发射功率。
图27示出了与图23中所示的8波束基站系统类似的16波束基站系统的代表性信道冲激响应或延迟分布概况300。基站测量与多波束天线的每个波束相关的延迟扩展τ。对于接收到的信号强度超过阈值的信号，“ x”表示超过给定阈值的瞬时和/或平均信号强度。分别用304、306和308表示的方向D3、D6和D12包括具有最小延迟扩展(例如跨越的延迟τ4到τ6)的信号。如果有多个可能的方向可用，那么，根据附加判据(比如，所产生干扰的白化，基站所用的多个功率放大器中的功率的均匀分布，和对可能对同信道用户造成大于平均干扰的方向的避免)，选出可用方向中的优选方向。例如，如果低比特率用户位于高功率波束所照射的区域内，那么该高功率波束会对某个或许多低比特率用户造成干扰。在某些有利的情况下，还可以应用波束跳跃方法，以达到更有效的干扰白化。
在操作中，基站可以选择具有最小延迟扩展的方向。例如，基站选择多波束天线阵可形成的多个波束中的至少两个波束，该多波束天线阵以至少两个波束的相应波束来传输至少两个空时编码信号。该至少两个波束包括一个参考波束和至少一个其余波束。基站还可以根据延迟分布概况300确定与对可编程延迟线编程时所用的至少一个其余波束中的每个波束相应的时延。
基站利用特征码对至少两个空时编码信号中的每个信号进行编码，以形成一个参考空时编码信号和至少一个其余空时编码信号(参见图26中的12和14)，其中，该特征码与该至少两个空时编码信号中所编码的每一其他特征码是相互正交的。在图23的例子中，参考空时编码信号可以认为是信号I2，而至少一个其余空时编码信号可以认为是信号I5。然而，根据这些说明，熟练技术人员可以知道如何将本实施方式演化到两个以上的空时编码信号。
基站将至少一个其余空时编码信号中的每个信号延迟，以形成至少一个延迟空时编码信号(例如图26中的信号I5)。然后，基站以至少两个波束中的各自波束发送参考空时编码信号(例如信号I2)和至少一个延迟空时编码信号(例如信号I5)，这样，参考空时编码信号和至少一个其余空时编码信号将同时到达远程站2。
本实施方式并不依赖于从远程站到基站的反馈信道。而是，基站只根据正常信令信号的上行链路测量来选择传输的方向。通过平均长时间内的上行链路响应来减轻快衰落，可以估算出下行链路信道响应的功率响应。从功率意义上讲，所表示上行链路和下行链路信道是交互的。
然而，在频分双工(FDD)系统中，反馈测量以附加复杂度为代价可以提供更好的结果。在以不同的频率执行上行链路和下行链路通信的频分双工系统中，不可能根据上行链路信息精确确定下行链路信道状态，这是因为这两个方向是基于不同频率的。
刚刚所述的实施方式描述了基站测量出上行链路信道响应代替下行链路信道响应的实施方式。为了获得完整的下行链路信道冲激响应，必须直接测量下行链路信道，并以反馈信道将下行链路信道信息从进行该测量的远程站发送到需要测量结果(例如延迟分布概况300)的基站。
可以不在基站中进行方向选择和延迟所需的计算，而可由远程站参与或执行这些功能。将一个商定的标准信号从基站发送到所有远程站，其中一个标识符或特征码(比如相互正交的导频或训练序列或扩展码)被编码在各波束中。于是，远程站将测量信道冲激响应(例如延迟分布概况300)并通知基站传输的优选方向和延迟。
根据这些说明，熟练技术人员可以明白，可以在两个步骤的过程中测量出信道特性。在第一步骤中，基站对上行链路信道的脉冲响应作出估算，并用这一估算代替下行链路信道的脉冲响应。然后，基站将第一估算过程所表明的延迟施加给至少一个其余空时编码信号。
在第二步骤中，直接测量下行链路信道。将一个商定的标准信号从基站发送到所有远程站，其中一个标识符或特征码(、比如相互正交的导频或训练序列或扩展码)被编码在各波束中。于是，远程站将测量信道冲激响应(例如延迟分布概况300)并通过反馈信道通知基站传输的优选方向和延迟。
在图28中，设置过程S200测量上行链路信道响应并设置所测量的延迟以控制下行链路信道传输。过程S200包括步骤S202，用于测量信道响应；步骤S204，用于选择所用波束；步骤S206，用于确定所选波束的时延；和步骤S208，用于配置基站中的可变延迟线(参见图26)以强加所确定的延迟。可变延迟线可以由一列固定延迟单元构成，这些单元之间布置有多个分支(tap)。通过利用开关选择不同的分支作为输出，延迟线可以变化。在步骤S204中，基站选择与基站相关联的多波束天线阵所形成的多个波束中的至少两个波束(尽管在图23和26中只示出了两个波束)。在这些波束中，发送空时编码器所产生的相应的至少两个空时编码信号(尽管在图23和26中只示出了两个信号)。该至少两个波束包括参考波束和至少一个其余波束。在步骤S206中，基站确定与至少一个其余波束中的每个波束相应的时延。在步骤S208中，基站将与至少一个其余波束中的每个波束相应的时延置入可变延迟线中。各可变延迟线都连接在多波束天线阵与空时编码器之间(参见图26)。
在图29中，时间排列过程S220，在步骤S222中，利用与其他所有波束正交的特征码标记出各所选波束的空时编码信号；在步骤S224中，根据所确定的延迟扩展来延迟所选波束；和在步骤S226中，将延迟信号发送给基站。在步骤S222中，基站利用特征码对至少两个空时编码信号中的每个信号进行编码，以形成一个参考空时编码信号和至少一个其余空时编码信号，其中，该特征码与该至少两个空时编码信号中所编码的每一其他特征码是相互正交的。在步骤S224中，基站以各自的可变延迟线将至少一个其余空时编码信号中的每个信号延迟，以形成至少一个延迟空时编码信号。在步骤S226中，基站以至少两个波束中的各自波束发送参考空时编码信号和至少一个延迟空时编码信号。
在图30中，远程站利用反馈过程S240来测量下行链路复信道状态信息并将这一信息反馈给基站。过程S240包括步骤S242，用于接收来自与基站关联的天线系统的至少两个标识符特征(例如不同的导频信号)；步骤S244，用于根据所接收信号确定复信道状态信息；步骤S246，用于将复信道状态信息分段为多个信道状态信息片段；和步骤S248，用于依次将多个信道状态信息片段发送给基站。片段发送次序是先发送相角的最高有效位后发送相角的最低有效位。片段发送次序是先发送幅度的最高有效位后发送幅度的最低有效位。片段发送次序是先发送相角的比特后发送具有同等比特有效性的幅度的相应比特。应当注意，为了反馈信道冲激响应测量结果，每个波束(或天线)都应与唯一导频特征相关，该导频特征与其他所有导频特征是正交的。
根据这些说明，熟练技术人员应当明白，各种系统组成部分可以用电路系统、专用集成电路(ASIC)或者能执行软件程序或用户数据表的计算机或处理器来实现。例如，图4、5、11或12中的编码器10、乘法器12、14和放大器102、104可以用电路系统或ASIC来实现，或者，在某些情况下，根据性能要求也可以用软件控制的处理器来实现。图11的波束形成装置40一般用电路系统或ASIC来实现，而调制器101、103和复用器105、107一般用电路系统或ASIC来实现，还可以用软件控制的处理器来实现。图14中的各种基站组成部分212、214、216、218、220和222以及各种远程站组成部分232、234、238、240和242可用电路系统或ASIC来实现，还可以用软件控制的处理器来实现。图19中的各种基站组成部分16D、18D、102、104、220和220P以及各种远程站组成部分232、233、234、238、240和242可用电路系统或ASIC来实现，还可以用软件控制的处理器来实现。熟练技术人员应当明白，本文中所述的各种功能可用电路系统或ASIC来实现，根据性能要求规定，也可以用软件控制的处理器来实现。
以上描述了一种用于改善下行链路性能的新颖闭环反馈系统的一些优选实施方式(这些实施方式旨在说明而非限定性的)，应当注意，根据以上说明，熟练技术人员可以作出一些修改和变化。因此，应当理解，在附属权利要求书所述的本发明的范围和思想内所公开的本发明的特殊实施方式中可以作出变化。
因此，以上按专利法所要求的细节和特性描述了本发明，专利证书所保护的权利和要求如附属权利要求书中所述。
权利要求
1.一种方法，包括如下步骤从与第一个站关联的多波束天线阵所形成的多个波束中选择至少两个波束，以便发送空时编码器所产生的相应的至少两个空时编码信号；确定与每个相应波束中接收到的至少两个空时编码信号中的每一个相关的时延；和将与各波束相应的时延置入可变延迟线中，各可变延迟线都连接在多波束天线阵与空时编码器之间。
2.权利要求1的方法，还包括如下步骤根据来自第二个站的上行链路信号来测量信道响应。
3.权利要求2的方法，其中测量步骤包括以多波束天线阵的相应多个波束接收上行链路信号的多个信号分量；选择步骤包括根据接收到的多个信号分量选择至少两个波束；和确定步骤包括确定接收到的多个信号分量中的每一个的延迟扩展，并将所确定的延迟扩展分配给各波束作为置入到各自可变延迟线中的时延。
4.权利要求1的方法，还包括如下步骤利用特征码对至少两个空时编码信号中的每个信号进行编码，以形成一个参考空时编码信号和至少一个其余空时编码信号，其中，该特征码与该至少两个空时编码信号中所编码的每一其他特征码是相互正交的，其中，设置步骤包括以各自的可变延迟线将至少一个其余空时编码信号中的每个信号延迟，以形成至少一个延迟空时编码信号；和以至少两个波束中的各自波束发送该参考空时编码信号和至少一个延迟空时编码信号。
5.权利要求4的方法，还包括如下步骤接收来自多波束天线阵的参考空时编码信号和至少一个延迟空时编码信号；根据接收到的参考空时编码信号和接收到的至少一个延迟空时编码信号确定复信道状态信息；和将复信道状态信息发送到第一个站。
6.权利要求5的方法，还包括如下步骤将复信道状态信息分割成多个信道状态信息片段，其中，发送复信道状态信息的步骤包括依次发送多个信道状态信息片段。
7.一种系统，包括基站，该基站包括一个多波束天线阵；第一电路系统，用于从多波束天线阵所形成的多个波束中选择至少两个波束，以便发送空时编码器所产生的相应的至少两个空时编码信号；第二电路系统，用于确定与每个各自波束中接收到的至少两个空时编码信号中的每一个相关的时延；至少两个可变延迟线，每个可变延迟线都连接在多波束天线阵与空时编码器之间；和第三电路系统，用于将与该至少两个波束中的每个波束相应的时延置入该至少两个可变延迟线的相应延迟线中。
8.权利要求7的系统，其中，第一电路系统包括用于根据来自远程站的上行链路信号来测量信道响应的逻辑。
9.权利要求8的系统，其中上行链路信号包括多个信号分量，每个信号分量是多波束天线阵的多个波束中的相应波束中的接收信号分量；测量信道响应的逻辑包括用于接收上行链路信号的多个信号分量的逻辑，和用于根据接收到的多个信号分量选择至少两个波束的逻辑；和第二电路系统包括用于确定接收到的多个信号分量中的每一个的延迟扩展的逻辑，和用于将所确定的延迟扩展分配给各波束作为置入到各自可变延迟线中的时延的逻辑。
10.权利要求7的系统，其中该基站还包括空时编码器；该空时编码器利用特征码对至少两个空时编码信号中的每个信号进行编码，以形成一个参考空时编码信号和至少一个其余空时编码信号，其中，该特征码与该至少两个空时编码信号中所编码的每一其他特征码是相互正交的；和该至少一个可变延迟线以各自的可变延迟线将至少一个其余空时编码信号中的每个相应信号延迟，以形成至少一个延迟空时编码信号，该基站以至少两个波束中的各自波束发送该参考空时编码信号和至少一个延迟空时编码信号。
11.权利要求10的系统，还包括远程站，该远程站包括一个接收机，用于接收来自多波束天线阵的参考空时编码信号和至少一个延迟空时编码信号；一个处理器，用于根据接收到的参考空时编码信号和接收到的至少一个延迟空时编码信号确定复信道状态信息；和一个发射机，用于将复信道状态信息发送到基站。
12.权利要求11的系统，其中处理器包括一个处理器模块，用于将复信道状态信息分割成多个信道状态信息片段；和发射机包括电路系统，用于按信道状态信息片段的序列来发送复信道状态信息。
全文摘要
本发明提供一种方法，包括如下步骤从与第一个站关联的多波束天线阵所形成的多个波束中选择至少两个波束，以便发送空时编码器所产生的相应的至少两个空时编码信号；确定与每个相应波束中接收到的至少两个空时编码信号中的每一个相关的时延；和将与各波束相应的时延置入可变延迟线中，各可变延迟线都连接在多波束天线阵与空时编码器之间。
文档编号H04B7/04GK1658529SQ20051005191
公开日2005年8月24日 申请日期2001年6月1日 优先权日2000年6月2日
发明者朱哈·里塔罗, 马可斯·卡兹 申请人:诺基亚公司