专利名称：多符号ofdm同步的实现方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉通信技术领域，具体的涉及OFDM系统的同步方法及其装置。
背景技术：
OFDM(正交频分复用)是一种无线环境下的高速传输技术。无线信道的频率响应曲线大多是非平坦的，而OFDM技术的主要思想就是在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦的，具有频率选择性，但是每个子信道是相对平坦的，在每个子信道上进行的是窄带传输，信号带宽小于信道的相应带宽，因此就可以大大消除信号波形间的干扰。由于在OFDM系统中各个子信道的载波相互正交，它们的频谱是相互重叠的，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。
OFDM对于高速率无线及有线通信来讲有着许多的优点，因此它已经广泛应用于IEEE 802.11a/g无线局域网(WLAN)、数字音频广播(DAB)、数字视频广播(DVB)、高速率数字用户线(VDSL)等，它还会应用在IEEE 802.15无线个域网(WPAN)和IEEE 802.16无线城域网(WMAN)。此外，OFDM可以与码分多址(CDMA)、超宽带(UWB)以及多入多出(MIMO)技术相结合。总之，OFDM会在当今与未来的通信系统中扮演重要角色。
但是，OFDM有它的缺陷所在，主要体现在，OFDM系统对同步差错非常敏感，因此需要更加精确的同步。OFDM同步主要包含两个问题
一个问题是由于符号定时估计位置与实际位置不一致所造成的符号定时(ST)偏差，它所带来的相位偏移将会加重符号间干扰(ISI，或称码间干扰)。
另一个问题是载波频率偏移(CFO)，其主要原因是发射机与接收机的晶振频率不匹配、收发设备的本地载频之间的偏差、信道的多普勒频移等引起的。由于OFDM系统要求子载波之间正交，载波频偏会破坏子载波之间的正交性，因此它的存在不仅会降低子载波上的信号功率，而且会导致子载波间的干扰(ICI，或称信道间干扰)。
到目前为止，已经有了许多OFDM同步的方法，包括使用训练序列与使用循环前缀(CP)。训练序列的存在是为了便于信号检测、定时、载波同步和信道估计，系统在传输信号之前发送的一段已知序列，它一般具有循环结构。使用训练序列的同步方法，因为训练序列可随意设计而达到比使用循环前缀的方法好很多的性能。例如，训练序列可以由多个短PN序列块组成，也可以由短PN序列块与它们的反转结构组成，甚至可以在接收端保存一个训练序列的复本来做交叉相关。相对来讲，使用循环前缀的方法只利用每个OFDM符号前端的循环前缀来进行同步，这些循环前缀的形式是固定的，无法进行特殊的设计(比如反转)。并且当进行同步时，在循环前缀中传输的信息比特是未知的。因此，一般来说使用循环前缀的同步方法的性能没有使用训练序列的方法好，但是它不需要多余的训练序列而得到了更高的频谱利用率。
发表在《IEEE传输信号处理》1997年7月刊，卷45第7号，1800-1805页的《OFDM系统中的最大似然估计时间和频率偏移》，提出了一种使用循环前缀的传统的最大似然(ML)同步方法。近年来，它一直被认为是在AWGN(加性高斯白噪声)信道环境下利用单个OFDM符号进行同步的经典方法。在AWGN信道环境下，该方法的性能已经非常接近只使用单个符号的CRLB(克拉莫罗下限)下界，这就意味着基本上没有别的方法可以在相同的情况下获得更好的性能。发表在《IEEE传输通信》2000年11月刊，卷48第12号，2139-2149页的《OFDM系统的频率偏移估算中的基于周期的估计量的类》，指出了这种传统方法在推导中的一些不严谨的地方，但是改进的方法的性能并没有比原来有所提高，而且据分析这种改进的方法是无法真正实现的。
虽然在AWGN信道环境下，现有技术的方法在性能基本上达到了使用一个符号进行同步的最优结果，但是在其它条件下，这种传统的方法可能不是最好的。事实上，这种方法在多径衰落信道环境下的性能尚有待提高。近几年来，越来越多在多径衰落信道环境下进行OFDM同步的方法涌现出来。但是这些方法依然是存在缺陷的，主要体现在，ST的推导是不严谨的，虽然CFO不存在同样的问题。
由于系统在实际进行同步时，一次信息传输包含了许多OFDM符号，因此可以同时使用多个OFDM符号进行系统的同步。而且使用多个符号进行同步会让性能变的更好。因此，经过研究，提出一种使用多符号的OFDM同步方法，使得这个方法在包括AWGN信道和多径衰落信道中都具有出色的表现，是有可能实现的。
发明内容
(一)要解决的技术问题本发明的目的是要克服目前现有技术的不足，提出一种可以通用于AWGN信道和多径衰落信道、使用多个OFDM符号、而且性能同样能非常接近CRLB(克拉莫罗下限)下界的OFDM系统的同步方法，及其具体实现装置。
(二)技术方案本发明提出一种多符号OFDM同步的符号定时估计的方法，关键是对循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值、加权求和能量进行归一化运算估计，确定符号定时的偏差量。
上述的多符号OFDM同步的符号定时估计的方法，一种优选的方案是所采用的归一化运算估计，是最大似然估计，计算公式是 或最大相关估计，计算公式是 或最小均方差估计，计算公式是 其中， 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值， 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和能量。
本发明还提出一种多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，包括以下步骤(1)确定符号定时的偏差量；(2)采用包含多个OFDM符号及其多径分量的观察区域的尺寸；(3)获得频率偏移的似然函数；(4)取步骤(3)中似然函数的最大值，将该最大值所对应的频率偏移值作为频率偏移估计量。
上述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，一种优选的方案是步骤(1)可以采用对循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值、加权求和能量进行归一化运算估计，确定符号定时的偏差量，其中，所采用的归一化运算估计，是最大似然估计，计算公式是 或最大相关估计，计算公式是 或最小均方差估计，计算公式是 其中， 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值， 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和能量。
上述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，一种优选的方案是实际采用的符号个数为M个时，步骤(2)采用的观察区域的尺寸为MN+ML+Γ，其中，N为进行傅立叶变换或傅立叶逆变换的点数，L为循环前缀长度，Γ是信道延时量。
上述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，一种优选的方案是步骤(3)中采用对数似然函数，公式是Λ(ε)＝log fΓ(r|ε)，其中，fΓ(r|ε)是r的联合概率密度函数，r＝[r(0)，r(1)，…，r(MN+ML+Γ-1)]；计算公式是Λ(ϵ)=log∏m=0M-1(∏n=0L+Γ-1fΓ(r(n+mN+mL),r(n+N+mN+mL))fΓ(r(n+mN+mL))fΓ(r(n+N+mN+mL))]]>×∏n=0N+L+Γ-1fΓ(r(n+mN+mL))).]]>其中，r(n)的概率密度函数的计算公式是fΓ(r(n))=1π(σs2+σn2)exp(-|r(n)|2σs2+σn2),]]>r(n)与r(n+N)的二维概率密度函数是fΓ(r(n),r(n+N))=1π2(σs2+σn2)2[1-(γn-d0ρ)2]]]>×exp(-|r(n)|2+|r(n+N)|2-2Re[γn-d0ρr(n)r*(n+N)exp(j2πϵ)](σs2+σn2)[1-(γn-d0ρ)2])]]>其中，γk=Σi=0kE[|hl|2],0≤k<Γ1,Γ≤k<L-1,ρ=σs2/(σs2+σn2),Σl=k-(L-1)Γ-1E[|hl|2],L-1≤k≤L+Γ-1]]>hl是第(l+1)条径的规一化信道冲激响应，而且Σl=0Γ-1E[|hl|2]=1.]]>上述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，一种优选的方案是步骤(3)中采用对数似然函数，公式还可以是 其中，
c1=Σm=0M-1Σn=0L+Γ-1log(11-(γk-d0)2),c2=2/(σs2+σn2)>0.]]>上述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，载波频率偏移估计是 本发明还提出一种多符号OFDM同步装置，它包括编码调制模块、同步模块和解调解码模块，其关键在于同步模块包括相关子模块、能量子模块、加权求和子模块、归一化子模块以及对数据取相位、取最大值的子模块；其中，相关子模块和能量子模块分别完成对所输入的信号运行相关计算和能量计算的操作，所得结果分别输出到加权求和子模块进行加权求和运算；相关值的加权求和结果同时输出到取相位的子模块和归一化子模块，能量值的加权求和结果输出到归一化子模块；归一化子模块对所输入的数据进行归一化处理，所得结果输出到取最大值的子模块；取最大值的子模块对所输入的数据进行取最大值的运算，所得结果即为符号定时估计的结果；符号定时估计的结果输出到取相位的子模块，该子模块对相关值的加权求和结果以及符号定时估计的结果进行取相位的计算，所得结果即为载波频率偏移的估计结果。
上述的多符号OFDM同步装置，一种优选的方案是编码调制模块依次包括编码、调制、串/并转换、快速傅立叶逆变换、并/串转换、插入保护间隔、数模转换，射频发送、信道、射频接收、模数转换及估计信道相关参数等部分，其中，输入的信号输入依次通过上述部分运算后，所得结果输出到同步模块。
上述的多符号OFDM同步装置，一种优选的方案是解调解码模块依次包括移除保护间隔、串/并转换、快速傅立叶变换、并/串转换、解调、解码部分，其中，同步模块输出的数据中的符号定时估计值输入到移除保护间隔部分，同步模块输出的数据中载波频率偏移估计值输入到快速傅立叶变换部分。
上述的多符号OFDM同步装置，一种优选的方案是所述装置采用一片可编程器件构成。
(三)有益效果使用本发明的多符号OFDM同步的实现方法和装置，可以通用于AWGN信道和多径衰落信道，而且性能非常接近CRLB(克拉莫罗下限)，也就是说非常接近理论的极限值。
图1为对于CFO估计，采用现有技术和本发明的方法的效果对比图；图2为对于ST估计，采用现有技术和本发明的方法的效果对比图；图3为采用本发明的CFO估计和ST估计的效果与使用OFDM符号数目的关系图；图4为采用现有技术和采用本发明的方法的同步成功概率对比图；图5为实现本发明提出的同步方法的装置的运算关系图；图6为本发明提出的同步装置的模块图。
具体实施例方式
本发明提出的多符号OFDM同步的实现方法和装置，结合附图和实施例说明如下。以下实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由各项权利要求限定。
实施例一在本实施例中，采用Monte Carlo方法分别对CFO估计的性能进行了评价。对照的评价估计方面，采用对估计值与实际值的残差取平均得到MSE，来衡量同步方法的性能优劣。每一次Monte Carlo处理包含1000个符号，最终显示的数据是将100次独立的Monte Carlo处理结果取平均得到的。一些实施细节如下(1)OFDM系统的FFT/IFFT(快速傅立叶变换/快速傅立叶逆变换)点数为N＝64，CP(循环前缀)长度为L＝16，ODFM符号数为M＝4；(2)调制映射规则使用QPSK(四相移键控)；(3)信噪比(SNR)定义为SNR=10log(σs2/σn2);]]>(4)平均信道冲激响应假定为负指数分布，有E[|hl|2]=exp(-1/5)/Σl=0Γ-1exp(-l/5),(l=0,1,···,Γ-1),]]>其中Γ＝6，规一化CFO为ε＝0.2。
在进行处理前，必须先获得不同情况下的CRLB(克拉莫罗下限)，作为进行CFO估计结果的性能参照。
(1)AWGN信道中，单符号同步由于CFO(载波频率偏移)的ML(最大似然)估计的方差与对数似然函数有如下关系var(ϵ^)≥1-E[∂2Λ(ϵ)∂ϵ2]=CRLB,]]>所以，在AWGN信道环境下使用一个OFDM符号进行同步时，CRLB为CRLB1=1-ρ28π2Lρ2.]]>(2)多径衰落信道中，多符号同步在多径衰落信道环境下使用多个OFDM符号进行同步的CRLB是在忽略多径分量间相关性的前提下的，因此，CRLB=14π2c2Re{E[R(d0)]ej2π·ϵ},]]>由于在多径衰落信道中有E[r(n)r*(n+N)]=γn-d0σs2,]]>所以，CRLB为CRLB2=18π2MΣk=0L+Γ-1γk2ρ21-γk2ρ2.]]>(3)AWGN信道中，多符号同步CRLB3=1-ρ28π2MLρ2.]]>然后，进行CFO估计的步骤是首先，确定符号定时的偏差量。在本实施例中，采用最大似然估计的方法计算偏差量， 然后，获得频率偏移的对数似然函数Λ(ε)＝logfΓ(r|ε)，其中，采用包含4个OFDM符号及其多径分量的观察区域的尺寸，尺寸为MN+ML+Γ＝4×64+4×16+6＝326，所以 其中 c1=Σm=03Σn=021log(11-(γk-d0ρ)2),c2=2/(σs2+σn2)>0,]]>γk=Σl=0kE[|hl|2],0≤k<61,6≤k<15,ρ=σs2/(σs2+σn2),Σl=k-1515E[|hl|2],15≤k≤21]]>hl是第(l+1)条径的规一化信道冲激响应，而且Σl=05E[|hl|2]=1.]]>最后，取Λ(ε)的最大值，并将所对应的频率偏移估计量作为CFO的结果，因此CFO估计为 这个值作为本实施例中，多符号ODFM同步的载波频率偏移估计值。
结果见图1，其中横轴为信噪比(SNR)，纵轴是作为性能评价指数的均方误差(MSE)。其中给出了3条不同情况的CRLB下限，分别是在AWGN信道中使用单符号同步的情况、在多径衰落信道中使用多符号同步的情况、在AWGN信道中使用多符号同步的情况，还给出了4条同步结果曲线，其中包括在AWGN信道中使用现有技术的单符号同步、在AWGN信道中使用本发明的多符号同步、在多径衰落信道中使用现有技术同步、在多径衰落信道中采用本发明的多符号同步的结果。
从图1可以看出，在AWGN(加性高斯白噪声)信道方面，现有技术中使用单符号同步的结果已经非常接近CRLB1，也就是说，几乎没有其它技术能比现有技术更好了，但是这个技术在其它信道中的使用效果并不理想。而采用本实施例中的多符号同步，在AWGN信道中，同样能非常接近CRLB3，可见，在AWGN信道方面，也几乎没有其它技术能比本发明的技术获得更好的效果。
而在多径衰落信道方面，从图1可以看出，现有技术中使用多符号同步的结果并不理想，距离CRLB2比较大。而采用本实施例中的多符号同步的结果比现有技术有大幅度提高，MSE降低到1/10左右。其中，采用MSE作为技术效果评价指标属于本领域常用的做法。
可见，采用本发明的多符号OFDM同步的载波频率偏移(CFO)估计，能通用于AWGN信道和多径衰落信道；而且在效果方面，AWGN信道的效果非常逼近CRLB，也就是说，几乎不会有其它方法能超越本发明的效果；而在多径衰落信道方面，则比现有技术有非常大幅度的提高，其MSE仅为现有技术的1/10左右；另外，由于通信信号每传输一次都包含了大量符号，而本实施例中实际只使用了4个符号，并不会增加网络带宽的占用。
实施例二在本实施例中，采用Monte Carlo方法分别对本发明的3种ST估计的性能进行了评价。对照的评价估计方面，采用对估计值与实际值的残差取平均得到MSE，来衡量同步方法的性能优劣。每一次Monte Carlo处理包含1000个符号，最终显示的数据是将100次独立的Monte Carlo处理结果取平均得到的。实施细节同实施例1(1)OFDM系统的FFT/IFFT(快速傅立叶变换/快速傅立叶逆变换)点数为N＝64，CP(循环前缀)长度为L＝16，ODFM符号数为M＝4；(2)调制映射规则使用QPSK(四相移键控)；(3)信噪比(SNR)定义为SNR=10log(σs2/σn2);]]>(4)平均信道冲激响应假定为负指数分布，有E[|hl|2]=exp(-1/5)/Σl=0Γ-1exp(-l/5),(l=0,1,···,Γ-1),]]>其中Γ＝6，规一化CFO为ε＝0.2。
实际上，本发明提出的3种多符号同步的OFDM的ST估计，是非常类似的，其中的区别只在于归一化法则选取的不同。本实施例中将以采用最大相关(MC)的ST估计为例，说明本发明的效果。
本实施例中的ST估计的方法，其实施步骤是首先，计算循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值、加权求和能量进行归一化运算估计，确定符号定时的偏差量。其中，循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值为 循环前缀及自身拷贝出来的部分的加权求和能量为
然后，对相关值和能量进行归一化。本实施例中，采用MC的归一化法则，计算公式是 所得的结果就是ST的估计值。
图2给出了本实施例的实施结果，其中，横轴是信噪比(SNR)，纵轴是均方误差(MSE)。图中包括4种结果的曲线，分别是，现有技术的ST估计、本发明提出的采用ML法则的ST估计、本发明提出的采用MC法则的ST估计、本发明提出的采用MMSE法则的ST估计。可以看到，本发明提出的3种ST估计方法，虽然归一化法则的选择不同，但是得出的结果非常接近，都比现有技术的方法有了大幅度的提高。尤其在信噪比大于10的情况下，结果对比非常明显，采用本发明提出的ST估计方法，均方误差仅为比现有技术的1/100左右，性能明显获得大幅提高。
图3给出了采用本发明提出的多符号OFDM同步的CFO估计和ST估计，在多径衰落信道中，SNR＝20时，使用不同符号个数(M)进行同步，在效果上的差异。其中，横轴为符号个数(M)，纵轴为均方误差(MSE)，包括4条仿真结果曲线，分别是，本发明提出的CFO估计、本发明提出的采用ML法则的ST估计、本发明提出的采用MC法则的ST估计、本发明提出的采用MMSE法则的ST估计。可以看出，尽管增大M的取值可以使同步的性能更好——它表现在MSE越小，但是当M不小于4时，不同的取值在效果上的提高已经不太明显。考虑到对带宽资源的占用越少越好，因此，本实施例中选用了M＝4。
可见，采用本发明提出的多符号OFDM同步的符号定时(ST)估计方法，比起现有技术有了大幅度的提高，表现在其结果的均方误差只有现有技术的1/100左右。另外，由于通信信号每传输一次都包含了大量符号，而本实施例中实际只使用了4个符号，并不会增加网络带宽的占用。
实施例三由于本发明提出的多符号OFDM同步中的载波频率偏移(CFO)估计和符号定时(ST)估计，在实现步骤上比较一致，因此本实施例用于说明如何实现一个通用装置，以此应用包括本发明提出的CFO估计和ST估计的多符号OFDM同步方法。
参照图5和图6，本发明提出的实现装置关键包括同步模块，这个同步模块包括相关器、能量器、加权求和器、归一化器件以及对数据取相位、取最大值的器件。这个装置还包括编码调制模块和解调解码模块，整个装置采用TI DSP TMS 320C6416T-1000芯片及相应的C6000开发平台来实现，程序部分设计使用C6416DSK-T CCS(CodeComposer Studio)v3.0软件实现。
开始时，采用伪随机序列发生器产生数据流。当有数据流输入时，这些数据流先输入到编码调制模块，它依次包括编码器、调制器，以及串/并转换(S/P)、快速傅立叶逆变换(IFFT)、并/串转换(P/S)、插入保护间隔、数模转换(D/A)、射频发送(RF)、信道、射频接收(RF)、模数转换(A/D)及估计信道相关参数等部分，即通信信号数据经过OFDM发射机的一系列处理，再经过多径信道后获得的OFDM信号。所输入的数据流依次通过这些部分，依次完成编码调制、将串行信号转换为多路并行信号、进行快速傅立叶逆变换、再转换为串行信号、在信号之间插入保护间隔、转换为模拟信号、发送并通过多径信道然后在接收端被接收，再转换为数字信号，并估计信道相关参数，包括ρ，γ0，γ1，…，γL+Γ-1等。完成这些处理后，所得的OFDM信号发往同步模块，进行本发明的多符号OFDM同步过程。
此前，数据的编码与调制、串行-并行信号之间的相互转换、模拟-数字信号之间的相互转换、快速逆傅立叶变换、插入保护间隔、以及多径信道相关参数估计都采用现有技术，其中，数据的编解码采用波形编解码技术，编码前根据采样定理对模拟语音信号进行量化，然后进行幅度量化，再进行二进制编码。解码器作数/模变换后再由低通滤波器恢复出现原始的模拟语音波形，即完成脉冲编码调制(PCM)，也称为线性PCM。还可以通过非线性量化、前后样值的差分、自适应预测等方法实现数据压缩。波形编码的目标是让解码器恢复出的模拟信号在波形上尽量与编码前原始波形相一致，也即失真要最小。
数据经过编码之后开始进行OFDM调制，OFDM是一种无线环境下的高速传输技术，该技术的基本原理是将高速串行数据变换成多路相对低速的并行数据并对不同的副载波进行调制，这些副载波有相同的频率间隔，所有副载波的频率都是基本振荡频率的整数倍，且在频谱关系上彼此正交，使各子载波上的频谱相互重叠，同时提高频谱利用率；最后将所有分路已调波信号通过一个加法器相加起来，形成一路总合信号，即OFDM。
由以上原理分析可知，若要实现OFDM，需要利用一组正交的信号作为子载波。将要发送的串行二进制数据经过数据编码器形成了多个复数序列，此复数序列经过串并变换器(S/P)变换后得到多路并行码，用这多路并行码对相应数目的多个载波进行数字调相，使用的是差分四相相移键控(4-QPSK)实现频分复用。但在实际上要制造上千个不同振荡频率、同步工作的QPSK调制器是不可能的，因此实际做法是利用快速傅立叶逆变换(IFFT)，依靠芯片来构成简单的调制器，以快速傅立叶逆变换(IFFT)实现OFDM的调制器。
所以，输入的比特流经串/并转换(S/P)变成多路并行的分组，分组的取值和DAB(数字音频广播)工作模式有关，如果是模式1则M为1536。为了通过IFFT产生OFDM信号，并有效地利用FFT，要求载波的总数是2的整数幂，DAB中实施了一种过取样，IFFT可选择4096点，通过把不想要的载波置零的办法，以得到中心频率为2.048MHz的1536个载波，这些不想要的载波是虚的载波，是不含信息的。调制的载波和虚的载波数的总和确定FFT的长度，并由此确定取样频率。
由于是差分四相相移键控调制，每组是2比特，在信号的映射中，每组的2比特映射成相应星座图中的复数，以决定副载波的四种不同相位状态。因此，经过IFFT从副载波相位信息计算出OFDM基带信号的时间取样值后，IFFT子模块的输出是N个时域的样点，再经过并/串转换，再将长度为保护间隔的循环前缀(CP)加到N个样点前即插入保护间隔，形成循环扩展的OFDM信元，因此，实际发送的OFDM信元的长度为保护间隔与N的和，经过数/模转换后发射。
编码调制模块所输出的结果，将输入到同步模块，完成OFDM同步，这里所说的同步包括符号定时估计和载波频率偏移估计。
参照图6，同步模块包括相关子模块、能量子模块、加权求和子模块、归一化子模块以及对数据取相位、取最大值的子模块，对芯片而言，其输入值r(n)为双精度浮点型复数。这个输入数据是由伪随机序列发生器产生输入数据流，经过前述的编码调制模块，即OFDM发射机的一系列处理之后，再通过多径信道后获得的OFDM信号。首先，数据r(n)分两路输入相关子模块和能量子模块，分别计算循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和的相关值、以及能量值，即r(n)r*(n+N)，和|r(n)|2+|r(n+N)|22;]]>所得的结果分别输出到加权求和子模块，进行加权求和运算，这个子模块内的参数包括ρ，γ0，γ1，…，γL+Γ-1，这些参数均为双精度浮点型复数，是多径信道的参数。同步模块的输出端在这个子模块内完成运算后，所得结果分别是 和
其中，2个结果数据都输出到归一化子模块，另外相关值的加权求和结果同时输出到取相位的子模块。归一化子模块完成对数据的归一化处理，它包括3种归一化规则，分别是最大似然估计、最大相关估计、最小均方差估计，可以在使用时具体选择使用当中的一种归一化规则。归一化后的结果值输出到取最大值子模块，所得结果即为符号定时估计的结果，数据类型为无符号整型；另一方面，这个结果同时输出到取相位的子模块件，该子模块对载波频率偏移估计和加权求和子模块所输出的相关值取相位，所得的输出结果值就是载波频率偏移的结果，数据类型双精度浮点型实数。
在同步模块中，其中，取最大值子模块采用起泡排序算法，求取观察窗口中各个双精度浮点数的最大值。当该最大值恰在观察窗口的中心时，输出最大值所对应的样值位置标号，即为符号定时位置；取相位子模块的工作原理是，当上面的取最大值步骤完成时，该模块及时求取输入信号的相位并乘以-1/2π，获得载波频率偏移。
芯片中的程序段方面，本领域的技术人员在理解本发明的精神后，并熟悉TI DSP TMS 320C6416T-1000芯片的说明书、相应的C6000开发平台使用说明、以及C6416DSK-T CCS v3.0软件后，能容易的获得多种可行的编码代码，在此不作赘述。
同步模块的输出结果，即载波频率偏移估计和符号定时估计，作为本装置的信号解调解码模块的输入数据。解调解码模块依次包括移除保护间隔、串/并转换(S/P)、快速傅立叶变换(FFT)、并/串转换(P/S)、解调、解码子模块。其中，符号定时估计的结果输出到移除保护间隔子模块，然后经过串/并转换子模块转换成并行信号，然后输入到快速傅立叶变换子模块进行傅立叶变换；而载波频率偏移估计的接过数据则直接输入到快速傅立叶变换子模块。数据经过快速傅立叶变换后，所得结果输出到并/串转换子模块，转换后所得的串行信号经过解调、解码，作为输出数据流。
在此，接收端的数据的移除保护间隔、串行/并行信号之间的互相转换、快速傅立叶变换、解调、解码都采用现有技术，采用和前述的编码调制模块相对应的技术，同步后的信号相应的经过移除保护间隔、串/并转换、FFT、并/串转换完成解调，再经由解码然后输出语音信号。
本装置的编码调制、解调解码模块都属于现在技术部分，本领域的技术人员都知道如何使用可编程器件配合编程完成这些功能，更详细深入的现有技术材料可以参照吴伟陵，《移动通信原理》，电子工业出版社。
至此，整个实施过程结束，数据流经过编码调制模块、同步模块、解调解码模块的处理，完成了通信信号数据经由OFDM发射机一系列操作，再通过多径信道的传输，再进行同步处理，所得结果经过OFDM接收机的处理并输出的整个过程。其实施效果参照图4，其中灰色柱是采用本发明提出的方法和装置进行同步后的成功概率，黑色柱是现有技术的效果。可以看出，采用本发明提出的同步方法及其装置，可以很好的获得OFDM同步结果，该方法通用于AWGN信道和多径衰落信道；而且在效果方面比现有技术有非常大幅度的提高，并不占用额外的带宽，解决了OFDM同步技术在多径信道应用中的局限。
权利要求
1.一种多符号OFDM同步的符号定时估计的方法，其特征在于对循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值、加权求和能量进行归一化运算估计，确定符号定时的偏差量。
2.如权利要求1所述的多符号OFDM同步的符号定时估计的方法，其特征在于所采用的归一化运算估计，是最大似然估计，计算公式是 或最大相关估计， 计算公式是 或最小均方差估计，计算公式是 其中, 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值， 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和能量。
3.一种多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，其特征在于包括以下步骤(1)确定符号定时的偏差量；(2)采用包含多个OFDM符号及其多径分量的观察区域的尺寸；(3)获得频率偏移的似然函数；(4)取步骤(3)中似然函数的最大值，将该最大值所对应的频率偏移值作为频率偏移估计量。
4.如权利要求3所述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，其特征在于，步骤(1)可以采用对循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值、加权求和能量进行归一化运算估计，确定符号定时的偏差量，其中，所采用的归一化运算估计，是最大似然估计，计算公式是 或最大相关估计，计算公式是 或最小均方差估计，计算公式是 其中， 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值， 是循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和能量。
5.如权利要求3所述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，其特征在于，实际采用的符号个数为M个时，步骤(2)采用的观察区域的尺寸为MN+ML+Γ，其中，N为进行傅立叶变换或傅立叶逆变换的点数，L为循环前缀长度，Γ是信道延时量。
6.如权利要求3所述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，其特征在于，步骤(3)中采用对数似然函数，公式是Λ(ε)＝logfΓ(r|ε)，其中，fΓ(r|ε)是r的联合概率密度函数，r＝[r(0)，r(1)，…，r(MN+ML+Γ-1)]；计算公式是Λ(ϵ)=logΠm=0M-1(Πn=0L+Γ-1fΓ(r(n+mN+nL),r(n+N+mN+mL))fΓ(r(n+mN+mL))fΓ(r(n+N+mN+mL))]]>×Πn=0N+L+Γ-1fΓ(r(n+mN+mL))).]]>
7.如权利要求6所述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，其特征在于，r(n)的概率密度函数的计算公式是fΓ(r(n))=1π(σs2+σn2)exp(-|r(n)|2σs2+σn2),]]>r(n)与r(n+N)的二维概率密度函数是fΓ(r(n),r(n+N))=1π2(σs2+σn2)2[1-(γn-d0ρ)2]]]>×exp(-|r(n)|2+|r(n+N)|2-2Re[γn-d0ρr(n)r*(n+N)exp(j2πϵ)](σs2+σn2)[1-(γn-d0ρ)2])]]>其中，γk=Σl=0kE[|hl|2],0≤k<Γ1,Γ≤k<L-1Σl=k-(L-1)Γ-1E[|hl|2],L-1≤k≤L+Γ,]]>ρ=σs2/(σs2+σn2),]]>hl是第(l+1)条径的规一化信道冲激响应，而且Σl=0Γ-1E[|hl|2]=1.]]>
8.如权利要求3所述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，其特征在于，步骤(3)中采用对数似然函数，公式还可以是 其中， c1=Σm=0M-1Σn=0L+-1log(11-(γk-d0ρ)2),]]>c2=2/(σs2+σn2)>0.]]>
9.如权利要求7或8所述的多符号OFDM同步的频率偏移估计的方法，其特征在于，载波频率偏移估计是
10.一种多符号OFDM同步装置，包括编码调制模块、同步模块和解调解码模块，其中编码调制模块用于完成语音信号的编码调制过程，形成OFDM信号，解调解码模块将OFDM信号解调解码成语音信号，其特征在于同步模块包括相关子模块、能量子模块、加权求和子模块、归一化子模块以及对数据取相位、取最大值的子模块；其中，相关子模块和能量子模块分别完成对所输入的信号运行相关计算和能量计算的操作，所得结果分别输出到加权求和子模块进行加权求和运算；相关值的加权求和结果同时输出到取相位的子模块和归一化子模块，能量值的加权求和结果输出到归一化子模块；归一化子模块对所输入的数据进行归一化处理，所得结果输出到取最大值的子模块；取最大值的子模块对所输入的数据进行取最大值的运算，所得结果即为符号定时估计的结果；符号定时估计的结果输出到取相位的子模块，该子模块对相关值的加权求和结果以及符号定时估计的结果进行取相位的计算，所得结果即为载波频率偏移的估计结果。
11.如权利要求10所述的多符号OFDM同步装置，其特征在于编码调制模块依次包括编码、调制、串/并转换、快速傅立叶逆变换、并/串转换、插入保护间隔、数模转换，射频发送、信道、射频接收、模数转换及估计信道相关参数等部分，其中，输入的信号输入依次通过上述部分运算后，所得结果输出到同步模块。
12.如权利要求10所述的多符号OFDM同步装置，其特征在于解调解码模块依次包括移除保护间隔、串/并转换、快速傅立叶变换、并/串转换、解调、解码部分，其中，同步模块输出的数据中的符号定时估计值输入到移除保护间隔部分，同步模块输出的数据中载波频率偏移估计值输入到快速傅立叶变换部分。
13.如权利要求10所述的多符号OFDM同步装置，其特征在于所述装置采用一片可编程器件构成。
全文摘要
本发明涉及通信技术领域。本发明提出一种多符号OFDM同步的实现方法及装置，包括符号定时方法和频率偏移估计方法，关键在于对循环前缀以及自身拷贝出来的部分的加权求和相关值、加权求和能量进行归一化运算估计，得到结果。使用本发明的多符号OFDM同步的实现方法和装置，可以通用于AWGN信道和多径衰落信道，而且性能非常接近CRLB(克拉莫罗下限)，也就是说非常接近理论的极限值。
文档编号H04L27/26GK1809046SQ20061000753
公开日2006年7月26日 申请日期2006年2月14日 优先权日2006年2月14日
发明者郭更生, 王禄生 申请人:郭更生