专利名称：一种呼叫处理方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信技术，特别涉及扩频码分多址系统中为新到达呼叫指配信道化码的呼叫处理方法及装置。
背景技术：
通信系统中发射机的高频功率放大器的线性范围有限。为避免输入信号超出高频功率放大器线性工作范围而导致非线性失真和交调(cross-modulation)干扰，不得不根据输入信号的峰平功率比(peak-to-averagepower ratio，PAPR)进行“功率回退”(backoff)。PAPR大，则需要回退大，平均发射功率低，功率效率低。因此，寻找低PAPR信号的产生方法是通信业界努力的方向之一。
直接序列扩频码分多址(DS-CDMA)是第三代移动通信基本技术，也是未来无线通信、宽带无线接入的关键技术之一。DS-CDMA系统的下行链路中，多个用户的数据流分别用被指配的信道化码扩频，再相加，经基带滤波，送往基站的高频功率放大器。相加得到的序列不是恒定包络的，与基带滤波器冲激响应卷积后出现较大峰值，因而高频功率放大器的输入信号有较大PAPR。
A.G.Shanbhag和E.G.Tiedemann在论文“Peak-to-Average Reduction ViaOptimal Walsh Code Allocation in Third Generation CDMA Systems”(2000 IEEESixth International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications，Volume 2，Pages 56-564，6-8Sept.2000)中研究了用等长的Walsh码做信道化码的DS-CDMA系统下行链路的PAPR；给出了高频功率放大器的输入信号表达式和瞬时功率表达式；指出了信号的瞬时功率与信道增益、最大游程不小于8的组合码的个数有关；以未经证明的2个定理给出了Walsh码下标与组合码的最大游程的关系。这里，组合码指的是两个Walsh码相乘或模2加的结果，它也是一个Walsh码。该论文提出了一种能降低PAPR的信道化码指配算法将长度为64的所有的Walsh码按照下标模8分成8个分组(bin)，每次取一个码指配出去，轮流从各个分组中取，使得已指配出去的码(以下简称忙码)均匀地分散在各个分组中，或使得忙码信道增益之和均匀地分散在各个分组中。该算法收入了高通公司的国际专利(国际申请PCT/US1999/024705，1999.10.19。国际公布WO2000/024147英2000.4.27)“Method and apparatus for assigning Walsh codes”和中国发明专利(ZL99814606.4)“分配沃尔什码的方法和装置”(进入国家阶段日期2001年6月18日。授权公告日2004年12月1日，授权公告号CN1178415C)。该算法的实质是长度为64的所有64个的Walsh码按照下标模8分成8个分组之后，属于不同分组的两个信道化码组合得到的组合码的下标不会是8的倍数；如果轮流从各个分组中取码，不会造成大的PAPR。事实上，组合码的下标是4的倍数时，最大游程也可能是8，这是该算法的一个缺陷。该算法适用于使用64码片等长Walsh码的DS-CDMA系统，如第二代移动通信系统IS-95和第三代移动通信系统cdma2000 lx标准中兼容IS-95的部分(无线配置为RC1、RC2)。
V.K.N.Lau在三篇论文“On the analysis of peak-to-average ratio(PAPR)for IS95 and CDMA2000 systems”(IEEE Transactions on Vehicular Technology，Volume 49，Issue 6，November 2000 Pages2174-2188)、“Peak-to-average ratio(PAR)reduction by Walsh code selection for IS-95 and CDMA2000 systems”(IEEProceedings on Communications，Vol.147，No.6，Pages361-364，December 2000)和“Average of peak-to-average ratio(PAR)of IS95 and CDMA2000 systems-single carrier”(IEEE Communications Letters，Vol.5，No.4，Pages 160-162，April2001)中研究了用等长的Walsh码做信道化码的DS-CDMA系统下行链路的PAPR，分析对比了BPSK调制与QPSK调制、实扩频与复扩频、Walsh码的选择对信号的瞬时功率的影响，指出可以通过Walsh码的选择性指配(文中称为synthesis technique)来降低PAPR。但是，该论文没有总结出可执行的算法，只用计算机搜索给出了IS-95系统最小PAPR和最大PAPR的Walsh码集合实例。论文的局限性在于讨论只针对使用64码片等长Walsh码的DS-CDMA系统，如第二代移动通信系统IS-95和第三代移动通信系统cdma2000 lx标准中兼容IS-95的部分(无线配置为RC1、RC2)，Shanbhag和Lau的工作适用于使用64码片等长Walsh码的DS-CDMA系统，如第二代移动通信系统IS-95和第三代移动通信系统cdma2000 lx标准中兼容IS-95的部分(无线配置为RC1、RC2)。
第三代移动通信cdma2000 lx系统(含RC3及以上无线配置)、WCDMA系统等均采用正交可变扩频因子(OVSF)码作为信道化码，不同码长的多个OVSF码同时使用，来支持多用户、多速率传输。F.Adachi等人在论文“Tree-structured generation of orthogonal spreading codes with different lengths forthe forward link of DS-CDMA mobile radio，”(IEEE Electronics Letters，vol.33，no.1，pp.27-28，January 1997)中给出了OVSF码的递归扩展产生方法。用此递归扩展方法产生的OVSF码具有二叉树型结构，子码与父码之间有码长加倍规律，且不正交。OVSF码用作DS-CDMA系统的信道化码时，指配给新呼叫的码必须满足两个基本条件码长与新呼叫要求的速率相应，正交于已经指配出去的OVSF码(即没有父子关系)。
发明内容
本发明提供一种用于扩频码分多址系统中，为新到达呼叫指配信道化码的呼叫处理方法及装置，以解决现有技术中无法通过选择OVSF码来降低PAPR的问题。
一种呼叫处理方法，包括如下步骤A、产生码长与到达呼叫所需数据速率相应的可指配空闲正交可变扩频因子(OVSF)码；B、确定每一个可指配空闲OVSF码的影响系数，该影响系数为可指配空闲OVSF码与所有忙码分别相乘形成的一组组合码中，最大游程长度大于等于8的组合码个数；C、选择最小影响系数对应的一个可指配空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫。
所述步骤A中还包括判断可指配空闲OVSF码的数目是否为1，如果是则将该唯一的可指配空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫后结束；否则继续。
所述步骤A和步骤B之间还包括如下步骤判断所述码长是否小于16，如果是则直接选择一个可指配空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫后结束；否则继续。
步骤B中所述忙码的码长大于等于16。
所述步骤B中，当相乘的两个OVSF码WN1p和WN2q(16≤N1≤N2)满足下述条件之一时，WN1p和WN2q相乘形成组合码的最大游程长度大于等于8N1＝N2，下标差|p-q|是4，_min(p，q/4_是奇数，_min(p，q)/4_表示min(p，q/4向下取整运算；或N1＝N2，下标差|p-q|是4的大于1的正整数倍；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4，_min(p，r)/4_是奇数；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4的大于1的正整数倍。
如果不先判断码长16并且不限定忙码的码长大于等于16时，所述步骤B中，两个OVSF码WN1p和WN2q(N1≤N2)相乘形成组合码的最大游程长度大于等于8的判断方法包括如下步骤B-1、判断N1和N2是否都大于等于16，如果是则继续，否则该组合码的最大游程长度小于8；B-2、判断是否满足如下条件之一，如果是则该组合码的最大游程长度大于等于8；否则该组合码的最大游程长度小于8
N1＝N2，下标差|p-q|是4，_min(p，q)/4_是奇数，_min(p，q)/4_表示min(p，q)/4向下取整运算；或N1＝N2，下标差|p-q|是4的大于1的正整数倍；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4，_min(p，r)/4_是奇数；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4的大于1的正整数倍。
步骤A中所述的可指配空闲OVSF码与任意一个忙码正交。
一种呼叫处理装置，包括呼叫接入模块，所述处理装置还包括码生成模块，连接所述呼叫接入模块，用于解析到达呼叫所需的数据速率并产生码长与该数据速率相应的可指配空闲OVSF码；码分析模块，连接所述码生成模块，用于确定每一个空闲OVSF码的影响系数，该影响系数为空闲OVSF码与所有忙码分别相乘形成的一组组合码中，最大游程长度大于等于8的组合码个数；码指配模块，连接码分析模块，用于选择最小影响系数对应的一个空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫。
所述码生成模块进一步包括码长计算子模块，用于解析所需数据速率并计算支持该数据速率的码长；忙码存储子模块，用于存储当前已经被指配的所有忙码；码产生子模块，分别连接码长计算子模块和忙码存储子模块，用于产生码支持该数据速率并与任意一个忙码正交的可指配空闲OVSF码。
所述码分析模块还包括码长判断子模块和影响系数确定子模块，所述码长判断子模块连接码长计算子模块和码产生子模块，用于判断空闲OVSF码长是否小于16，如果是则将接收的可指配空闲OVSF码直接输出给码指配模块，否则输出给影响系数确定子模块，影响系数确定子模块分别确定每一个可指配空闲OVSF码的影响系数后，再将可指配空闲OVSF码和对应的影响系数输出给码指配模块。
所述码分析模块中还包括码数量判断子模块，连接在码长判断子模块和影响系数确定子模块之间；用于判断可指配空闲OVSF码的数量是否为1，如果是则将接收的可指配空闲OVSF码直接输出给码指配模块，否则输出给影响系数确定子模块；或者码数量判断子模块连接在码产生子模块和码长判断子模块之间，当可指配空闲OVSF码的数量大于1时，将接收的可指配空闲OVSF码输出给码长判断子模块。
本发明的有益效果如下使用本发明提供的呼叫处理方法和装置，在选择可指配的空闲OVSF码作为新到达呼叫的信道化码时，参考一个OVSF码使用后对PAPR影响程度，从中选出影响程度最小的可指配的空闲OVSF码并指配为新到达呼叫的信道化码，在扩频码分多址系统中，实现了通过选择OVSF码来降低发射机高频功率放大器输入信号PAPR的目的。
图1是本发明涉及的OVSF码树示意图；图2是使用OVSF码作为信道化码的一种直接序列扩频码分多址通信系统中前向链路发射信号的产生方框图；图3、图4是本发明实施例一所述基于影响系数指配OVSF码的呼叫处理方法流程图；图5、图6是本发明实施例二所述基于影响系数指配OVSF码的呼叫处理方法流程图；图7、图8、图9、图10为本发明实施例三所述的呼叫处理装置的结构示意图；图11是OVSF码构成的组合码最大游程长度不同时发射信号的PAPR曲线图；图12是最大游程长度大于等于8的组合码个数不同时发射信号的PAPR曲线图；图13是采用本发明提出的OVSF码指配方法与采用现有的极左码指配方法时的信号PAPR曲线图。
具体实施例方式
OVSF码树具有二叉树型结构，如图1所示，图1是将OVSF码按层自左至右排列的码树示意图，层号k＝0，1，2，...K。码树第k层上共有2k个码，码长为N＝2k。用符号WNi表示码长为N、下标是i(i∈
)的一个OVSF码，下标的编排按一种标准的顺序。表示OVSF码的另一种符号是二维矢量(x，y)，例如(k，m)表示位于码树第k层、下标为m的一个OVSF码。
OVSF码产生具有递归扩展规律，由递归扩展规律联系在一起的两个码具有父子关系，这样的两个码是不正交的。从码(k，m)到码树根码(0，0)路径上所有的码都是码(k，m)的父码，因此(k，m)的父码集合SA(k，m)可表示为公式1SA(k,m)={(p,q)|0≤p≤k-1,q=(m)mod(2p)},k≥1,m∈
---(1)]]>由码(k，m)经递归扩展得到的子码集合SD(k，m)可表示为公式2SD(k,m)={(p,q)|k+1≤p≤K,q=m+g×2k},---(2)]]>k≤K-1,m∈
,g∈
]]>明显地，位于OVSF码树同一层的所有码是相互正交的；OVSF码树上任何两个不同层的码，只要彼此没有父子关系，也是相互正交的。
OVSF码的码片(chip)数值为+1或-1，两个同层码Wi和Wj的组合码为对应码片相乘所得，该组合码也是位于这一层的一个码，也即，位于OVSF码树同一层的所有码在乘法运算下构成一个群。
分别位于不同层的码WN1p和WN2q进行组合时，WN1p和WN2q的长度分别为N1和N2，根据OVSF码的递归扩展规律，如果将N阶OVSF码分成2k等份(k∈[1，log2N])，则每一等份都是该码的一个父码或父码的补值。长度为N1和N2阶的(N1＜N2)两个正交OVSF码WN1p和WN2q构成的组合码长度是N1阶的，是WN1p与WN2q的N1阶父码(或父码补值)WN1r相乘得到的，可记为W<p，r>其中，根据公式1码WN2q位于N1阶的父码的下标r=(q)mod(2N1),]]>即q对2N1取模。
OVSF码的最大游程长度(maximum run-length)是该码中连续的“+1”或“-1”的最大个数，研究发现，OVSF码、OVSF码的组合码的最大游程长度数值与码的下标数值之间符合如下三条规律规律1、N阶且下标为0的OVSF码W0的最大游程长度为N；如果N阶OVSF码Wi的下标i是2t的1倍(t为整数，1≤2t＜N)，则该OVSF码的最大游程长度是2t；如果下标i是2t的其它奇数倍，则该OVSF码的最大游程长度是2t+1；规律2、对于组合码，如果i≠j，N阶组合码W<i，j>的游程最大值是N/2。如果|i-j|是2t的1倍，设i和j中较小值为i，当 为偶数时(_x_表示向下取整运算)，组合码W<i，j>的下标<i，j>就是2t，最大游程长度是2t；当 为奇数时，W<i，j>的下标<i，j>是2t的其它奇数倍，最大游程长度是2t+1。如果|i-j|是2t的其它奇数倍，则W<i，j>的下标<i，j>也是2t的其它奇数倍，最大游程长度是2t+1；规律3、如果要求组合码的最大游程长度大于等于8，构成组合码的两个码Wi和Wj的下标系数差|i-j|如果是4的1倍， 必为奇数；或者下标差|i-j|是4的其它整数倍。
上述3个规律说明，只有码长都大于等于16的两个OVSF码进行组合时，才能产生最大游程长度大于等于8的组合码。
图2是使用OVSF码作为信道化码的一种直接序列扩频码分多址通信系统前向链路发射信号的产生方框图，已用于cdma2000 lx系统前向链路中。图2中第i个信道的输入信号由信道增益{Gi}、数据符号{d(i)}和信道化码Wi构成，Wi同时也表示长度为Ni阶且下标为i的OVSF码；加法电路将若干信道的信号合并起来，进入乘法器与短PN序列相乘，{an+jbn}是短PN序列的第n个码片；进入脉冲成形滤波器，与脉冲成型滤波器的冲击响应h(t)做卷积；成型滤波后的基带信号I(t)+jQ(t)被调制到射频，ωc是载波角频率；射频信号送入高频功率放大器PA。在一个最短的数据符号期间，前向链路的基带信号可以写为式(3)I(t)+jQ(t)=ΣiGi·(dI(i)an-dQ(i)bn)·Wi[n]·h(t-nTc)+jΣiGi·(dQ(i)an+dI(i)bn)·Wi[n]·h(t-nTc)---(3)]]>其中，0≤t≤Tc·min(Ni)，Tc是码片时间长度(chip duration)。
高频功率放大器的输入信号s(t)可以表示为式(4)s(t)=Re{[I(t)+jQ(t)]e-jωct}]]>=I(t)cos(ωct)+Q(t)sin(ωct)]]>s(t)的瞬时功率S2(t)可以表示为式(5)S2(t)＝I2(t)+Q2(t)＝∑1+∑2(5)(5)式中，∑1表示码片对齐(n1＝n2)的项，∑1如式(6)所示Σ1=Σi1,i2Gi1Gi2(dI(i1)an1-dQ(i1)bn1)(dI(i2)an1-dQ(i2)bn1)Wi1[n1]Wi2[n1]h2(t-n1Tc)---(6)]]>+Σi1,i2Σn1Gi1Gi2(dQ(i1)an1+dI(i1)bn1)(dQ(i2)an1+dI(i2)bn1)Wi1[n1]h2(t-n1Tc)]]>(6)式可化简为(7)式Σ1=Σi1,i22·Gi1Gi2(dI(i1)dI(i2)+dQ(i1)dQ(i2))Σn1W<i1,i2>[n1]h2(t-n1Tc)---(7)]]>由于考察信号的功率，需进行平方运算S2(t)＝I2(t)+Q2(t)＝∑1+∑2，乘积中出现二次项(两个码相乘)。每个码都是一个序列，相乘时有对齐(n1和n2相等)或没对齐(n1和n2不等)两种情况，都不能遗漏。
(7)式中，W<i1，i2>[n1]是码Wi1[n1]和码Wi2[n1]的对齐乘积，本身也是一个码，简称为组合码，若某时刻使用的信道数为M，则组合码个数为 由于定义区间是一个最短的数据符号周期。因此，(7)式中除最短的码之外所有的码已经用其父码替代，下标将是其父码的下标。
(5)式中的∑2表示n1≠n2的项，由于短PN序列的随机性，信道化码Wi1[n1]和Wi2[n2]对∑2没有直接的确定的影响。所以，只对(7)式进行深入分析、讨论。
由(7)式可见，信号瞬时功率的幅度由以下2个因素决定1、W<i1，i2>的最大游程长度S2(t)的大小不依赖某一个信道化码，而是与组合码中相同且连续的码片最大个数，即最大游程长度有关。第二代、第三代移动通信系统中基带滤波器的冲击响应的长度通常为10多个码片时间长度，例如cdma2000系列标准中基带滤波器的冲击响应长48个采样周期，在12个码片时间长度(12TC)内非零。如果W<i1，i2>的最大游程长度是8个码片或以上，其最大游程长度和滤波器冲击响应长度相当，(7)式中滤波器冲击响应的平方与组合码卷积时可进行充分的叠加，会导致S2(t)有较大的幅值，进而得到较大的PAPR。
2、最大游程长度大于等于8的组合码W<i1，i2>的个数这里简称最大游程长度大于等于8的组合码为β码，给定组合码个数，若其中β码个数越多，S2(t)幅值越大。
根据前述的三条规律两个OVSF码WN1p和WN2q(N1≤N2)组合得到β码首先满足条件1、码长N1和N2都大于等于16；其次，还需满足如下任一条件条件2、N1＝N2，下标差|p-q|是4，_min(p，q)/4_是奇数；条件3、N1＝N2，下标差|p-q|＝4i，是4的整数倍，i＝2、3、4...；条件4、N1≤N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4，_min(p，r)/4_是奇数；条件5、N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|＝4i，是4的整数倍，i＝2、3、4...。
综上，当条件1和条件2、3、4、5中的任何一个同时满足时，两个OVSF码WN1p和WN2q(N1≤N2)的组合得到β码。
综合上述，为了使PAPR较低，本发明提供的低PAPR的信道化码指配方法的基本思路为系统在新呼叫到达时，选择满足如下条件的可指配空闲OVSF码作为该呼叫的信道化码1、该空闲OVSF的码长正好能支持新呼叫要求的数据速率；2、该空闲OVSF和已经使用的各个忙码正交；为满足这一条件，该空闲OVSF码不能是忙码，并且不能是任何一个忙码的父码或子码，每一个忙码的父码或子码可以根据公式(1)公式(2)确定。
3、相比其他空闲OVSF码，使用该空闲OVSF码新增的β码的数目最少；因这个码的使用而新增的β码的数目，就是这个码与已经使用的各个忙码分别组合而得到的β码的数目，为描述方便，本发明将因这个码的使用而新增加的β码的数目定义为影响系数，本发明提供的方法正是基于影响系数选择空闲OVSF码。
这里需要说明的是，影响系数h(f，m)也可以定义为空闲OVSF码被指配后的所有β码的个数，即假设该空闲OVSF码使用后，所有忙码进行两两组合后形成的组合码集合包含的β码个数，但由于现有忙码之间两两组合产生的β码的个数是确定的，将影响系数h(f，m)定义为新增β码个数可以减少数据处理量。
下面通过具体实施例并结合附图详细说明如何实施本发明所述技术构思实施例一如图3所示，本发明所述为新到达呼叫指配信道化码的一种呼叫处理方法包括如下步骤S101、首先根据到达呼叫要求的数据速率确定能够支持的OVSF码长N，该码长正好能支持新呼叫要求的数据速率，再根据码长确定对应的码树层号f；S102、产生可指配空闲OVSF码组成的候选码集合SC；SC＝{(f，m)|(f，m)是空闲码}，SC由所有第f层的可指配空闲OVSF码组成，该候选码集合SC的产生方法为排除第f层上已经被使用的OVSF忙码，再排除其他层上已经使用的OVSF忙码在第f层上的父码或子码后，第f层上剩余的OVSF码；S103、判断集合SC包含的空闲OVSF码的个数是否为1，如果是则执行步骤S109将该唯一的可指配空闲OVSF码指配给新到达的呼叫后结束；否则继续步骤S104；S104、分别计算候选码集合SC中，每一个可指配空闲OVSF码的影响系数h(f，m)；影响系数h(f，m)是指使用一个可指配空闲OVSF码后新增的β码的个数，即一个空闲OVSF码与所有忙码分别组合形成的组合码集合包含的β码个数。
S105、确定所有h(f，m)中的最小值hmin；如果所有影响系数h(f，m)的计算结果相等，则最小值hmin等于该计算结果。
S106、产生最小值hmin对应的可指配空闲OVSF码组成的集合SO，SO＝{(f，m)|h(f，m)＝hmin}；S107、从SO中选择一个可指配空闲码(f，m′)；如果集合SO仅包含一个可指配空闲OVSF码，则选择该可指配空闲OVSF码进行指配；如果集合SO包含一个以上可指配空闲OVSF码，则根据现有技术进行选择，具体选择方法为本领域技术人员熟知，这里不再赘述。
S108、将选中的可指配空闲OVSF码(f，m′)指配给新到达的呼叫；步骤S104中，计算其中一个可指配空闲码(k，m)的影响系数h(f，m)的流程如图4所示，具体包括如下步骤S1041、初始化码(k，m)的影响系数h(k，m)，即将h(k，m)置0；S1042、判断码(k，m)所在的层号是否大于等于4；若是，执行步骤S1043；否则执行步骤S10412，输出影响系数h(k，m)，当(k，m)所在的层号小于4时，该码(k，m)与任何忙码组合都不会产生β码，因此影响系数h(k，m)等于0；S1043、产生由层号大于等于4的忙码构成的集合S′B；
根据本发明所述方法，层号小于4的忙码和任何长度的OVSF码组合都不会产生β码，因此集合S′B由层号大于等于4的忙码构成。
S1042和S1043中根据两个OVSF码组合得到β码的条件1进行判断，如果条件1不满足，则不会组合出β码，影响系数h(k，m)等于0；如果满足条件1，则执行步骤S1044-S1049进一步判断是否满足其他任何一个条件。
S1044-S1049、如果集合S′B非空，从中选择一个码(t，n)，经判断码(k，m)和码(t，n)是否满足两个OVSF码组合得到β码的条件2、条件3、条件4和条件5中的一个条件；如果满足则执行步骤S10410；否则执行步骤S10411；S10410、将影响系数h(k，m)加1；S10411、更新码集合S′B，即从码集合S′B中除掉码(t，n)；然后返回1044，进入下一个循环周期，直到码集合S′B为空集；此时输出的影响系数就是码(k，m)的影响系数h(k，m)。
通过上述方法，选择影响系数最小的可指配空闲码指配给到达的呼叫，使直接序列扩频码分多址系统中发射机高频功率放大器的输入信号的峰平功率比最小。
实施例二如图5所示，本发明所述为新到达呼叫指配信道化码的另一种呼叫处理方法包括如下步骤S201、首先根据到达呼叫要求的数据速率确定能够支持的OVSF码长N，该码长正好能支持新呼叫要求的数据速率，再根据码长确定对应的码树层号f；S202、产生可指配空闲OVSF码的候选码集合SC；SC＝{(f，m)|(f，m)是空闲码}，SC由所有第f层的可指配空闲OVSF码组成，该候选码集合SC的产生方法为排除第f层上已经被使用的OVSF忙码，再排除其他层上已经使用的OVSF忙码在第f层上的父码或子码后，第f层上剩余的OVSF码；S203、判断集合SC包含的可指配空闲OVSF码的个数是否为1，如果是则执行步骤S211将该唯一的可指配空闲OVSF码指配给新到达的呼叫后结束；否则继续步骤S204；S204、判断层号f是否大于等于4，如果否则该码(k，m)与任何忙码组合都不会产生β码，集合SC中每一个可指配空闲OVSF码的影响系数h(f，m)为0，因此执行步骤S209和S210直接从集合SC选择一个可指配空闲OVSF码指配给新到达的呼叫，具体选择方法为本领域技术人员熟知，这里不再赘述；如果层号f大于等于4则执行步骤S205进一步选择；根据本发明所述方法，也可以先执行步骤S203，再执行步骤S204。
S205、分别计算候选码集合SC中，每一个可指配空闲OVSF码的影响系数h(f，m)；影响系数h(f，m)是指使用一个可指配空闲OVSF码后新增的β码的个数，即一个可指配空闲OVSF码与所有忙码分别组合形成的组合码集合包含的β码个数。
S206、确定所有h(f，m)中的最小值hmin；如果所有影响系数h(f，m)的计算结果相等，则最小值hmin等于该计算结果。
S207、产生最小值hmin对应的可指配空闲OVSF码组成的集合SO，SO＝{(f，m)|h(f，m)＝hmin}；S208、S210、从SO中选择一个可指配空闲码(f，m′)，并将选中的码(f，m′)指配给新到达的呼叫；如果集合SO仅包含一个可指配空闲OVSF码，则选择该可指配空闲OVSF码进行指配；如果集合SO包含一个以上可指配空闲OVSF码，则根据现有技术进行选择，具体选择方法为本领域技术人员熟知，这里不再赘述。
步骤S205中，计算其中一个可指配空闲码(k，m)的影响系数h(f，m)的流程如图6所示，具体包括如下步骤S2051、初始化码(k，m)的影响系数h(k，m)，即将h(k，m)置0；S2052、产生由层号大于等于4的忙码构成的集合S′B，并执行步骤S2053-S2059确定可指配空闲码(k，m)的影响系数h(f，m)；S2053-S2058、如果集合S′B非空，从中选择一个码(t，n)，判断码(k，m)和码(t，n)是否满足两个OVSF码组合得到β码的条件2、条件3、条件4和条件5中的任意一个条件；如果满足，执行步骤S2059；否则转至步骤S20510；S2059、将影响系数h(k，m)加1；S20510、更新码集合S′B，即从码集合S′B中除掉码(t，n)；然后返回步骤S2053，进入下一个循环周期，直到码集合S′B为空集；此时输出的影响系数就是码(k，m)的影响系数h(k，m)。
通过上述方法，选择影响系数最小的可指配空闲码指配给到达的呼叫，使直接序列扩频码分多址系统中发射机高频功率放大器的输入信号的峰平功率比最小。
实施例三、本发明提供的技术方案也可采用图7所示的装置实现，该装置基于本发明所述方法实现，包括呼叫接入模块，还包括码生成模块，连接所述呼叫接入模块，用于解析到达呼叫所需的数据速率并产生码长与该数据速率相应的可指配空闲OVSF码；码分析模块，连接所述码生成模块，用于确定每一个空闲OVSF码的影响系数，该影响系数为空闲OVSF码与所有忙码分别相乘形成的一组组合码中，最大游程长度大于等于8的组合码个数；码指配模块，连接码分析模块，用于选择最小影响系数对应的一个空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫。
如图8所示，所述码生成模块进一步包括码长计算子模块，用于解析所需数据速率并计算支持该数据速率的码长；忙码存储子模块，用于存储当前已经被指配的所有忙码；码产生子模块，分别连接码长计算子模块和忙码存储子模块，用于产生支持该数据速率并与任意一个忙码正交的可指配空闲OVSF码。
所述码分析模块还包括码长判断子模块和影响系数确定子模块，所述码长判断子模块连接码长计算子模块和码产生子模块，用于判断所述码长是否小于16，如果是则将接收的可指配空闲OVSF码直接输出给码指配模块，否则输出给影响系数确定子模块，影响系数确定子模块分别确定每一个可指配空闲OVSF码的影响系数后，再将可指配空闲OVSF码和对应的影响系数输出给码指配模块。
如图9所示，所述码分析模块中还包括码数量判断子模块，连接在码长判断子模块和影响系数确定子模块之间；用于判断可指配空闲OVSF码的数量是否为1，如果是则将接收的可指配空闲OVSF码直接输出给码指配模块，否则输出给影响系数确定子模块；或者如图10所示，码数量判断子模块连接在码产生子模块和码长判断子模块之间，当可指配空闲OVSF码的数量等于1时，直接将接收的可指配空闲OVSF码输出给码指配模块，否则将接收的可指配空闲OVSF码输出给码长判断子模块。
如图9、图10所示，码指配模块同时连接忙码存储子模块，存储本此呼叫处理中被指配的OVSF码信息。
本发明所述技术方案的有益效果可以通过如下仿真数据进行验证。
如图11所示，图11是OVSF码构成的组合码最大游程长度不同时，仿真得到的发射信号PAPR示意图，给出PAPR(单位dB)大于等于某一数值的累积概率曲线。所用的信道化码如表1所示，为方便比较，令各个信道化码具有相同的信道增益。由图11可见，Set1和Set2码集合中OVSF码构成的组合码最大游程长度均小于8，不满足构成β码的条件1，PAPR较小。Set3、Set4和Set5码集合中OVSF码构成的组合码最大游程长度均大于等于8，PAPR较大，且三根曲线几乎重合。这说明只要组合码的最大游程长度大于或等于8，对PAPR的影响相当。
表1包含两个OVSF码的码集合
表1
现在说明一下测试结果，在不进行控制时，感光鼓1的表面电位水平跟随图像输出测试的进行逐渐下降。当进行第二充电控制时，感光鼓1的表面电位水平大致稳定，保持在-450V附近，虽然它在几伏的范围内变动。在这种情况下，直到第1500次复印，才进行第二充电控制，因为通过进行第二充电控制改变施加到第二充电套管32上的电压，会使鼓电位水平产生大的改变，从而导致鼓的电位水平大量偏移-450V。相比之下，当进行第一充电控制时，鼓的表面电位水平大致保持稳定在-450V。
从对该实施例的上述说明可以明显看出，可以通过控制施加给第一充电套管31的充电偏压而精确控制设有多个基于磁刷的充电装置的成像设备的感光鼓1的表面电位水平。换句话说，可以通过控制施加给第一充电套管31的充电偏压进一步提高设有多个基于磁刷的充电装置的成像设备的输出图像的密度水平的稳定性和彩色复制稳定性。
在感光鼓1的表面电位水平由于受热、磁性粒子条件的改变和外界环境的改变等逐渐偏移的情况下，该实施例的控制方法有效地稳定了感光鼓1的表面电位水平。例如其在进行大量的连续复制时有效地稳定感光鼓1的表面电位水平。
权利要求
1.一种呼叫处理方法，其特征在于，包括如下步骤A、产生码长与到达呼叫所需数据速率相应的可指配空闲正交可变扩频因子(OVSF)码；B、确定每一个可指配空闲OVSF码的影响系数，该影响系数为可指配空闲OVSF码与所有忙码分别相乘形成的一组组合码中，最大游程长度大于等于8的组合码个数；C、选择最小影响系数对应的一个可指配空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤A中还包括判断可指配空闲OVSF码的数目是否为1，如果是则将该唯一的可指配空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫后结束；否则继续。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述步骤A和步骤B之间还包括如下步骤判断所述码长是否小于16，如果是则直接选择一个可指配空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫后结束；否则继续。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，步骤B中所述忙码的码长大于等于16。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤B中，当相乘的两个OVSF码WN1p和WN2q(16≤N1≤N2)满足下述条件之一时，WN1p和WN2q相乘形成的组合码的最大游程长度大于等于8N1＝N2，下标差|p-q|是4，_min(p，q)/4_是奇数，_min(p，q)/4_表示min(p，q)/4向下取整运算；或N1＝N2，下标差|p-q|是4的大于1的正整数倍；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4，_min(p，r)/4_是奇数；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4的大于1的正整数倍。
6.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述步骤B中，两个OVSF码WN1p和WN2q(N1≤N2)相乘形成组合码的最大游程长度大于等于8的判断方法包括如下步骤B-1、判断N1和N2是否都大于等于16，如果是则继续，否则该组合码的最大游程长度小于8；B-2、判断是否满足如下条件之一，如果是则该组合码的最大游程长度大于等于8；否则该组合码的最大游程长度小于8N1＝N2，下标差|p-q|是4，_min(p，q)/4_是奇数，_min(p，q)/4_表示min(p，q)/4向下取整运算；或N1＝N2，下标差|p-q|是4的大于1的正整数倍；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4，_min(p，r)/4_是奇数；或N1＜N2，WN1p与WN2q的长度为N1的父码WN1r组合，下标差|r-p|是4的大于1的正整数倍。
7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，步骤B中所述忙码的码长大于等于16。
8.如权利要求2所述的方法，其特征在于，步骤A中所述的可指配空闲OVSF码与任意一个忙码正交。
9.一种呼叫处理装置，包括呼叫接入模块，其特征在于，所述处理装置还包括码生成模块，连接所述呼叫接入模块，用于解析到达呼叫所需的数据速率并产生码长与该数据速率相应的可指配空闲OVSF码；码分析模块，连接所述码生成模块，用于确定每一个空闲OVSF码的影响系数，该影响系数为空闲OVSF码与所有忙码分别相乘形成的一组组合码中，最大游程长度大于等于8的组合码个数；码指配模块，连接码分析模块，用于选择最小影响系数对应的一个空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫。
10.如权利要求9所述的处理装置，其特征在于，所述码生成模块进一步包括码长计算子模块，用于解析所需数据速率并计算支持该数据速率的码长；忙码存储子模块，用于存储当前已经被指配的所有忙码；码产生子模块，分别连接码长计算子模块和忙码存储子模块，用于产生支持该数据速率并与任意一个忙码正交的可指配空闲OVSF码。
11.如权利要求10所述的处理装置，其特征在于，所述码分析模块还包括码长判断子模块和影响系数确定子模块，所述码长判断子模块连接码长计算子模块和码产生子模块，用于判断空闲OVSF码长是否小于16，如果是则将接收的可指配空闲OVSF码直接输出给码指配模块，否则输出给影响系数确定子模块，影响系数确定子模块分别确定每一个可指配空闲OVSF码的影响系数后，再将可指配空闲OVSF码和对应的影响系数输出给码指配模块。
12.如权利要求11所述的处理装置，其特征在于，所述码分析模块中还包括码数量判断子模块，连接在码长判断子模块和影响系数确定子模块之间；用于判断可指配空闲OVSF码的数量是否为1，如果是则将接收的可指配空闲OVSF码直接输出给码指配模块，否则输出给影响系数确定子模块；或者码数量判断子模块连接在码产生子模块和码长判断子模块之间，当可指配空闲OVSF码的数量大于1时，将接收的可指配空闲OVSF码输出给码长判断子模块。
全文摘要
本发明涉及通信技术，特别涉及扩频码分多址系统中为新到达呼叫指配信道化码的呼叫处理方法及装置，以解决现有技术中无法通过选择OVSF码来降低PAPR的问题。所述方法主要包括产生码长与到达呼叫所需数据速率相应的可指配空闲OVSF码；确定每一个可指配空闲OVSF码的影响系数，该影响系数为可指配空闲OVSF码与所有忙码分别相乘形成的一组组合码中，最大游程长度大于等于8的组合码个数；选择最小影响系数对应的一个可指配空闲OVSF码作为信道化码并指配给所述呼叫。所述装置主要包括码生成模块、码分析模块和码指配模块。使用本发明所述方法选择的可指配空闲OVSF码，与使用其他可指配的空闲OVSF码相比PAPR最低。
文档编号H04J13/02GK1859055SQ200610057800
公开日2006年11月8日 申请日期2006年3月1日 优先权日2006年3月1日
发明者沈慧, 刘中立, 黄爱苹 申请人:华为技术有限公司, 浙江大学