用于估计无线通信系统中的反向链路负载的方法和设备的制作方法

专利名称：用于估计无线通信系统中的反向链路负载的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明的方面涉及无线通信。更特定来说，本发明的方面涉及估计无线通信系统中 的反向链路负载。
技术背景如果最小可接受信号质量被指定，那么可计算可同时通过基站进行通信的用户的数 目的上界。此上界通常被称为系统的极点容量。将实际用户数目与极点容量的比率定义 为系统的负载。随着实际用户的数目接近极点容量，负载接近一。接近一的负载暗示系 统的潜在不稳定行为。不稳定的行为可导致在语音质量、高错误率、失败的越区切换以 及丢失的呼叫方面的性能降级。另外，随着负载接近一，基站的覆盖区域的大小縮减， 使得无负载覆盖区域的外边缘上的用户不再能够传输足够的功率以便以可接受的信号质 量与基站通信。出于这些原因，有利的是限制接入系统的用户的数目，使得负载不超过极点容量的 指定百分比。限制系统的负载的一种方式是一旦系统的负载已经达到预定等级，就拒绝 对系统的接入。举例来说，如果负载增加到高于极点容量的70%，那么有利的是拒绝对 额外连接发源的请求，且抑制接受现有连接的越区切换。为了将反向链路上的负载限制于指定等级，有必要测量反向链路负载。基站的反向 链路负载不仅仅是在基站的覆盖区域内操作的远程单元的数目的函数。反向链路负载还 是来自其它来源的干扰的函数。基站本身的前端噪声是显著的干扰来源。另外，在附近 基站的覆盖区域内在相同频率上操作的其它远程单元可能提供显著干扰。可测量反向链路负载的一种方式是通过将测得的信号平均到覆盖区域内的所有有效 连接的干扰操作点。此方法具有若干缺点。所述有效连接的信号干扰操作统计资料提供 了系统性能的指示。然而，它们不提供任何关于来自位于其它基站的覆盖区域中的远程 单元的干扰量的信息。另外，当远程单元在两个或两个以上基站之间软越区切换时，很 可能在任何一个基站处接收反向链路信号的实际信号干扰比显著低于由系统确定的信号 干扰比设置点，因此错误地指示极高的负载等级。出于这些原因，测量基站内所有有效 连接的平均信号干扰操作点并不提供对反向链路负载的精确测量。第二种且简单的确定反向链路负载的方式是仅对基站中的有效用户的数目进行计 数。然而，因为来自其它来源的干扰的等级显著影响负载，所以应清楚的是用户的数目 不一定是反向链路负载的良好指示。另外，软越区切换的作用极大地减小了有效用户的 数目与基站处的实际负载之间的相关性。第三种估计反向链路负载的方式是尝试基于正向链路负载的估计而导出反向链路负 载。然而，在典型系统中，正向和反向链路并不以相同频率操作。因此，来自邻近基站 的覆盖区域的干扰在正向链路上与在反向链路上可能不同。另外，衰落作用在正向链路 与反向链路之间是独立的。此外，负载是特定用户的数据速率的函数。因此，正向链路 性能并不完全与反向链路性能相关。如果使用这些不精确的估计反向链路负载的方法中的一种，那么系统无法精确地确 定连接阻断是否是必要的。如果不必要地阻断呼叫，那么就不必要地减小了系统的容量。 另一方面，如果允许负载接近极点容量，那么丢失大量有效连接的概率增加。出于此原 因，重要的是具有对反向链路负载的精确估计。安德鲁 j 维特比博士 (Dr. Andrew J. Viterbi)在他的书"CDMA:扩展频谱通信 原理(CDMA: Principles of Spread Spectrum Communication)"(阿狄森-卫斯理无线通《言 (Addison-Wesley Wireless Communications), 1995)中将反向链路负载定义为在基站接收 器处感知到的总接收功率的函数。根据以下公式，反向链路负载X直接与基站接收到的总功率有关<formula>formula see original document page 8</formula>其中P。是基站处接收到的实际功率；Pn是在没有外部负载的情况下接收到的功率(例如，由于基站的热噪声底限而导致的功率)；且X是依据实际负载与极点容量的比率的反向链路负载。 或等效地，用X来表达，等式l采取以下表达P —PPa举例来说，此公式表明在50%负载(X-0.5)的情况下，基站处接收到的总功率是在 无负载的情况下接收到的功率的两倍。给定等式1中所示的关系，可基于已知的无负载功率电平和在基站处接收到的总功 率的实际测量值来确定当前基站负载X。注意，应考虑到功率控制操作以之改变远程单 元的传输功率的时间常数，以适当的时间常数对实际功率测量值进行滤波。另外，如果 反向链路以导致来自远程单元的选通传输的可变数据速率操作，那么应对实际功率测量 值进行滤波以平均选通传输对瞬时功率测量值的影响。在典型系统中，相对功率测量值OVPj的动态范围不大。举例来说，随着负载X 从0增加到极点容量的90%, W。/尸J的比率从0增加到10分贝(dB)。通常，基站负 载X限于极点容量的大约60%-75%。随着X从0.6增加到0.75， OV尸J的比率从约4 dB 增加到约6 dB。因此，为了精确地限制反向链路的负载，应以小于1 dB的误差来测量 OV尸J的比率，以便避免高估或低估所述负载。虽然此方法看上去是直接的，但实际上难以实现一贯需要的相对功率测量值的精度。 举例来说，在操作环境下精确地测量基站的噪声底限(例如&)是困难的。另外，即使 曾经可做出对噪声底限的精确测量，噪声底限也对由于温度、老化和其它现象而导致的 增益和噪声系数变化敏感，且因此噪声底限功率电平作为时间的函数而改变。在没有精 确测量的方式的情况下，任何基于等式2的允许控制算法将可能在阻断不是必要的时阻 断连接，或允许导致潜在的不稳定系统行为的连接。除了无负载功率测量以外，还必须测量在基站处接收到的实际功率。使用功率计或 自动增益控制电路测量绝对功率电平在几dB的精度内是极为困难的。为了在绝对功率测 量中实现这种精度，测量设备的成本和大小变得具有禁止性。在另一经改进的用于确定小区负载的方法中，系统进入沉默周期。在沉默周期期间， 远程测试单元产生反向链路信号。基站对反向链路信号进行解调，并产生一系列针对远 程单元的闭合回路功率控制命令。远程单元通过调节其以之传输反向链路信号的电平来响应功率控制命令。随着系统操作点响应于新的操作条件而改变，所述系列的命令经累 积以确定对应于沉默周期的传输增益调节值TGA(O)。 一旦正常系统操作重新开始，基站 就对来自远程测试单元的反向链路信号进行解调，并产生一系列针对远程单元的功率控 制命令。随着系统操作点响应于正常操作条件而再次改变，所述系列的功率控制命令经 累积以确定针对当前系统负载的传输增益调节值TGA(t)。通过使用TGA(O)和TGA(t)， 来确定系统负载。在题为"用于负载估计的方法和设备(METHOD AND APPARATUS FOR LOADING ESTIMATION)"的第09/204,616号共同待决美国专利申请案中详细描述了这 种用于确定小区负载的方法，所述申请案转让给本发明的受让人，并以引用的方式并入 本文中。码分多址(CDMA)调制技术的使用是用于促进其中存在大量系统用户的通信的若 干技术之一。其它多址通信系统技术，例如时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)， 在此项技术中是已知的。在题为"使用卫星或陆地转发器的扩展频谱多址通信系统 (SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS)"的第4,901,307号美国专利中揭示了多址 通信系统中CDMA技术的使用，所述专利转让给本发明的受让人，且其揭示内容以引用 的方式并入本文中。在题为"用于在CDMA蜂窝式电话系统中产生信号波形的系统和方 法(SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM)"的第5,103,459号美国专利中进一步揭示了多址通 信系统中CDMA技术的使用，所述专利转让给本发明的受让人，且其揭示内容以引用的 方式并入本文中。已经日益要求无线通信系统能够以高速率传输数字信息。 一种用于从远程站向中央 基站发送高速率数字数据的方法是允许远程站使用CDMA的扩展频谱技术来发送数据。 所提出的一种方法是允许远程站使用较小的一组正交信道来传输其信息，在2002年5月 28日颁发的题为"高数据速率CDMA无线通信系统(HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM)"的第6,396,804号美国专利中详细描述了此 方法，所述专利转让给本发明的受让人，且以引用的方式并入本文中。 发明内容描述一种计算无线通信系统中的反向链路负载的方法。所述方法包含估计来自不是由接入点服务的至少一个接入终端的干扰；测量接收器噪声；以及将所述干扰与所述 接收器噪声进行比较。所述方法的进一步特征可在于，所述估计干扰包含在无效时间和频率间隔中测量接收功率。另外，所述测量可包含在无效时间和频率间隔外测量第一接 收功率。所述无效时间和频率间隔可以是防护频带。估计干扰可包含测量所述无效时间和频率间隔中的第二接收功率。所述方法可用于 控制传输功率。在此情况下，响应于所述比较而增加所述传输功率。所述方法还可用于 响应允许请求。在此情况下，响应于所述比较而拒绝所述允许请求。在另一情况下，可 响应于所述比较而减小数据速率。无线通信系统可以是正交频分多址(OFDMA)无线通 信系统，且无效时间和频率间隔可以是OFDMA无线通信系统的音调。所述比较可包含使所述干扰除以所述接收器噪声。所述估计来自不是由接入点服务 的至少一个接入终端的干扰可包含检测第一导频信号；检测第二导频信号；以及从所述第二导频信号中减去所述第一导频信号。描述一种无线通信装置，所述装置包含处理器，其经配置以估计来自不是由所述 无线通信装置服务的至少一个接入终端的千扰；测量接收器噪声；以及将所述干扰与所 述接收器噪声进行比较；以及传输器，其耦合到所述处理器，且经配置以将无线通信信 号传输到多个无线通信接入终端。所述处理器可经配置以在无效时间和频率间隔中测量 接收功率，并在无效时间和频率间隔外测量第 一 接收功率。所述无效时间和频率间隔可以是防护频带。所述处理器还可经配置以在所述无效时间和频率间隔测量第二接收功率，并响应于 所述比较而增加所述传输功率。所述处理器可经配置以响应于所述比较而拒绝所述允许 请求，或响应于所述比较而减小数据速率。所述无线通信装置可以是正交频分多址 (OFDMA)无线通信装置，且无效时间和频率间隔可以是OFDMA无线通信系统的音调。 所述处理器可经配置以使所述干扰除以所述接收器噪声。一种上面存储有指令的机器可读媒体，所述指令在执行时致使机器估计来自不是 由接入点服务的至少一个接入终端的千扰；测量接收器噪声；以及将所述干扰与所述接 收器噪声进行比较。所述指令还可包含上文相对于上文所述的方法而描述的功能中的任 一者。还描述一种用于辅助无线正交频分多址通信系统中反向链路负载的计算的方法。所 述方法包含识别无效时间和频率间隔；以及在所述无效时间和频率间隔期间使所述无 线传输无效。所述使无效可包含使快速傅立叶变换滤波器的音调无效。还描述一种移动无线通信装置，其包含处理器，其经配置以识别无效时间和频率 间隔；在所述无效时间和频率间隔期间使无线传输无效；以及传输器，其耦合到所述处理器，所述传输器经配置以传输所述无线传输。


从下文在结合附图时陈述的详细描述中将更明了本发明的各个方面，在附图中，相 同参考字母始终对应地识别，且其中图1是展示无线通信系统的元件的图；图2是说明估计反向链路负载和响应所述估计的操作的流程图； 图3是远程站的框图；图4A到图4C是用于在信号中形成陷波的滤波器的频率响应曲线的说明；图4D是用于不同用户的频谱的两个不同部分的不同陷波组的说明；图5是本发明的基站的框图；图6说明经扇区化的无线通信系统；图6展示用于示范性数据传输方案的一组数据和控制信道； 图7展示基站和终端的实施例的框图；图9是说明导频符号和扇区无效符号的时间对频率曲线图的说明；以及具体实施方式
描述用于估计无线通信系统中的反向链路负载的方法和设备。测量反向链路干扰， 并测量反向链路接收器噪声。例如通过将干扰功率除以接收器噪声功率来将反向链路干 扰与反向链路接收器噪声进行比较。在正交频分多址(OFDMA)系统中，可通过在无效 时间和频率间隔期间使来自小区内和附近的接入终端的传输无效，来测量反向链路接收器噪声。在无效时间和频率间隔中测量到的功率是接收器噪声功率。可通过若干方式来 测量反向链路干扰。举例来说，可指定局部无效时间和频率间隔。小区或扇区内的接入 终端在所述局部时间和频率间隔期间使其传输无效。小区外的接入终端在所述局部时间 和频率间隔期间继续传输。在所述局部时间和频率间隔中测量到的功率是干扰功率。作 为另一实例，可通过减去在时间或频率上彼此邻接的导频符号对来测量干扰功率。图1提供无线电话系统的高度简化说明。基站(BS) IO经由RF接口与多个远程站 (RS) 12a到12c通信。从基站IO传输到远程站12的信号在本文中被称为正向链路信号 14。从远程站12传输到基站IO的信号在本文中被称为反向链路信号16。图2描绘说明本发明的估计反向链路容量限制的基本步骤的流程图。所属领域的技 术人员可了解，尽管以循序次序来绘图以便于理解，但在实际实现中某些步骤可并行执 行。在框20中，计算无负载小区No的噪声底限等效值。在本发明中，远程站12中的每一者传输反向链路信号16，通过陷波滤波器来处理所述反向链路信号16,使得在陷波内 的频带中，由远程站传输的能量可忽略。因此，此频带中的任何能量都是由于基站的噪 声底限所引起。在框22中，计算频带内能量IO。在优选实施例中，通过计算频带内数字样本的平 方和来测量频带内能量。还可通过检查基站中接收器的自动增益控制元件的缩放操作来 执行此测量。然而，在基站将噪声注入接收到的信号中的小区衰弱条件(cell wilting condition)下，必须以在使用自动增益控制縮放作为频带内能量的指示之前，去除所注 入噪声的影响的方式，来执行频带内能量测量。小区衰弱是已超过其负载阈值的小区修 改其操作以使基站表现为进一步远离其覆盖区域中的远程站的操作。小区衰弱是此项技 术中众所周知的，且详细描述于题为"用于平衡蜂窝式通信系统中的正向链路越区切换 边界与反向链路越区切换边界的方法和设备(METHOD AND APPARATUS FOR BALANCING THE FORWARD LINK HANDOFF BOUNDARY TO THE REVERSE LINK HANDOFF BOUNDARY IN A CELLULAR COMMUNICATION SYSTEM )"的第5,548,812 号美国专利，所述专利转让给本发明的受让人并以引用的方式并入本文中。在框24中，将频带内能量与噪声底限的比率IO/NO与阈值T进行比较。在本发明 中，使用在有移动台在传输的情况下的噪声能量与在没有任何移动台在传输的情况下的 基站处的噪声能量的比率来确定负载条件。如果所述比率大于阈值，那么在框26中宣布反向链路负载容量限制。在框28中， 采取适当的响应措施。在第一示范性实施例中，响应于小区负载宣布，基站io在正向链 路信号14上传输指示其已达到反向链路负载限制的信号。响应于此信号，基站10的覆 盖区域中的远程站调节反向链路信号14的传输。所述调节的形式可以是数据速率减小或 信号的传输能量减小或两者都是。或者，基站10的覆盖区域中的远程站12将在接收到 指示已达到反向链路容量限制的信号时抑制反向链路信号14的传输。可响应于基站10已达到反向链路容量限制的确定而采取的额外响应措施是基站执 行衰弱操作，所述衰弱操作使得基站表现为比实际更远离其覆盖区域中的移动台。此衰 弱操作使得必需减小基站的正向链路传输14的能量，且将噪声注入其反向链路接收器路 径中，如前面提及的第5,548,812号美国专利中详细描述。如果比率小于阈值，那么在框30中宣布反向链路负载容量过剩。在此条件下，基站 可向额外移动台提供服务。在框32中，采取适当的响应措施。在第一示范性实施例中， 响应于小区已超过容量的确定，基站10在正向链路信号14上传输指示其具有额外反向 链路容量的信号。响应于此信号，基站10的覆盖区域中的远程站调节反向链路信号14的传输。所述调节的形式可以是数据速率增加或传输能量增加或两者都是。可响应于基站10已达到反向链路容量限制的确定而采取的额外措施是小区执行小 区繁盛操作(cell blossoming operation)。繁盛操作本质上是小区从衰弱操作模式中移除。 图3是远程站12的部分框图。将待传输的信号40的同相分量(I')和正交分量(Q') 提供到复合伪噪声(PN)扩展器42。所属领域的技术人员将了解，包含正向错误校正编 码、交错以及速率匹配的对信号40的处理是在将信号被提供到复合伪随机扩展器42之 前执行的。在示范性实施例中，将例如导频符号和功率控制位的开销信息提供到复合伪 随机(PN)扩展器42的I'输入，同时将业务信道数据提供到复合伪随机(PN)扩展器 42的Q'输入。在示范性实施例中，复合PN扩展器40根据两个截然不同的PN序列PNI和PNQ来 扩展信号。复合PN扩展是此项技术中众所周知的，且描述于2002年5月28日颁发的 题为"高数据速率CDMA无线通信系统(HIGH DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM)"的第6，3%，804号美国专利，所述专利转让给本发明的受 让人，且以引用的方式并入本文中。将复合PN扩展信号的同相分量(I)和正交分量(Q) 提供到对应的陷波滤波器(NF) 44a和44b。如上文所述，提供陷波滤波器以使得远程站 不将能量传输到用于反向链路信号14的传输的频谱的一部分中。这些陷波中的能量提供 基站10的无负载能量的估计。图4a说明对于陷波滤波器44a和44b的示范性频率响应。 在优选实施例中，在基带中的+RC/4处提供陷波的位置，所述+RC/4将升频转换为fC ± RC/4，其中fC是载波频率，且RC是码片速率。陷波的所述特定位置是优选的，因为其 可以最小的计算复杂性来实施。所属领域的技术人员将了解，可在不脱离本发明实施例 的范围的情况下任意选择陷波的位置。控制器46控制陷波滤波器44a和44b的频率响应特性。在第一实施例中，控制器46 不提供陷波滤波器44a和44b的频率响应的变化。第一实施例具有简单性益处，但遭受 频带上的能量可能不均匀的缺点，且由此可能提供对无负载频带内能量的不良估计。在 第二实施例中，控制器46在反向链路信号14的传输频带上扫过陷波的位置。在第三实 施例中，控制器46跳过滤波器44a和44b的陷波的位置。所属领域的技术人员将了解， 所列举的可能性决不是详尽的，且仅作为在到达基站10的传输频带上提供频带内无负载 噪声能量的样本的方法的实例来提供。接着将经陷波滤波的I和Q分量提供到脉冲成形滤波器(FIR) 48a和48b。提供脉 冲成形滤波器48a和48b以减少频带外发射。在优选实施例中，在FIR滤波器48a和48b中的滤波之前，在基带处执行陷波滤波操作。在脉冲成形之前进行陷波滤波的原因是， 在当前系统中，脉冲成形滤波器需要高于基带码片速率的取样速率，以便使反向链路信 号14的频带外发射减少到指定限制。所属领域的技术人员将了解，陷波滤波器44a和44b 可提供在脉冲成形滤波器48a和48b之后，且可甚至在传输器50中的升频转换之后以 RF频率执行。图4c描绘脉冲成形滤波器48a和48b的信号输出的频率特性，其中在频 率fC土RC/4处具有陷波。传输器50根据选定的调制格式来对信号进行升频转换、放大和滤波，并将经处理的 信号提供到天线52以用于经由反向链路16传输。在示范性实施例中，传输器50根据四 进制移相键控调制(QPSK)来对信号进行升频转换以用于传输。本发明同等适用于其它 调制方案，例如BPSK和QAM调制。图4d描绘本发明的示范性实施例，其中不同的两 组用户标刻用于反向链路信号的传输的频谱的两个不同部分。在此实施例中，滤波器66a 和66b的带宽BBandpass必须足够宽以包含用户的陷波BNotchl和BNotch2的带宽。所 属领域的技术人员可认识到，图4d仅出于阐释的目的而使用不同的两组用户，且在不脱 离本发明的精神的情况下，可扩展到不同数目的用户。同样，频率随时间的线性扫描不 意味着将本发明的范围限于此特定实施例。图5是基站10的部分框图。反向链路信号14由天线60接收，并被提供到接收器 (RCVR) 62。接收器62对所接收到的信号进行降频转换、放大和滤波。在示范性实施例 中，解调格式是四进制移相键控，尽管本发明同等适用于其它解调格式。接着将所接收 到的信号的I和Q分量提供到解调框64，提供到带通滤波器(BPF) 66a和66b，且提供 到能量计算器76。解调器64根据适用的协议来处理I和Q分量以获得其信息值。陷波滤波器66a和66b的特性由控制器68控制。控制器68的控制信号反映控制器 46的控制信号。因此，陷波滤波器44a和44b的特性与带通滤波器66a和66b的特性对 准。因此，带通滤波器66a和66b的输出是反向链路信号14的由陷波滤波器44a和44b 滤出的部分。图4c中说明带通滤波器66a和66b的频率响应。可见，带通滤波器的目的 是将反向链路频谱的由滤波器44标刻的部分引导到能量计算器70。将带通滤波器66a和66b的输出提供到能量计算器70。在示范性实施例中，对来自 带通滤波器66a和66b的经滤波的数字样本进行求平方，并接着进行求和，以提供来自 远程站12的反向链路传输的被标刻的频带部分中的能量的估计。将平方和提供到滤波器72。在示范性实施例中，滤波器72是可以多种方式(例如使用有限脉冲响应滤波器)实施的移动平均滤波器。将滤波器72的输出提供到控制处理 器74，作为从来自远程站12的反向链路传输中标刻出来的频率中的噪声能量的估计。在频带内能量的计算中，将来自接收器62的经数字化的样本提供到能量计算器76。 能量计算器76通过对经数字化的样本的平方求和并将这些值提供到滤波器78来估计总 的频带内能量(10)。如相对于滤波器72所描述，在示范性实施例中，滤波器78是移动 平均滤波器。将经滤波的能量样本提供到控制处理器74,作为总的频带内能量IO的估 计。进一步向控制处理器74提供关于NF和BPF的带宽以及码片速率的信息。基于反向 链路传输16的带宽以及滤波器44a和44b的陷波的带宽，控制处理器74接着根据以下 一般等式来计算反向链路负载(RLL)的估计<formula>formula see original document page 16</formula>(3)其中Io是根据滤波器78的输出而确定的估计出的总频带内能量，iN。,ch是反向链路信号14的被标刻部分中的估计能量，BT。ta,是反向链路信号14的总带宽，BN他h是由滤波器44a和44b提供的陷波的带宽，且BBandpass是滤波器66a和66b的带宽。等式(3)的 分母中的因子2是基于在反向链路信号频谱中存在两个陷波且所述陷波具有相等的带宽BlMotch的事实》当不同组的用户将标刻用于反向链路信号的传输的频谱的不同部分时，应在实施例中利用此等式。在此实施例中，滤波器66a和66b的带宽必须足够宽以包含所有用户的陷波的带宽。在不同的实施例中，其中BBandpass等于BN。tch，即当所有用户都标刻用于反 向链路信号的传输的频谱的同一部分时，等式简化为以下形式<formula>formula see original document page 16</formula> (4)所属领域的技术人员将了解，本发明的方面可容易扩展到任意数目的陷波和具有不 定宽度的陷波。另外，所属领域的技术人员将了解，不需要执行被标刻的频率部分与频 带内能量之间的比率的缩放。而是可能对此比率与之进行比较的阈值进行缩放，从而降低由控制处理器74执行的操作的计算复杂性。接着将反向负载与阈值(T)进行比较。控制处理器74接着基于所述比较的结果采 取响应措施。如果反向负载大于阈值，那么宣布反向链路负载容量限制。在本发明的一个实施例 中，控制处理器74通过使小区衰弱来作出响应。将减小正向链路信号14的传输功率的 控制命令发送到正向链路传输子系统78。响应于此信号，正向链路传输子系统78中的 功率放大器(未图示)减小传输的增益。另外，将增加接收器的噪声底限的对应信号发 送到接收器62。响应于此信号，将噪声注入所接收到的反向链路信号中。结果是基站表 现为比实际上更远离移动台，这迫使移动台移动到向具有额外容量的邻近小区的越区切 换中。如果反向负载小于阈值，那么宣布反向链路负载容量过剩。在本发明的一个实施例 中，控制处理器74通过使小区繁盛来作出响应。将增加传输功率的控制命令发送到正向 链路传输子系统78，且将减小接收器的噪声底限的对应信号发送到接收器62。在另一实施例中，将比较的结果发送到RL忙碌位产生器76。 RL忙碌位产生器76 在反向负载大于阈值时产生具有第一值的RL忙碌位，且在反向负载小于阈值时产生具 有第二值的RL忙碌位。基站10可接着采取适当的行动。在一个实施例中，基站10可 在反向链路负载已被超过时减少可允许的用户数目，且在反向链路负载低于可允许限制 时增加可允许的用户数目。在另一实施例中，基站IO可在反向链路负载已被超过时减小 用于至少一个用户的可允许数据速率，且在反向链路负载低于可允许限制时增加用于至 少一个用户的可允许数据速率。图6展示具有多个基站110和多个终端120的无线通信系统100。基站IIO可以是基 站10。终端120可以是终端12A、 12B禾卩12C。基站通常是与终端通信的固定站，且还 可被称为接入点、节点B或某一其它术语。每个基站IIO为特定地理区域102提供通信 覆盖范围。术语"小区"可指代基站和/或其覆盖区域，视使用此术语的上下文而定。为 了改进系统容量，可将基站覆盖区域分成多个较小区域，例如三个较小区域104a、 104b 和104c。每个较小区域由相应的基站收发器子系统(base transceiver subsystem, BTS) 服务。术语"扇区"可指代BTS和/或其覆盖区域，视使用此术语的上下文而定。对于经 扇区化的小区，用于所述小区的所有扇区的BTS通常协同定位在用于所述小区的基站内。 系统控制器130耦合到基站110，并为这些基站提供协调和控制。终端可以是固定的或移动的，且还可被称为移动台、无线装置、用户装备或某一其它术语。每个终端在任何给定时刻可与零个、 一个或多个基站通信。本文描述的干扰控制技术可用于具有经扇区化的小区的系统和具有未经扇区化的小 区的系统。在以下描述内容中，术语"扇区"指代(1)常规BTS和/或其针对具有经扇 区化的小区的系统的覆盖区域，以及(2)常规基站和/或其针对具有未经扇区化的小区 的系统的覆盖区域。术语"终端"和"用户"可互换使用，且术语"扇区"和"基站" 也可互换使用。服务基站/扇区是终端与之通信的基站/扇区。相邻基站/扇区是终端未与 之通信的基站/扇区。干扰控制技术还可用于各种多址通信系统。举例来说，这些技术可用于码分多址 (CDMA)系统、频分多址(FDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、正交频分多址(OFDMA) 系统、交错(IFDMA)系统、局部化FDMA (LFDMA)系统、空分多址(SDMA)系统、 准正交多址系统等等。IFDMA也被称为分布式FDMA，且LFDMA也被称为窄带FDMA 或标准FDMA。OFDMA系统利用正交频分多路复用(OFDM)。OFDM、IFDMA和LFDMA 将总系统带宽分成多个(K个)正交子频带。这些子频带还可被称为音调、子载波、频 率组等等。OFDM在频率域中在所有K个子频带或K个子频带的子集上传输调制符号。 IFDMA在时域中在均匀分布在K个子频带上的子频带上传输调制符号。LFDMA在时域 中且通常在邻近的子频带上传输调制符号。如图1所示，每个扇区可接收来自所述扇区内的终端的"所需"传输，以及来自其 它扇区中的终端的"干扰"传输。在每个扇区处观察到的总干扰由以下部分组成(1) 来自同一扇区内的终端的扇区内干扰，以及(2)来自其它扇区中的终端的扇区间干扰。 还被称为其它扇区干扰(OSI)的扇区间干扰起因于每个扇区中的传输没有与其它扇区中 的传输正交。扇区间干扰和扇区内干扰对性能具有较大影响，且可如下文所述被减轻。可使用各种机制来控制扇区间干扰，例如基于用户的干扰控制和基于网络的干扰控 制。对于基于用户的干扰控制，向终端通知由相邻扇区观察到的扇区间干扰，并相应地 调节终端的传输功率，使得扇区间干扰维持在可接受的等级内。对于基于网络的干扰控 制，向每个扇区通知由相邻扇区观察到的扇区间干扰，并调节其终端的数据传输，使得 扇区间干扰维持在可接受的等级内。系统可仅利用基于用户的干扰控制，或仅利用基于 网络的干扰控制，或所述两者。如下文所述，可以各种方式来实施干扰控制机制及其组 合。图7展示终端120x、服务基站110x和相邻基站110y的实施例的框图。在反向链路 上，在终端120x处，TX数据处理器710对反向链路(RL)业务数据和控制数据进行编码、交错和符号映射，并提供数据符号。调制器(Mod) 712将数据符号和导频符号映射 到合适的子频带和符号周期，适时执行OFDM调制，并提供复值码片序列。传输器单元 (TMTR) 714调节(例如，转换为模拟、放大、滤波以及升频转换)所述码片序列，并 产生反向链路信号，所述反向链路信号经由天线716传输。在服务基站110x处，多个天线752xa到752xt接收来自终端120x和其它终端的反向 链路信号。每个天线752x将接收到的信号提供到相应的接收器单元(RCVR) 754x。每 个接收器单元754x调节(例如，滤波、放大、降频转换和数字化)其接收到的信号，适 时执行OFDM解调，并提供所接收到的符号。RX空间处理器758对来自所有接收器单 元的所接收到的符号执行接收器空间处理，并提供数据符号估计，其为所传输的数据符 号的估计。RX数据处理器760x对所述数据符号估计进行解映射、解交错和解码，并为 终端120x和当前由基站110x服务的其它终端提供经解码的数据。可类似于上文针对反向链路所描述的那样来执行针对正向链路传输的处理。针对正 向和反向链路上的传输的处理通常由系统指定。对于干扰和功率控制，在服务基站110x处，RX空间处理器758x估计终端120x的 接收SNR，估计由基站110x观察到的扇区间干扰，且将针对终端110x的SNR估计和干 扰估计(例如，测得的干扰Imeasure)提供到控制器770x。控制器770x基于针对终端的 SNR估计和目标SNR而产生用于终端120x的TPC命令。控制器770x可基于干扰估计 而产生OTAOSI报告和/或ISOSI报告。控制器770x还可经由通信(Comm)单元774x 接收来自相邻扇区的IS OSI报告。TPC命令、针对基站110x的OTA OSI报告以及可能 的针对其它扇区的OTA OSI报告由TX数据处理器782x和TX空间处理器784x处理' 由传输器单元754xa到754xt调节，并经由天线752xa到752xt传输。来自基站110x的 IS OSI报告可经由通信单元774x，例如经由回程或其它有线通信链路发送到相邻扇区。在相邻基站110y处，RX空间处理器758y估计由基站110y观察到的扇区间千扰， 并将干扰估计提供到控制器770y。控制器770y可基于所述干扰估计而产生OTA OSI报 告和/或IS OSI报告。OTAOSI报告被处理并广播到系统中的终端。IS OSI报告可经由通 信单元774y发送到相邻扇区。在终端120x处，天线716接收来自服务基站和相邻基站的正向链路信号，并将接收 到的信号提供到接收器单元714。所述接收到的信号由接收器单元714调节并数字化， 并由解调器(Demod) 742和RX数据处理器744进一步处理。处理器744提供用于终端 120x的由服务基站110x发送的TPC命令和由相邻基站广播的OTA OSI报告。解调器742内的信道估计器估计每个基站的信道增益。控制器720检测接收到的TPC命令，并基于 TPC决策而更新参考功率电平。控制器720还基于从相邻基站接收到的OTAOSI报告和 服务基站与相邻基站的信道增益而调节业务信道的传输功率。控制器720为指配给终端 120x的业务信道提供传输功率。处理器710和/或调制器712基于由控制器720提供的传 输功率而縮放数据符号。控制器720、770x和770y分别引导各个处理单元在终端120x以及基站110x和110y 处的操作。这些控制器还可执行用于干扰和功率控制的各种功能。存储器单元722、 772x 和772y分别存储用于控制器720、 770x和770y的数据和程序代码。调度器780x调度终 端以用于与基站110x通信，且还(例如)基于来自相邻基站的ISOSI报告而将业务信道 指配给所调度的终端。图2说明OFDMA系统的时间-频率平面200上的频率跳跃(FH)。通过频率跳跃， 每个业务信道与特定FH序列相关联，所述特定FH序列指示在每个时间间隔中将针对所 述业务信道而使用的特定子频带。用于每个扇区中的不同业务信道的FH序列彼此正交， 使得在任一时间间隔中都没有两个业务信道使用同一子频带。用于每个扇区的FH序列 还相对于用于附近扇区的FH序列是伪随机的。两个扇区中的两个业务信道之间的干扰 在每当这两个业务信道在同一时间间隔中使用同一子频带时发生。然而由于用于不同扇 区的FH序列的伪随机特性的缘故，扇区间干扰是随机的。可将数据信道指配给有效终端，使得每个数据信道在任何给定时间仅由一个终端使 用。为了保存系统资源，可使用(例如)码分多路复用在多个终端之间共享控制信道。 如果数据信道仅在频率和时间上(且不在代码上)正交多路复用，那么其与控制信道相 比较不容易受由于信道条件和接收器缺陷而导致的正交性损失影响。因此数据信道具有若干与功率控制有关的关键特性。第一，数据信道上的小区内干 扰由于在频率和时间上的正交多路复用而最小。第二，小区间干扰是随机的，因为附近 扇区使用不同的FH序列。由给定终端引起的小区间干扰的量由以下各项来确定(1) 所述终端所使用的传输功率电平，以及(2)所述终端相对于相邻基站的位置。对于数据信道，可执行功率控制，以使得允许每个终端以尽可能高的功率电平进行 传输，同时使小区内和小区间干扰保持在可接受等级内。定位在较靠近其服务基站处的 终端可被允许以较高功率电平进行传输，因为此终端将可能对相邻基站引起较少干扰。 相反，定位在较远离其服务基站且朝向扇区边缘处的终端可被允许以较低功率电平进行 传输，因为此终端可能对相邻基站引起较多干扰。以此方式来控制传输功率可潜在地减少每个基站观察到的总干扰，同时允许"合格"终端实现较高SNR且因此实现较高的数 据速率。可以各种方式来执行数据信道的功率控制以实现上述目标。为了清楚，下文描述功 率控制的具体实施例。对于此实施例，用于给定终端的数据信道的传输功率可表达为Pdch(n) = Pref(n)+AP(n)，等式(1)其中Pdeh(n)是针对更新间隔n的数据信道的传输功率；Pref(n)是针对更新间隔n的参考功率电平；且AP(n)是针对更新间隔ii的传输功率变化量。功率电平Pdeh(n)和Pref(n)以及传输功率变化量AP(n)均以分贝(dB)为单位给出。 参考功率电平是实现指定传输(例如，在控制信道上)的目标信号质量所需的传输 功率的量。可通过信噪比、信号噪声干扰比等等来量化信号质量(表示为SNR)。可通过 功率控制机制来调节参考功率电平和目标SNR，以实现指定传输的所需性能等级，如下 文所述。如果参考功率电平可实现目标SNR，那么数据信道的接收SNR可估计为SNRdeh(n) = SNRtarget+AP(n)等式(2)等式(2)假定数据信道和控制信道具有相似的干扰统计资料。举例来说，来自不同 扇区的控制和数据信道可彼此干扰便是这种情况。可如下文所述来确定参考功率电平。可基于各种因素来设置数据信道的传输功率，例如(1)终端可能对相邻扇区中的其 它终端引起的扇区间干扰的量，(2)终端可能对同一扇区中的其它终端引起的扇区内干 扰的量，(3)允许用于所述终端的最大功率电平，以及(4)可能的其它因素。下文描述 这些因素中的每一者。可以各种方式来确定每个终端可能引起的扇区间干扰的量。举例来说，由每个终端 引起的扇区间干扰的量可直接由每个相邻基站估计并发送到终端，所述终端接着可相应 地调节其传输功率。此个别化干扰报告可能需要密集的开销信令。为了简单起见，可大 致基于以下各项来估计每个终端可能引起的扇区间干扰的量(1)每个相邻基站观察到 的总干扰，(2)服务基站和相邻基站的信道增益，以及(3)终端所使用的传输功率电平。 下文描述量(1)和量(2)。每个基站可估计由所述基站观察到的干扰的总量或平均量。这可通过估计每个子频带上的干扰功率并基于针对个别子频带的干扰功率估计而计算平均干扰功率来实现。可 使用各种平均技术来获得平均干扰功率，例如算数平均、几何平均、基于SNR的平均等等。对于算数平均，平均干扰功率可表达为I服，(n卜去iUk,n)等式(3)其中Im(k，n)是时间间隔n中子频带k上针对扇区m的干扰功率估计；以及 1^^(n)是时间间隔n中针对扇区m的平均干扰功率。量ljk，n)和l^^(n)在等式(3)中以线性单位给出，但还可以分贝(dB)给出。对 于算数平均，几个较大干扰功率估计可使平均干扰功率倾斜。 对于几何平均，平均干扰功率可表达为<formula>formula see original document page 22</formula>几何平均可抑制针对几个子频带的较大干扰功率估计，使得平均干扰功率低于算数 平均的情况。对于基于SNR的平均，平均干扰功率可表达为-<formula>formula see original document page 22</formula>其中Pn。m表示针对每个子频带而假定的标称接收功率。等式(5)基于标称接收功率 而确定每个子频带的理论容量，计算所有N个子频带的平均容量，并确定给出所述平均容量的平均干扰功率。基于SNR的平均(还可被称为基于容量的平均)也抑制针对几个子频带的较大干扰功率估计。无论使用哪种平均技术，每个基站都可对多个时间间隔上的干扰功率估计和/或平均干扰功率进行滤波，以改进干扰测量的质量。可用有限脉冲响应(FIR)滤波器、无限脉 冲响应(IIR)滤波器或此项技术中已知的某些其它类型的滤波器来实现滤波。术语"干扰"因此在本文的描述内容中可指代经滤波或未经滤波的干扰。每个基站可广播其干扰测量值以供其它扇区中的终端使用。可以各种方式来广播干 扰测量值。在一个实施例中，将平均干扰功率(或"测得"干扰)量化为预定数目个位， 其接着经由广播信道而发送。在另一实施例中，使用单个位来广播测得的干扰，所述单 个位指示测得的干扰是大于还是小于标称干扰阈值。在又一实施例中，使用两个位来广 播测得的干扰。 一个位指示相对于标称干扰阈值的测得干扰。另一个位可用作指示测得 干扰是否超过高干扰阈值的事故/应急位。还可以其它方式来发送干扰测量值。为了简单，以下描述内容假定使用单个其它扇区干扰(OSI)位来提供干扰信息。每 个基站可如下设置其OSI位(OSIB):画(n)丄，= (STW，且等式(6) 1'0'，如果I,.Jn)(It率，其中It，'是标称干扰阈值。或者，每个基站可获得测得的热噪声干扰(IOT)，其为基站观察到的总干扰功率与 热噪声功率的比率。可如上文所述计算总干扰功率。可通过关闭传输器并测量接收器处的噪声来估计热噪声功率。可为系统选择特定操作点，并将其表示为IOTtarge(。较高的操作点允许终端针对数据信道使用较髙的传输功率(平均)。然而'非常高的操作点可能是不期望的，因为系统可能变为受干扰限制，这是借此传输功率的增加不转换为接收SNR的增加的情形。此外，非常高的操作点增加了系统不稳定性的可能性。在任何情况下，每个基站可如下设置其OSI位UamW 1'0'，如果IOT鹏,Jn)aOT，，其中IOTmeas m是时间间隔ii中针对扇区m的测得IOT;以及 10Tt^t是扇区的所需操作点。对于上述两种情况，OSI位都可如下所述用于功率控制。每个终端可估计可接收来自终端的反向链路传输的每个基站的信道增益(或传播路 径增益)。可通过处理经由正向链路从基站接收到的导频、估计接收到的导频强度/功率且随着时间的过去而对导频强度估计进行滤波(例如，用具有几百毫秒的时间常数的滤 波器)以去除快速衰落的影响等等，来估计每个基站的信道增益。如果所有基站以同一 功率电平传输其导频，那么每个基站的接收到的的导频强度指示所述基站与终端之间的信道增益。终端可形成信道增益比向量Q如下 Q-h(ii)r2(n)…rM(n)]等式(8)<formula>formula see original document page 24</formula>Ss(n)是终端与服务基站之间的信道增益； gJn)是终端与相邻基站i之间的信道增益；以及 fi(n)是相邻基站i的信道增益比。由于距离与信道增益成反比关系，因此信道增益比gs(n)/gni(n)可被视为指示距相邻基站i的距离相对于距服务基站的距离的"相对距离"。 一般来说，相邻基站的信道增益 比ri(n)随着终端朝向扇区边缘移动而减小，且随着终端移动靠近服务基站而增加。信道 增益比向量Q可如下文所述用于功率控制。尽管用于每个扇区的数据信道经多路复用以使得其彼此正交，但一些正交性损失可 能由载波间干扰(ICI)、符号间干扰(ISI)等等引起。此正交性损失引起扇区内干扰。 为了减轻扇区内干扰，可控制每个终端的传输功率，以使得此终端可能对同一扇区中的 其它终端引起的扇区内干扰的量维持在可接受等级内。这可(例如)通过要求用于每个 终端的数据信道的接收SNR在预定SNR范围内来实现，如下<formula>formula see original document page 24</formula>其中SNRmin是可允许用于数据信道的最小接收SNR;以及 SNRm^是可允许用于数据信道的最大接收SNR。最小接收SNR确保所有终端，尤其是位于扇区边缘附近的那些终端，可实现最小性 能等级。在没有此限制的情况下，位于扇区边缘附近的终端可能被迫以极低的功率电平 进行传输，因为它们常常提供大量的扇区间干扰。如果用于所有终端的数据信道的接收SNR被限制在范围[SNRmin， SNRmax]内，那么可假定由于正交性损失而由每个终端引起的扇区内干扰的量在可接受的等级内。通过将接 收SNR限制在此SNR范围内，在邻近的子频带之间的接收功率谱密度仍可存在多达 [SNRmin-SNRmax] dB的差异(假定在子频带上观察到相似量的扇区间干扰，这(例如) 在控制和数据信道随机跳跃以使得来自不同扇区的控制和数据信道可能彼此冲突的情况 下是真实的)。在存在ICI和ISI的情况下，较小SNR范围改进了系统的稳固性。已发现 10 dB的SNR范围在多数操作情形下提供良好的性能。还可使用其它SNR范围。如果如等式(1)所示确定数据信道的传输功率，那么可通过将传输功率变化量Ap(n) 限制在对应的范围内，来将数据信道的接收SNR维持在范围[SNR^,SNR皿]内，如下Ap(n) e [Apmin, Apmax]等式(11)其中Apn^是可允许用于数据信道的最小传输功率变化量，以及 厶Pn^是可允许用于数据信道的最大传输功率变化量。具体地说，Apmi一SNR如-SNRtarget且Apmin=SNRmax-SNRtarget。在另一实施例中，可 将传输功率Pdch(n)限制在(例如)基于数据信道的接收信号功率而确定的范围内。举例来说，如果干扰功率在子频带之间在统计上不同，那么可使用此实施例。 接着可基于以下参数而调节用于每个终端的数据信道的传输功率-由每个基站广播的OSI位；由终端计算的信道增益比向量Q;可允许用于数据信道的接收SNR的范围[SNRmm, SNRmax]，或等效地可允许的传输功率变化量的范围[Apmin, Apmax];以及允许用于终端的最大功率电平Pmax，其可由系统或终端内的功率放大器设置。参数l)和2)与由终端引起的扇区间干扰有关。参数3)与由终端引起的扇区内干扰有关。一般来说，位于靠近报告高干扰的相邻扇区处的终端可以较低的传输功率变化量进行传输，使得其接收SNR接近于SNR^n。相反，位于靠近其服务基站的终端可以较高的传输功率变化量进行传输，使得其接收SNR接近于SNRmax。针对系统中的终端可基于 其对服务基站的接近度而观察接收SNR的分级。每个基站处的调度器可利用接收SNR 的分布来实现高通过量，同时确保对终端的公平性。可基于上文所述的四个参数以各种方式来调节数据信道的传输功率。功率控制机制不需要针对所有终端维持相等的SNR，尤其是在例如OFDMA系统的正交系统中，其中 较靠近基站的终端可以较高功率电平进行传输，而不会对其它终端引起许多问题。为了 清楚，下文描述用于调节传输功率的具体实施例。对于此实施例，每个终端监视由相邻基站广播的OSI位，且仅响应最强相邻基站的OSI位，其在向量Q中具有最小的信道增 益比。如果给定基站的0SI位设置为"1"(由于基站观察到高于标称扇区间干扰的干扰)， 那么可向下调节具有此基站作为其最强相邻基站的终端的传输功率。相反，如果OSI位 设置为"0"，那么可向上调节具有此基站作为其最强相邻基站的终端的传输功率。对于 其它实施例，每个终端可基于针对一个或多个基站(例如，服务和/或相邻基站)而获得 的一个或多个OSI位来调节其传输功率。因此OSI位确定调解传输功率的方向。针对每个终端的传输功率调节的量可取决于 (1)终端的当前传输功率电平(或当前传输功率变化量)，以及(2)最强相邻基站的信 道增益比。表1列出基于传输功率变化量和最强基站的信道增益比来调节传输功率的一 些一般规则。表1OSI位传输功率调节r (高干扰 等级)针对传输OSI位的基站具有较小信道增益比(且因此较靠近)的终端与针对此基站 具有较大信道增益比(且因此较远离)的终端相比， 一般使其传输功率变化量减小 较大的量。具有较大传输功率变化量的终端与针对此基站具有相似信道增益比但具有较小传输 功率变化量的终端相比， 一般使其传输功率变化量减小较大的量。0' (低干扰 等级)针对传输OSI位的基站具有较大信道增益比(且因此较远离)的终端与针对此基站 具有较小信道增益比(且因此较靠近)的终端相比， 一般使其传输功率变化量增加 较大的量。具有较小传输功率变化量的终端与针对此基站具有相似信道增益比但具有较大传输 功率变化量的终端相比， 一般使其传输功率变化量增加较大的量。可以确定性方式、概率性方式或某种其它方式来调节传输功率。对于确定性调节， 基于有关参数以预定义的方式来调节传输功率。对于概率性调节，传输功率具有某一被 调节的概率，其中概率由有关参数确定。下文描述示范性的确定性和概率性调节方案。可如下测量OFDM或OFDMA系统的反向链路负载。图9展示用于示范性数据传输 方案的一组数据和控制信道。终端测量正向链路的接收信号质量，并在CQI信道上传输 信道质量指示符(CQI)代码字。终端持续测量正向链路质量，并在CQI信道上发送经 更新的CQI代码字。因此，丢弃被视为经擦除的接收到的CQI代码字对系统性能无害。然而，被视为未擦除的接收到的CQI代码字应具有较高质量，因为可基于这些未擦除的 CQI代码字中包含的信息来调度正向链路传输。如果终端经调度以用于正向链路传输，那么服务基站处理数据包以获得经编码的包， 并在正向链路数据信道上将所述经编码的包传输到终端。对于混合自动重传(H-ARQ) 方案，将每个经编码的包被分成多个子区块，且每次针对经编码的包传输一个子区块。 因为给定的经编码包的每个子区块是在正向链路数据信道上接收，所以终端尝试基于迄 今针对所述包而接收到的所有子区块来对所述包进行解码和恢复。终端能够基于部分传 输而恢复所述包，因为子区块含有冗余信息，所述冗余信息在接收信号质量不良时对解 码有用，但在接收信号质量良好时可能不需要。终端接着在所述包被正确解码时在ACK 信道上传输确认(ACK)，或否则传输否定确认(NAK)。正向链路传输以此方式继续， 直到所有经编码的包都被传输到终端为止。蜂窝式系统的反向链路中的负载是基站处所经历的总干扰功率和基站处的接收器噪 声底限(当没有干扰时)的函数。此千扰的来源可能是来自同一扇区内的用户(扇区内 干扰)或来自相邻扇区的用户(扇区间干扰)。在使用匹配滤波器接收器(也被称为耙式接收器)的CDMA系统中，总干扰功率是 包括扇区内干扰功率、扇区间干扰和接收器噪声功率的总接收功率。在使用干扰消除技 术的CDMA系统中，总干扰功率小于总接收功率。更具体来说，总干扰功率是总接收功 率减去被消除的干扰功率。在正交多址系统(例如OFDMA、 TDMA、 FDMA)中，总干扰功率小于总接收功率。 更具体来说，总干扰功率是总接收功率减去来自同一扇区中与所需用户的信号正交的用 户的功率。因此，例如，在OFDMA系统中，总干扰功率是扇区间干扰功率加上接收器 噪声功率。如所提出，负载是总干扰功率和接收器噪声功率两者的函数。提供用于测量 接收器噪声功率和总干扰功率的机制。如上文所述的用于测量接收器噪声功率的方法可用于OFDM或OFDMA系统中。指 定沉默间隔。远程终端在此沉默间隔期间不进行传输。沉默间隔是时间和频率上的间隔。 举例来说，对于OFDMA (或FDMA)系统，沉默间隔可从时间U持续到时间t2，且从 频率fl跨越到频率f2。可使用多个沉默间隔(跨越不同的时间/频率区块)来改进估计精 度。可使用如上文所阐释的陷波滤波器或通过使用于OFDMA或FDMA传输的IFFT/FFT 输出的某些音调无效来产生沉默频率。测量接收器噪声的另一示范性方法是通过测量存在于防护频带中的任何信号。防护频带是任何未使用的音调；防护频带中的每个未使用的音调被称为防护音调。举例来说， 通信系统可包含上行链路频带与下行链路频带之间或任何两个通信频带之间的未使用音 调。可在至少一个防护音调中测量接收器噪声。作为另一实例，可在不相交的音调中测量接收器噪声。也就是说，用于接收器噪声 测量的音调无需彼此邻近。对于估计干扰来说可有若干方案。可使用任何方便的方案。举例来说，对于OFDMA 或FDMA系统，每个远程终端传输连同数据一起的一些导频。在一个实施例中，基站(或 接入点)获取在时间或频率上彼此邻接的导频符号对的差异。基站接着求所得信号的功 率的平均值。作为另一实例，可使用无效传输。也就是说，在特定扇区中不使用针对某一持续时 间的一些频率载波，但在相邻扇区中使用。 一种此类方法是使用某种伪随机机制来选择 特定扇区中未使用的载波和持续时间。于是，在所述持续时间中，那些载波上的能量等 于总干扰功率。测得的负载值可用于功率控制(例如，如在2004年7月22日申请的题为"利用正 交多路复用的无线通信系统的功率控制(POWER CONTROL FOR A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM UTILIZING ORTHORGONAL MULTIPLEXING)"的第 10/897,463号美国专利申请案中所描述，所述申请案转让给本申请案的受让人，且以引 用的方式并入本文中)、用于允许控制、速率控制或用于其它诊断目的，包含如上文所述 的目的。终端在作为一组时间和频率隙的指定沉默间隔期间不进行传输。可使用陷波滤波器 来产生时间和频率隙。另 一机制是使OFDMA/FDMA传输器中的FFT/IFFT输出的某些音调无效。图IO是说明相对于时间间隔中的时间1015或具有若干导频和无效音调的OFDM符 号而绘制的音调或子频带中的通信频率1011的绘图。将导频音调符号展示为P1019。将 扇区无效音调符号展示为SN 1023。将无效音调符号展示为N 1027。如上文所述，可在 扇区无效1023期间测量来自邻近扇区的干扰。图11是说明计算正交频分多址无线通信系统中的反向链路负载的方法的流程图。所 述方法开始于步骤1103。在步骤1103中，估计来自不是由接入点服务的至少一个接入终 端的干扰。在步骤1105中，在无效时间和频率间隔中测量接收器噪声，所述无效时间和 频率间隔包含正交频分多址无线通信系统的至少一个音调。在步骤1107中，将干扰与接收器噪声进行比较。测量步骤1105可包含在所述无效时间和频率间隔外测量第一接收功 率。估计步骤1103可包含在无效时间和频率间隔中测量第二接收功率。传输功率可响应 于所述比较而增加。或者，可响应于所述比较而拒绝允许请求。作为另一替代，可响应 于所述比较而减小数据速率。比较步骤1107可包含使干扰除以接收器噪声。估计步骤1103可包含检测第一导频 信号、检测第二导频信号，以及从第二导频信号中减去第一导频信号。或者，测量步骤1105可包含在任何类型的通信系统中测量防护频带中的接收器噪声。图12是说明能够计算正交频分多址无线通信系统中的反向链路负载的无线通信装 置的一部分的框图。在模块1203中，从不是由接入点服务的至少一个接入终端估计干扰。 在模块1205中，在无效时间和频率间隔中测量接收器噪声，所述无效时间和频率间隔包 含正交频分多址无线通信系统的至少一个音调。在模块1207中，将干扰与接收器噪声进 行比较。测量模块1205可包含在所述无效时间和频率间隔外测量第一接收功率。估计模块1203可包含在无效时间和频率间隔中测量第二接收功率。传输功率可响应 于所述比较而增加。或者，可响应于所述比较而拒绝允许请求。作为另一替代，可响应 于所述比较而减小数据速率。比较模块1207可包含使干扰除以接收器噪声。估计模块1203可包含检测第一导频 信号、检测第二导频信号，以及从第二导频信号中减去第一导频信号。或者，测量模块1205可包含在任何类型的通信系统中测量防护频带中的接收器噪声<=可通过各种方式来实施本文所描述的技术。举例来说，可以硬件、软件或其组合的 方式来实施这些技术。对于硬件实施方案，用于执行擦除检测和/或功率控制的处理单元 可实施在一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处 理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制 器、微控制器、微处理器、其它经设计以执行本文描述的功能的电子单元或其组合内。对于软件实施方案，可以执行本文所描述的功能的模块(例如，过程、函数等等) 来实施本文所描述的技术。软件代码可存储在存储器单元(例如，图5中的存储器单元 572)中并由处理器(例如，控制器570)执行。存储器单元可实施在处理器内或处理器 外部，在后一种情况下，存储器单元可经由此项技术中己知的各种方法通信耦合到处理器。提供优选实施例的先前描述是为了使所属领域的技术人员能够制作或使用本发明。 所属领域的技术人员将容易了解对这些实施例的各种修改，且本文所界定的一般原理可 在不使用发明性能力的情况下应用于其它实施例。因此，不希望本发明限于本文所展示 的实施例，而是希望本发明符合与本文所揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。
权利要求
1.一种计算正交频分多址无线通信系统中的反向链路负载的方法，所述方法包括估计来自至少一个接入终端的干扰，所述至少一个接入终端不是由接入点服务的；在无效时间和频率间隔中测量接收器噪声，所述无效时间和频率间隔包括所述正交频分多址无线通信系统的至少一个音调；以及将所述干扰与所述接收器噪声进行比较。
2. 根据权利要求l所述的方法，其中所述测量包括-在所述无效时间和频率间隔外测量第一接收功率。
3. 根据权利要求2所述的方法，其中所述估计干扰包括在所述无效时间和频率间隔中测量第二接收功率。
4. 一种控制传输功率的方法，所述方法包括-执行根据权利要求1所述的方法；以及 响应于所述比较而增加所述传输功率。
5. —种响应允许请求的方法，所述方法包括执行根据权利要求1所述的方法；以及 响应于所述比较而拒绝所述允许请求。
6. —种控制数据速率的方法，所述方法包括执行根据权利要求1所述的方法；以及 响应于所述比较而减小所述数据速率。
7. 根据权利要求l所述的方法，其中所述比较包括使所述干扰除以所述接收器噪声。
8. 根据权利要求l所述的方法，其中所述估计来自至少一个接入终端的干扰，所述至 少一个接入终端不是由接入点服务的，包括检测第一导频信号； 检测第二导频信号；以及从所述第二导频信号中减去所述第一导频信号。
9. 一种计算无线通信系统中的反向链路负载的方法，所述方法包括估计来自至少一个接入终端的干扰，所述至少一个接入终端不是由接入点服务 的；在无效时间和频率间隔中测量防护频带中的接收器噪声；以及 将所述干扰与所述接收器噪声进行比较。
10. —种能够在正交频分多址无线通信系统中操作的无线通信装置，所述无线通信装置 包括处理器，其经配置以估计来自至少一个接入终端的干扰，所述至少一个接入终不是由接入点服务的 端；在无效时间和频率间隔中测量接收器噪声，所述无效时间和频率间隔包括所述正交频分多址无线通信系统的至少一个音调；以及将所述干扰与所述接收器噪声进行比较；以及 传输器，其耦合到所述处理器，且经配置以将无线通信信号传输到多个无线通信接入终端。
11. 根据权利要求IO所述的无线通信装置，其中所述处理器经配置以在无效时间和频率间隔外测量第一接收功率。
12. 根据权利要求ll所述的无线通信装置，其中所述处理器经配置以在所述无效时间和频率间隔中测量第二接收功率。
13. 根据权利要求IO所述的无线通信装置，其中所述处理器经配置以响应于所述比较而增加传输功率。
14. 根据权利要求IO所述的无线通信装置，其中所述处理器经配置以响应于所述比较而拒绝允许请求。
15. 根据权利要求IO所述的无线通信装置，其中所述处理器经配置以响应于所述比较而减小数据速率。
16. 根据权利要求9所述的无线通信装置，其中所述处理器经配置以使所述干扰除以所述接收器噪声。
17. —种无线通信装置，其包括处理器，其经配置以估计来自至少一个接入终端的干扰，所述至少一个接入终端不是由所述无线通 信装置服务的；测量防护频带中的接收器噪声；以及将所述千扰与所述接收器噪声进行比较；以及传输器，其耦合到所述处理器，且经配置以将无线通信信号传输到多个无线通信 接入终端。
18. —种能够在正交频分多址无线通信系统中操作的无线通信装置，所述无线通信装置 包括处理装置，其用于估计来自至少一个接入终端的干扰，所述至少一个接入终端不 是由所述无线通信装置服务的；测量装置，其用于在无效时间和频率间隔中测量接收器噪声，所述无效时间和频 率间隔包括所述正交频分多址无线通信系统的至少一个音调；比较装置，其用于将所述干扰与所述接收器噪声进行比较；以及传输装置，其用于将无线通信信号传输到多个无线通信接入终端，所述传输装置 耦合到所述处理装置。
19. 根据权利要求18所述的无线通信装置，其中所述处理装置进一步包括-非无效时间和频率测量装置，其用于在无效时间和频率间隔外测量第 一 接收功 率。
20. 根据权利要求19所述的无线通信装置，其中所述处理装置进一步包括无效时间和频率测量装置，其用于在所述无效时间和频率间隔中测量第二接收功 率。
21. 根据权利要求18所述的无线通信装置，其中所述处理装置经配置以响应于所述比较而增加传输功率。
22. 根据权利要求18所述的无线通信装置，其中所述处理装置经配置以响应于所述比较而拒绝允许请求。
23. 根据权利要求18所述的无线通信装置，其中所述处理装置经配置以响应于所述比较而减小数据速率。
24. 根据权利要求18所述的无线通信装置，其中所述处理装置经配置以使所述干扰除以所述接收器噪声。
25. —种机器可读媒体，其上面所存储的指令在由机器执行时致使所述机器估计来自至少一个接入终端的干扰，所述至少一个接入终端不是由接入点服务的；在无效时间和频率间隔中测量接收器噪声，所述无效时间和频率间隔包括正交频 分多址无线通信系统的至少一个音调；以及将所述干扰与所述接收器噪声进行比较。
26. 根据权利要求25所述的机器可读媒体，其中所述测量包括-在无效时间和频率间隔外测量第一接收功率。
27. 根据权利要求26所述的机器可读媒体，其中所述估计干扰包括在所述无效时间和频率间隔中测量第二接收功率。
28. —种机器可读媒体，其上面存储有用于控制传输功率的指令，所述指令在由机器执 行时致使所述机器执行根据权利要求l所述的方法；以及 响应于所述比较而增加所述传输功率。
29. —种机器可读媒体，其上面存储有用于响应允许请求的指令，所述指令在由机器执 行时致使所述机器.-执行根据权利要求l所述的方法；以及 响应于所述比较而拒绝所述允许请求。
30. —种机器可读媒体，其上面存储有用于控制数据速率的指令，所述指令在由机器执 行时致使所述机器执行根据权利要求l所述的方法；以及 响应于所述比较而减小所述数据速率。
31. 根据权利要求25所述的机器可读媒体，其中所述比较包括使所述干扰除以所述接 收器噪声。
32. —种用于辅助无线正交频分多址通信系统中的反向链路负载的计算的方法，所述方 法包括-识别无效时间和频率间隔；以及 使所述无效时间和频率间隔期间的无线传输无效。
33. 根据权利要求32所述的方法，其中所述使无效包括使快速傅立叶变换滤波器的一个音调无效。
34. —种移动无线通信装置，其包括用于识别无效时间和频率间隔的装置；以及用于使所述无效时间和频率间隔期间的无线传输无效的装置。
35. 根据权利要求34所述的移动无线通信装置，其进一步包括用于处理正交频分多址信号的装置。
36. 根据权利要求35所述的移动无线通信装置，其进一步包括-用于传输正交频分多址信号的装置。
37. —种移动无线通信装置，其包括处理器，其经配置以-识别无效时间和频率间隔；使所述无效时间和频率间隔期间的无线传输无效；以及 传输器，其耦合到所述处理器，所述传输器经配置以传输所述无线传输。
38. —种机器可读媒体，其上面存储有用于辅助无线正交频分多址通信系统中的反向链 路负载的计算的指令，所述指令在由机器执行时致使所述机器识别无效时间和频率间隔；以及使所述无效时间和频率间隔期间的无线传输无效。
全文摘要
本发明提供用于估计无线通信系统中反向链路负载的方法和设备。测量反向链路干扰并测量反向链路接收器噪声。例如通过使干扰功率除以接收器噪声功率来将所述反向链路干扰与所述反向链路接收器噪声进行比较。在正交频分多址(OFDMA)系统中可通过在无效时间和频率间隔期间使来自小区内和附近的接入终端的传输无效来测量所述反向链路接收器噪声。在所述无效时间和频率间隔中测量的功率是接收器噪声功率。可通过若干方式来测量所述反向链路干扰。举例来说，可指定局部无效时间和频率间隔。所述小区内的所述接入终端在所述局部时间和频率间隔期间使其传输无效。所述小区外的接入终端在所述局部时间和频率间隔期间继续传输。在所述局部时间和频率间隔中测量的功率是干扰功率。作为另一实例，可通过减去在时间或频率上彼此邻接的导频符号对来测量干扰功率。
文档编号H04B17/00GK101331698SQ200680047577
公开日2008年12月24日 申请日期2006年10月27日 优先权日2005年10月27日
发明者彼得·约翰·布莱克, 德米特里·R·米利科夫斯基, 阿夫尼什·阿格拉瓦尔 申请人:高通股份有限公司