专利名称：通信系统中的时间同步方法和装置以及系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信技术领域，更具体地，涉及通信系统中的时间同步方法和装置以及系统。
背景技术：
当前，全球数字移动通信系统(GSM)和码分多址移动通信系统(CDMA)在全世界范围内都得到了非常广泛的应用，而宽带码分多址移动通信系统(WCDMA)和宽带码分多址移动通信系统2000(CDMA2000)等移动通信系统在一定范围内也获得了一定程度的应用。
目前，随着移动通信系统的发展，已经为用户提供了能够支持各种新型业务的个人移动通信终端。因为这些业务需要传输大量的数据，所以移动通信系统要求更高的比特传输速率。在常规的单载波系统中，如果使用更高的比特传输速率，会因为符号间干扰(ISI)和无线信道的深度频率选择性衰落而给信号的有效接收带来困难。正交频分复用(OFDM)技术具有对抗符号间干扰(ISI)的能力，同时可以提供很高的频谱效率，因此被视为下一代无线移动通信系统最有可能采用的传输技术之一。OFDM技术已经在数字用户环路、数字音频/视频广播、无线局域网和无线城域网等诸多领域得到了广泛应用同步技术是通信系统中的关键技术之一，而时间同步技术又是通信系统同步技术中很重要的一种。在OFDM系统中，时间同步的基本原理主要是基于报头(Preamble)中两个相同部分的相关性。
在OFDM系统中，目前有一种粗时间同步的方法。在这种粗时间同步方法中，采用前后半段完全相同且长度为2N的时间同步符号，并且根据前后两部分的相关性来进行时间同步。
图1为现有技术中粗时间同步的时间同步符号的结构示意图。如图1所示，时间同步符号包括两个子同步导频序列H1和H2，并且H1和H2的时域波形完全相同。对于粗时间同步过程，发送端采用图1所示由两个相同的子同步导频序列H1和H2组成的子同步导频序列；在接收端，先后接收到H1和H2这两个子同步导频序列，然后根据这两个子同步导频序列的相关性来进行时间同步。现有技术中粗时间同步的处理过程可参见图2所示的示意图。
在这种粗时间同步方法中，由于采用的是两个相同部分的延迟相关处理，而延迟相关处理的缺陷是时间同步的相关峰值并不明显，很难找准最高峰，因此导致时间同步精度差，时间同步的误差较大。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的是提出一种通信系统中的时间同步方法，以减少时间同步的误差。
本发明的另一目的是提出一种通信系统中的时间同步装置，以减少时间同步的误差。
本发明的另一目的是提出一种通信系统中的时间同步系统，以减少时间同步的误差。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的一种通信系统中的时间同步方法，该方法包括A、对接收信号序列进行初始时间位置调整，并对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；B、对经过所述载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据所述精确时间同步位置对所述经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间位置调整。
步骤A所述对接收信号序列进行初始时间位置调整包括
A11、对所述接收信号序列进行采样和时间延迟，以得到延迟输出的信号序列；A12、对所述延迟输出的信号序列和接收信号序列先后进行乘法运算和累积求和运算，并进行相关峰值检测，以得到粗时间同步位置，并根据所述粗时间同步位置对所述接收信号序列进行初始时间位置调整。
步骤A所述对接收信号序列进行载波频率补偿包括A21、对接收信号序列中的同步导频序列所包括的子同步导频序列进行时域补零，并对补零后的子同步导频序列执行傅立叶变换，以得到子同步导频序列的频域各采样；A22、在所述子同步导频序列的频域各采样的频谱上，计算子载波信号的功率谱幅度之和的序列，以得到测度序列，其中所计算的子载波信号的间隔与导频序列之间的间隔相对应；A23、根据所述测度序列进行载波频率偏移估计，并根据所述载波频率偏移估计对接收信号序列进行载波频率补偿。
所述执行傅立叶变换为执行快速傅立叶变换(FFT)或者离散傅立叶变换(DFT)。
步骤B所述对接收信号序列进行载波频率偏移估计为基于单频导频序列，对所述接收信号序列进行载波频率偏移估计。
所述接收信号序列中的同步导频序列包括两个或两个以上的子同步导频序列，子同步导频序列包括窄带成分和宽带成分，窄带成分对应的离散谱线的幅值高于宽带成分对应的离散谱线的幅值；步骤B所述进行精确时间同步估计以得到精确时间同步位置包括B11、接收端本地产生具有子同步导频序列宽带成分离散谱线特征的序列；B12、从接收的同步导频序列中根据时间先后依次选择出一段序列和接收端本地产生的序列进行相关运算；B13、对相关峰值进行检测，确定出精确时间同步位置。
所述本地产生的序列除了在单频导频所对应的子频带上不传输数据外，在其他子频带上具有与子同步导频序列相似的频谱特征。
所述各个子同步导频序列长度相同，且，对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。
所述各个子同步导频序列完全相同。
子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。
子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。
子同步导频序列窄带成分所表现出的谱线为单频导频谱线。
子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括所述谱线为幅值平坦的离散谱线。
子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括所述谱线为等幅值。
子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括所述谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。
所述的通信系统为OFDM通信系统。
所述通信系统为OFDM通信系统，步骤B所述对接收信号序列进行载波频率偏移估计为采用三个OFDM符号对所述接收信号序列进行载波频率偏移估计，其中所述三个OFDM符号包括两个相同的短0FDM符号以及一个长的OFDM符号；并且步骤B所述进行载波频率补偿包括补偿载波频率偏移的分数部分和补偿载波频率偏移的整数部分。
一种通信系统中的时间同步装置，该装置包括初始时间位置调整及载波频率补偿单元，用于对接收信号序列进行初始时间位置调整，并对经过所述初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；精确时间同步及时延调整单元，用于对经过所述载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据所述精确时间同步位置对所述经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间位置调整；其中所述初始时间位置调整及载波频率补偿单元与精确时间同步及时延调整单元连接。
所述精确时间同步及时延调整单元包括本地序列单元，用于提供与子同步导频序列具有时域相关特性的本地序列；滑动相关运算单元，用于将经过粗时间同步和频率补偿后的接收信号序列与所述本地序列进行滑动相关运算；峰值检测单元，用于对所述滑动相关运算的结果进行峰值检测，并确定精确时间同步位置；时延调整单元，用于根据所述精确时间同步位置对接收信号序列进行精确时间位置调整；其中本地序列单元与滑动相关运算单元连接，滑动相关运算单元与峰值检测单元连接，所述峰值检测单元与时延调整单元连接。
所述初始时间位置调整及载波频率补偿单元包括时间延迟单元，用于对所述接收信号序列进行采样和时间延迟，以得到延迟输出的信号序列；乘法器；对所述延迟输出的信号序列和接收信号序列进行乘法运算；累积求和器；对所述乘法运算结果进行累积求和运算；峰值检测单元，用于对所述累积求和运算结果进行相关峰值检测，以得到所述粗时间同步位置；时延调整单元，用于根据所述粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整；载波频率补偿单元，用于对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；
其中时间延迟单元与乘法器连接，乘法器与累积求和器连接，累积求和器与峰值检测单元连接，峰值检测单元与时延调整单元连接，时延调整单元与载波频率补偿单元连接。
所述由本地序列单元提供的本地系列，在除了在单频导频所对应的子频带上不传输数据外，在其他子频带上具有与子同步导频序列相似的频谱特征。
所述的通信系统为正交频分复用OFDM通信系统。
一种通信系统中的时间同步系统，该系统包括如上任一项所述的时间同步装置。
从以上技术方案可以看出，在本发明中，首先对接收信号序列进行粗时间同步估计以得到粗时间同步位置，并根据粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整；然后，对经过所述初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计，并且根据载波频率偏移估计对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；最后，根据粗时间同步位置，对经过所述载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据精确时间同步位置对经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间位置调整。由此可见，在本发明中，首先采用延迟相关技术获得初始时间同步位置，然后再对频率补偿后的接收信号序列进行精确时间同步，从而可以显著地减少时间同步的误差，并且显著地提高时间同步的精度。
图1为现有技术的OFDM系统中粗时间同步的时间同步符号的结构示意图。
图2为现有技术的OFDM系统中粗时间同步处理的示意图。
图3为根据本发明的OFDM系统中示范性时间同步方法的流程示意图。
图4为根据本发明的OFDM系统中示范性同步导频符号结构示意图。
图5为根据本发明的OFDM系统中示范性子同步导频序列的频谱幅度示意图。
图6为根据本发明的OFDM系统中示范性子同步导频序列的频谱幅度示意图。
图7为根据本发明的OFDM系统中示范性子同步导频序列的频谱幅度示意图。
图8为根据本发明的OFDM系统中示范性子同步导频序列的频谱幅度示意9为与图5相对应的本地序列频谱幅度示意图。
图10为与图6相对应的本地序列频谱幅度示意图。
图11为与图7相对应的本地序列频谱幅度示意图。
图12为与图8相对应的本地序列频谱幅度示意图。
图13为根据本发明的OFDM系统中示范性时间同步方法装置的结构示意图。
图14为根据本发明的OFDM系统中示范性精确时间同步估计单元的结构示意图。
图15为根据本发明一实施例的子同步导频序列的频谱幅度示意图。
图16为根据本发明一实施例的粗时间同步中延迟相关的输出幅度示意图。
图17为根据本发明一实施例的精确时间同步中延迟相关的输出幅度示意图。
具体实施例方式
为使本发明的目的、技术方案和优点表达得更加清楚明白，下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。
本发明的主要思想是首先对接收信号序列进行粗时间同步估计以得到粗时间同步位置，并根据粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整；然后对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计，并且根据载波频率偏移估计对经过初始时间位置调整的接收信号序列再进行载波频率补偿；最后，根据粗时间同步位置，对经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据精确时间同步位置对接收信号序列进行精确时间位置调整，从而减少时间同步的误差。
本发明所采用的同步导频序列，优选由两个或两个以上的子同步导频序列组成，每一个子同步导频序列包含两部分，其中，一部分是若干个窄带成分，窄带成分所表现出的谱线为离散频谱上具有较高幅值的若干根连续谱线；一部分是若干个宽带成分，宽带成分所表现出的谱线为离散频谱上具有较低幅值的若干根连续谱线。所述各个子同步导频序列完全相同。并且，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔可以大于信道的相干带宽，窄带成分的中心频率之间的频率间隔还可以是不等间隔的，较佳的，窄带成分包括的若干个具有较高幅值的离散谱线为1根谱线。而宽带成分所表现出的谱线可以为幅值平坦或等幅值的离散谱线，进一步的宽带成分的谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。
不难理解，同步导频序列由两个子同步导频序列组成是较佳实施例，也可以由多个子同步导频序列组成。另外，若采用的子同步导频序列不相同，还可以是以下的特征长度相同，并且，对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。
图3为根据本发明的OFDM系统中示范性时间同步方法流程示意图。如图3所示，包括以下步骤步骤301对接收信号序列进行粗时间同步估计以得到粗时间同步位置，并根据粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整；在发送端，预先在发送信号序列中插入子同步导频序列。在这里，发送端优选提供了一种子同步导频序列，其特点是，该子同步导频序列由两个完全相同的子子同步导频序列H1和H2组成，子子同步导频序列由两部分叠加而成一部分是若干个具有较高功率频谱密度的窄带成分，其他是具有较低功率频谱密度的宽带成分；并且，窄带成分对应的频谱的两侧的若干个谱线设置为0，相邻窄带成分对应的频谱之间的频域间隔大于信道的相干带宽，且可以是不等间隔的。窄带成分的特征是，表现为子同步序列的离散频谱上连续的若干根谱线或单频导频。宽带成分的特征是，整个导频序列的离散频谱去除窄带成分及窄带成分两侧的0值谱线后，表现为一个等幅值的复随机序列，或复m序列。
不难理解，子同步导频序列由两个子子同步导频序列组成是较佳实施例，也可以由多个子子同步导频序列组成。另外，若采用的子子同步导频序列不相同，还可以是以下的特征长度相同，并且，对于任意两个子子同步导频序列，若对其中一个子子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大图4为根据本发明的示范性同步导频符号结构示意图。如图4所示，同步导频符号由子同步导频序列H1和H2组成，其中H1和H2完全相同。
图5为根据本发明的示范性子同步导频序列的频谱幅度示意图。H1或H2优选都具有如图5所示的频谱幅度特征，即在频率平坦的序列上叠加高功率单频导频序列。为了避免对单频导频序列的频域干扰，还可以在单频导频序列之间及其邻近频域的子频带上不传输数据，比如，子同步导频序列H1或H2的频谱特征如图6所示。
为了方便说明，图5和图6中仅采用了3个单频同步导频信号，并且单频同步导频信号之间的频率间隔是4个子载波宽度。实际上，本发明对此并无限制。在本发明中，单频同步导频信号的数量、单频同步导频信号之间的频率间隔、单频同步导频信号附近不传输数据的子频带的数量、单频同步导频信号功率和单频子同步导频序列的功率之比，都可以根据实际需要而进行相应调整。而且，单频同步导频之间的频率间隔既可以是等间隔的，也可以是不等间隔的。
如果单频同步导频之间的频率间隔不是等间隔的，比如采用图7和图8所示的频谱，那么就可以克服由于信道衰落而造成的频率估计误差。
在这里，接收端在接收到发送端发送的发送信号序列(即接收端的接收信号序列)后，首先对接收信号序列进行粗时间同步估计以得到粗时间同步位置，并根据粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整。具体为在接收端，对接收信号序列进行采样和时间延迟，以得到延迟输出的信号序列，并对延迟输出的信号序列和接收信号序列进行乘法运算和累积求和运算，并进行相关峰值检测，以得到粗时间同步位置。
步骤302对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计，并且根据载波频率偏移估计对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；在这里，可以采用多种方式对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计。比如，可以采用由Schmidl和Cox提出的、采用两个相同的短OFDM符号H1和H2以及一个长OFDM符号H3来进行频率偏移估计的方式。在这种方式中，频率补偿分为两个阶段，即补偿频率偏移的分数部分和补偿频率偏移的整数部分(多个子载波带宽)。
可选地，还可以根据由Mandarini和Falaschi提出的基于单频导频进行频率偏移估计的方式。在这种方式中，由于载波频移会引起导频符号的频谱搬移，因此设计具有梳状频谱的导频符号，从而可以估计出频域偏移。这种方法最大可检测的频率偏移是梳状频点间隔的0.5倍。根据对峰值频率点附近两个频率点的分析，可以进一步提高频率偏移估计的性能。
可选地，还可以根据下面的算法进行频率偏移估计。在接收端接收到发送端发送的子同步导频序列后，首先对接收到的子同步导频序列进行时域补零，并对补零后的子同步导频序列执行傅立叶变换，以得到子同步导频序列的频域过采样，其中补零的个数和载波频率偏移的精度有关。此处优选对补零后的子同步导频序列执行快速傅立叶变换(FFT)或者离散傅立叶变换(DFT)，不过本发明对此并无限制，而是可以执行任何形式的傅立叶变换。
该算法具体为设接收到的子同步导频序列为x(n)，n＝1…N，其中N为导频序列的长度。
首先对子同步导频序列进行时域补零，得到y(n)=x(n)n=1...N0n=N+1,...,P*N]]>式(1)其中P是整数，子同步导频序列补零的个数(P-1)*N与频率偏移估计的精度有关。
然后对补零后的子同步导频序列进行傅立叶变换，此处以FFT为例进行说明。不过，本领域技术人员可以意识到，此时还可以执行其它形式的傅立叶变换，比如DFT等。在执行完FFT变换后，可以得到子同步导频序列的频域过采样，即Y(k)=Σn=1PNy(n)e-i*2π*k*nP*Nk=1...P*N]]>式(2)其中k为子同步导频序列的频域过采样点的序号。
然后在子同步导频序列频谱上，计算对应位置的子载波信号的功率谱幅度之和，即V(j)=Σm=0M-1|Y(j+Dm)|2,1≤j≤P*N-DM-1]]>式(3)V(j)即为测度序列，其中单频导频的数量是M，Dm是第m+1个单频导频和第1个单频导频之间的间隔并且设D0＝0，如图7所示。
根据测度序列V(j)可以估计出，ΔJ=arg·maxjV(j)-Jref]]>式(4)其中Jref是预先设定的参考的频谱位置。ΔJ为频率样点的偏移，即为测度序列V(j)中最大值的序号与Jref之差。
进一步，此时可以得出载波频率偏移Δfoffset=ΔJ*ΔfP]]>式(5)其中，Δf是OFDM子载波之间的间隔。由此可以看出，根据时域补零，即频域过采样，频率偏移估计的精度和频率过采样因子P有关，因此本发明可以精确估计出小于OFDM子载波间隔的频率偏移。并且在接收端，还可以进一步对多段子同步导频序列的功率谱幅度进行平均，以获得高的SBR，并克服信道衰落对频率偏移估计的影响。
以上过程中，为了提高频率偏移估计的速度，可以仅仅计算V(Jref-max offset)，...，V(Jref+max offset)。其中maxoffset与系统所能允许的最大载波频率偏移相对应，ref是没有频率偏移时测度序列的最大值所对应的位置。此时，对于测度序列{V(j)，＝ref-max offset，...，ref+max offset}，能够根据式(4)和式(5)可以计算出载波频率偏移。
显然，以上列出的各种频率偏移估计方式仅为示范性，而并非穷举性。对于本领域技术人员而言，各种频率偏移估计方法是明显的。
步骤303根据粗时间同步位置，对经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据精确时间同步位置对接收信号序列进行精确时间位置调整。
在这里，根据子同步导频序列频谱幅度平坦的特征，即除了单频导频及其邻近频域上不传输数据的子频带外子同步导频序列的频谱是平坦的，利用这个特征可以进行精确时间同步。
若在接收端本地产生一个对应的本地序列，它除了在单频导频所对应的子频带上不传输数据外，在其他子频带上具有与子同步导频序列相似的频谱特征，如图9、图10、图11和图12所示，因此可以推出本地序列与子同步导频序列会具有非常良好的时域相关特性，利用该特性可以在接收端进行精确的时间同步。其中图9为与图5相对应的本地序列频谱幅度示意图；图10为与图6相对应的本地序列频谱幅度示意图；图11为与图7相对应的本地序列频谱幅度示意图；图12为与图8相对应的本地序列频谱幅度示意图。
本地序列除了在单频导频所对应的子频带上不传输数据外，在其他子频带上具有与发送端子同步导频序列相似的频谱特征。具体地，就是除了单频导频所对应的子频带及其邻近频域上不用作数据传输的子频带外，或者仅仅除了单频导频所对应的子频带外，在其他子频带上的信号频谱幅度是平坦的。
在粗时间同步和载波频率偏移估计和补偿的基础上，接收端处理后的序列与本地序列进行滑动相关运算，得到，yt0(j)=Σn=0N-1s*(n)x(t0+j+n)j=-D,-D+1,...,D---(6)]]>其中粗时间同步和频率补偿后的接收序列是x(n)；本地产生的子同步导频序列是s(n)；粗时间同步所确定的时间位置是t0；N是本地序列的长度；滑动相关的范围是[-D，D]。
下一步，在相关序列中进行峰值检测，找出峰值所对应的位置，Jo=argmaxj=-D,...D|yt0(j)|---(7)]]>可以确定出精确时间同步的位置是tc＝t0+Jo(8)为了进一步提高时间同步的精度，可以采用时域过采样的方法，即对接收信号序列进行过采样，然后与本地过采样序列进行相关运算。对接收信号进行粗时间同步和载波频率偏移补偿以后，根据粗时间同步所提供的初始时间同步位置，从处理过的接收信号序列中选择出一段包括了同步导频符号的序列，该序列的长度和起始位置可以进行调整；并且对本地序列进行过采样，去和选择出的接收信号序列进行滑动相关运算，即从该接收序列中根据时间先后依次选择出一段序列去和本地序列进行相关运算，对相关峰值进行检测，进一步确定出时间同步的位置。
图13为根据本发明的示范性时间同步装置的结构示意图。如图13所示，该时间同步装置1300包括初始时间位置调整及载波频率补偿单元1301，用于对接收信号序列进行初始时间位置调整，并对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；精确时间同步及时延调整单元1302，用于对经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据精确时间同步位置对经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间位置调整；其中初始时间位置调整及载波频率补偿单元1301与精确时间同步及时延调整单元1302连接。
具体地，初始时间位置调整及载波频率补偿单元1301对接收信号序列进行粗时间同步估计以得到粗时间同步位置，并根据粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整；然后再对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率偏移估计，并且根据载波频率偏移估计对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿。精确时间同步及时延调整单元1302根据由初始时间位置调整及载波频率补偿单元1301所估计到的粗时间同步位置，对经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据精确时间同步位置对接收信号序列进行精确时间位置调整。
对于本领域技术人员而言，对接收信号序列进行粗时间同步估计的方式是明显的。根据本发明一实施例，图13中的初始时间位置调整及载波频率补偿单元优选包括时间延迟单元，用于对接收信号序列进行采样和时间延迟，以得到延迟输出的信号序列；乘法器；对延迟输出的信号序列和接收信号序列进行乘法运算；累积求和器；对乘法运算结果进行累积求和运算；峰值检测单元，用于对累积求和运算结果进行相关峰值检测，以得到粗时间同步位置；时延调整单元，用于根据粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整；载波频率补偿单元，用于对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；其中时间延迟单元与乘法器连接，乘法器与累积求和器连接，累积求和器与峰值检测单元连接，峰值检测单元与时延调整单元连接，时延调整单元与载波频率补偿单元连接。
图14为根据本发明的OFDM系统中示范性精确时间同步估计单元的结构示意图。如图14所示，精确时间同步估计单元包括本地序列单元1401，用于提供与子同步导频序列具有时域相关特性的本地序列；滑动相关运算单元1402，用于将经过粗时间同步和频率补偿后的接收信号序列与所述本地序列进行滑动相关运算；峰值检测单元1403，用于对所述滑动相关运算的结果进行峰值检测，并确定精确时间同步位置。其中所述由本地序列单元1401提供的本地系列，优选在除了在单频导频所对应的子频带上不传输数据外，在其他子频带上具有与子同步导频序列相似的频谱特征。
显然，以上描述的时间同步装置可以应用到各种时间同步系统中。
下面对根据本发明的一个具体实例进行说明。在该实施例中，子同步导频序列的频谱幅度如图15所示。在这里，子同步导频序列的长度是128，子同步导频序列采用了3个单频导频序列并且它们之间的频率间隔是4个子载波宽度，单频导频之间及其邻近的4个子载波上不传输数据，并且单频导频的功率是其他子频带上信号功率的10倍。单频导频所在的子频带是第60、64、68个子频带，子同步导频序列上不传输数据的子频带包括序列号是56～59，61～63，65～67，69～72的子频带。在本实施例中，发送端产生一个数值为+1或者-1并且长度lll的随机序列，该序列在第1到第55以及第73到第128个子频带上传输，并且功率幅度是1。在本实施例中，不考虑信道衰落和高斯热噪声的影响。接收端对接收信号进行延迟相关并输出相关信号幅度，如图16所示，其中参考的时间同步位置是130，可以看出延迟相关的峰值在横坐标130处并不明显。经过频率补偿后，精确时间同步的输出相关峰值如图17所示，从中可以看出滑动相关输出的峰值非常陡，可以准确地估计出精确时间同步的位置。在精确时间同步中，滑动相关的范围是[-4，4]。
以上过程中，虽然以OFDM系统作为实例具体阐述了本发明，但是本领域普通技术人员可以意识到，本发明的应用范围并不局限于OFDM系统，而是可以适用于其它的任意通信系统。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种通信系统中的时间同步方法，其特征在于，该方法包括A、对接收信号序列进行初始时间位置调整，并对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；B、对经过所述载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据所述精确时间同步位置对所述经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间位置调整。
2.根据权利要求1所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，步骤A所述对接收信号序列进行初始时间位置调整包括A11、对所述接收信号序列进行采样和时间延迟，以得到延迟输出的信号序列；A12、对所述延迟输出的信号序列和接收信号序列先后进行乘法运算和累积求和运算，并进行相关峰值检测，以得到粗时间同步位置，并根据所述粗时间同步位置对所述接收信号序列进行初始时间位置调整。
3.根据权利要求1所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，步骤A所述对接收信号序列进行载波频率补偿包括A21、对接收信号序列中的同步导频序列所包括的子同步导频序列进行时域补零，并对补零后的子同步导频序列执行傅立叶变换，以得到子同步导频序列的频域各采样；A22、在所述子同步导频序列的频域各采样的频谱上，计算子载波信号的功率谱幅度之和的序列，以得到测度序列，其中所计算的子载波信号的间隔与导频序列之间的间隔相对应；A23、根据所述测度序列进行载波频率偏移估计，并根据所述载波频率偏移估计对接收信号序列进行载波频率补偿。
4.根据权利要求3所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，所述执行傅立叶变换为执行快速傅立叶变换FFT或者离散傅立叶变换DFT。
5.根据权利要求1所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，步骤B所述对接收信号序列进行载波频率偏移估计为基于单频导频序列，对所述接收信号序列进行载波频率偏移估计。
6.根据权利要求1所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，所述接收信号序列中的同步导频序列包括两个或两个以上的子同步导频序列，子同步导频序列包括窄带成分和宽带成分，窄带成分对应的离散谱线的幅值高于宽带成分对应的离散谱线的幅值；步骤B所述进行精确时间同步估计以得到精确时间同步位置包括B11、接收端本地产生具有子同步导频序列宽带成分离散谱线特征的序列；B12、从接收的同步导频序列中根据时间先后依次选择出一段序列和接收端本地产生的序列进行相关运算；B13、对相关峰值进行检测，确定出精确时间同步位置。
7.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，所述本地产生的序列除了在单频导频所对应的子频带上不传输数据外，在其他子频带上具有与子同步导频序列相似的频谱特征。
8.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，所述各个子同步导频序列长度相同，且，对于任意两个子同步导频序列，若对其中一个子同步导频序列的各个元素进行取共轭，并和另外一个子同步导频序列的对应位置处的元素相乘，得到一个新的序列，并且所述新的序列中，若对任意连续个元素进行求和，当且仅当对这个新序列中所有的元素进行求和的时候得到的和值最大。
9.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，所述各个子同步导频序列完全相同。
10.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔大于信道的相干带宽。
11.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，子同步导频序列窄带成分的中心频率之间的频率间隔是不等间隔。
12.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，子同步导频序列窄带成分所表现出的谱线为单频导频谱线。
13.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括所述谱线为幅值平坦的离散谱线。
14.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括所述谱线为等幅值。
15.根据权利要求6所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，子同步导频序列宽带成分所表现出的谱线进一步包括所述谱线在窄带成分附近频域是0幅值离散谱线。
16.根据权利要求1-15中任一项所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，所述的通信系统为正交频分复用OFDM通信系统。
17.根据权利要求1所述的通信系统中的时间同步方法，其特征在于，所述通信系统为OFDM通信系统，步骤B所述对接收信号序列进行载波频率偏移估计为采用三个OFDM符号对所述接收信号序列进行载波频率偏移估计，其中所述三个OFDM符号包括两个相同的短OFDM符号以及一个长的OFDM符号；并且步骤B所述进行载波频率补偿包括补偿载波频率偏移的分数部分和补偿载波频率偏移的整数部分。
18.一种通信系统中的时间同步装置，其特征在于，该装置包括初始时间位置调整及载波频率补偿单元，用于对接收信号序列进行初始时间位置调整，并对经过所述初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；精确时间同步及时延调整单元，用于对经过所述载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据所述精确时间同步位置对所述经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间位置调整；其中所述初始时间位置调整及载波频率补偿单元与精确时间同步及时延调整单元连接。
19.根据权利要求18所述的通信系统中的时间同步装置，其特征在于，所述精确时间同步及时延调整单元包括本地序列单元，用于提供与子同步导频序列具有时域相关特性的本地序列；滑动相关运算单元，用于将经过粗时间同步和频率补偿后的接收信号序列与所述本地序列进行滑动相关运算；峰值检测单元，用于对所述滑动相关运算的结果进行峰值检测，并确定精确时间同步位置；时延调整单元，用于根据所述精确时间同步位置对接收信号序列进行精确时间位置调整；其中本地序列单元与滑动相关运算单元连接，滑动相关运算单元与峰值检测单元连接，所述峰值检测单元与时延调整单元连接。
20.根据权利要求19所述的通信系统中的时间同步装置，其特征在于，所述初始时间位置调整及载波频率补偿单元包括时间延迟单元，用于对所述接收信号序列进行采样和时间延迟，以得到延迟输出的信号序列；乘法器；对所述延迟输出的信号序列和接收信号序列进行乘法运算；累积求和器；对所述乘法运算结果进行累积求和运算；峰值检测单元，用于对所述累积求和运算结果进行相关峰值检测，以得到所述粗时间同步位置；时延调整单元，用于根据所述粗时间同步位置对接收信号序列进行初始时间位置调整；载波频率补偿单元，用于对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；其中时间延迟单元与乘法器连接，乘法器与累积求和器连接，累积求和器与峰值检测单元连接，峰值检测单元与时延调整单元连接，时延调整单元与载波频率补偿单元连接。
21.根据权利要求19所述的通信系统中的时间同步装置，其特征在于，所述由本地序列单元提供的本地系列，在除了在单频导频所对应的子频带上不传输数据外，在其他子频带上具有与子同步导频序列相似的频谱特征。
22.根据权利要求19-21中任一项所述的通信系统中的时间同步装置，其特征在于，所述的通信系统为正交频分复用OFDM通信系统。
23.一种通信系统中的时间同步系统，其特征在于，该系统包括如权利要求18-22中任一项所述的时间同步装置。
全文摘要
本发明公开了一种通信系统中的时间同步方法，包括对接收信号序列进行初始时间位置调整，并对经过初始时间位置调整的接收信号序列进行载波频率补偿；对所述载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间同步估计，以得到精确时间同步位置，并根据精确时间同步位置对经过载波频率补偿的接收信号序列进行精确时间位置调整。本发明还公开了一种通信系统中的时间同步装置以及系统。应用本发明后，可以显著地减少时间同步的误差。
文档编号H04L27/26GK1980207SQ20051012578
公开日2007年6月13日 申请日期2005年12月1日 优先权日2005年12月1日
发明者杨学志, 孙卫军, 杜高科 申请人:华为技术有限公司