接收装置的制作方法

专利名称：接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及例如利用正交频分复用(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)调制方式进行数字无线通信的接收装置，特别是涉 及判别是包含CP (Continual Pilot)模式和SP (Scattered Pilot)模式中的 2个以上模式中的哪一个的技术，该CP模式将导频载波在频率方向上分 散(例如等间隔)配置、且在时间方向上连续配置，该SP模式将导频载 波在频率方向上分散(例如等间隔)配置、且在时间方向上分散(例如等 间隔)配置。
背景技术：
近年，作为适于面向移动体的数字传送和对地面数字广播的应用的调 制方式，具有所谓多路径传输衰减和寄生(ghost)强的特征的正交频分 复用调制方式(OFDM调制方式)引人注目。
OFDM调制方式是多载波调制方式的一种，是对相互正交的多个n 条(n例如是数十 数百)的传输波(载波)分别实施数字调制的传输方 式。
例如，在数字电视广播系统中，利用摄相机和麦克风取得成为电视广 播节目的素材的影像和声音，从成为中继站的搭载在汽车上的FPU (Field Pickup Unit实况拾音单元)等向广播站等，通过无线发送取得的影像等。 OFDM调制方式作为一例在这样的广播系统中使用，此外，在其他各种 系统中使用。
此外，作为各载波的数字调制方式，经常使用16位正交振幅调制 (16QAM: 16 Quadrature Amplitude Modulation)和64QAM等多值调制方式。
在16QAM和64QAM的调制方式中，由于在各载波的振幅和相位中 具有信息，因此，需要在解调时准确地再现接收载波的绝对振幅和绝对相 位。因此，使用对多个载波和每一个配置振幅和相位一定的导频载波、在 接收机中基于导频载波推断传输路径特性进行振幅和相位的均衡的方式。
在OFDM调制方式中，使用所谓的CP模式和SP模式这2种模式中 的任一种模式进行无线通信，此外，也可以在通信中转换这些模式。
图2中示出CP模式时的载波配置的一例。横轴示出频率(载波)的 方向，纵轴示出时间(符号(symbol))的方向。
如图所示，在CP模式时的载波配置中，主要配置数据载波和导频载 波载波而构成，导频载波在频率方向上分散(在本例中，以8个载波的等 间隔)配置，在时间方向上连续配置。在此，全部的载波的数量例如是 800条左右，导频载波的数量例如是全部载波的数量的(1/8)。
此外，例如，作为其他载波，配置IO条左右的控制用的载波，但省 略图示。此外，也可以配置其他载波，但在本例中为了简化说明而省略。
此外，例如，在数据载波的平均功率是l ( = 12)时，导频载波的功 率就是(4/3) 2，控制用的载波的功率就是(4/3) 2。
图3中示出SP模式时的载波配置的一例。横轴示出频率(载波)的 方向，纵轴示出时间(符号)的方向。
如图所示，在SP模式时的载波配置中，主要配置数据载波和导频载 波载波而构成，导频载波在频率方向上分散(在本例中，以8个载波的等 间隔)配置，并且，在时间方向上分散(在本例中，以2以上即n个符号 的等间隔)配置。在此，全部的载波的数量例如是800条左右，导频载波 的数量例如是全部载波的数量的(1/8)。
此外，例如，作为其他载波，配置IO条左右的控制用的载波，但省 略图示。此外，也可以配置其他载波，但在本例中为了简化说明而省略。
此外，例如，在数据载波的平均功率是l ( = 12)时，导频载波的功 率就是(4/3) 2，控制用的载波的功率就是(4/3) 2。
在接收侧使用导频载波进行均衡处理。
一般地，在如图2所示的CP的导频配置中适用于像高速的移动传输 这样的变动剧烈的传输路径中，另一方面，在如图3所示的SP的导频配 置中，具有时间响应性变低、但可均衡的多路径传输的延迟时间变长的特 征。
此外，为了提高传输性能，很多情况下将导频载波的振幅设定得比通 常的数据载波的振幅大。例如，将导频载波的振幅与数据载波比较，设定 为(4/3)倍的振幅比。
多个载波(数据载波和导频载波)被相加为保持相互的正交关系，这 样就生成OFDM的时间轴波形。通过对各载波进行IFFT (Inverse Fast Fourier Transform:快速傅立叶逆变换)的处理来实现该加法处理。由IFFT 处理后的时间轴波形即有效符号和复制该有效符号的一部分后附加在该 有效符号的前面的保护区间来构成OFDM的符号。
在将利用这样的处理生成的OFDM信号向高频(RF: Radio Ferquency)的信号进行频率转换之后，通过无线进行发送。
如上所述，作为使用的导频载波的配置，在移动传输中适用了CP模 式，在长延迟多路径传输环境中SP模式较适合，期望利用作为对象的传 输路径的特性选定最佳的导频模式。此外，作为可以选定的传输模式(传 输方式)，除了导频模式以外，也有基于传输路径特性，对于如调制方式 和纠错编码方式等这样的其他的多个传输模式进行选定。因此，为了进行 准确的传输，需要在发送侧和接收侧之间使这些传输模式全部一致，但例 如为了避免操作者的设定错误(设定差错)而快速地完成传输，期望在接 收侧设置自动判别传输模式的功能。
因此，在地面数字电视广播方式(例如，参照ARIB STD—B31)和 节目素材传输用OFDM方式无线传输系统(例如，参照ARIB STD—B33) 中，对所谓的TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Contril 传输与复用结构控制)的载波分配各种各样的传输模式信息而从发送侧向
接收侧发送，在接收侧解读接收到的TMCC进行传输模式的自动识别。 TMCC随机地被配置，以便通过频率选择性衰减而不产生解调错误。
图7中包含TMCC载波示出CP模式时的载波配置的一例。纵轴示出 符号方向(时间方向)，横轴示出载波方向(频率方向)。作为载波，配置 数据载波、导频载波禾卩TMCC(Transmission and Multiplexing Configuration Contril)载波。
在CP模式中，在符号方向上连续地配置导频载波，在载波方向上分 散(例如，等间隔)配置导频载波。
在图7的例子中，在规定的载波号码k二O、 8、 16、...的位置上等间 隔地配置了导频载波，此外，在规定的载波号码k二60、 294、...的位置 上配置了 TMCC载波，在其他的载波号码k的位置上配置了数据载波。 此外，导频载波和TMCC载波在符号方向上连续地配置。
图8中包含TMCC载波示出SP模式时的载波配置的一例。纵轴示出 符号方向(时间方向)，横轴示出载波方向(频率方向)。作为载波配置数 据载波、导频载波和TMCC载波。
在SP模式中，在符号方向上分散(例如，等间隔)地配置导频载波， 在载波方向上分散(例如，等间隔)地配置导频载波。
在图8的例子中，在符号方向上反复了如下4种图形在规定的载波 号码k二0、 8、 16、...的位置上等间隔地配置导频载波的图形；从这儿开 始在每错开2个的载波号码k=2、 10、 18、...的位置上等间隔地配置导 频载波的图形；从这儿开始在每错开2个的载波号码k=4、 12、 20、... 的位置等间隔地配置导频载波的图形；及从这儿开始在每错开2个的载波 号码k二6、 14、 22、...的位置上等间隔地配置了导频载波的图形。此外, 在规定的载波号码k二61、 295、...的位置上配置有TMCC载波，在其他 的载波号码k的位置配置有数据载波。此外，TMCC载波连续地配置在符 号方向上。
在此，数据载波是用于通信成为通信对象的信息(数据)的载波。
此外，导频载波是例如成为用于均衡(修正)振幅和相位的基准的载 波。导频载波例如由具有成为基准的一定的振幅和一定的相位的符号构 成，预先在发送侧(发送装置)和接收侧(接收装置)设定成为该基准的 值。
此外，TMCC载波例如是用于通信有关通信的各种控制信息的载波。 TMCC载波例如由ARIB STD—B33规定，载波条数比数据载波和导频载 波等的其他载波少，配置在预先决定的位置，其位置在一部分重复的CP 模式和SP模式中不同。
此外，导频载波和TMCC载波的功率被设定为比数据载波的功率大， 例如，在ARIBSTD—B33中定义为数据载波的(4/3) 2倍的功率。
对于接收信号，为了进行均衡和解调等的处理，需要准确地掌握导频 载波和TMCC载波的位置，因此，在发送侧转换CP模式和SP模式的情 况下，需要在接收侧手动转换CP模式和SP模式。
在接收通过OFDM调制方式无线发送的信号的接收装置中，为了对 接收信号进行均衡和解调等的处理，需要准确地掌握导频载波的位置，因 此，在发送侧转换CP模式和SP模式时，需要在接收侧也手动转换CP 模式和SP模式。
再有， 一般地，CP模式在移动中的无线通信中有效，SP模式在多路 径传输这样的有延迟波时有效，各个模式各有优缺点。 关于同步模式和差动模式进行说明。
在同步模式中，例如QPSK (Quadrature Phase Shift Keying:正交相 移键控)调制方式和QAM (Quadrature Amplitude Modulation:正交调幅) 调制方式等那样，使用用各符号的绝对振幅和绝对相位进行调制和解调的 方式(同步调制方式)进行数据载波的调制解调。作为同步模式有CP模 式和SP模式。
在差动模式中，例如DQPSK (Differential QPSK:差动正交相移键控) 调制方式等那样，使用用符号间的差分(例如，相位的差分)进行调制和
解调的方式(差动调制方式)进行数据载波的调制解调。
此外，差动模式中的TMCC载波的位置与CP模式中的TMCC载波 的位置相同。
此外，TMCC载波例如使用BPSK (Binary Phase Shift Keying: 二相
移相键控)调制方式被调制和解调，在轴上(例如，正交xy坐标上的x 轴上或y轴上)成为+ 1或一l的值。
专利文献l:(日本)特开2004—134883号公报
非专利文献1: 「于^匕'-3 y放送番組素材伝送用可搬形OFDM 方式f ^夕/P無線伝送〉7T厶」、ARIB STD—B33、社団法人、電波 産業会
如上所述，在具有CP模式和SP模式两者的OFDM调制方式的系统 中，在发送侧转换CP模式和SP模式时，需要在接收侧也手动转换CP 模式和SP模式。
但是，在如按照传输路径状态转换CP模式和SP模式这样地，设想 发送侧适应性地转换CP模式和SP模式而进行通信的系统的情况下，期 望在接收侧自动地转换CP模式和SP模式。
此外，也考虑适应性地使用CP模式和SP模式以外的模式。 此外，例如，在即使设想可以在接收侧自动转换CP模式和SP模式， 也需要有用于存储多个符号部分的数据的存储器的情况下，电路规模就变 得庞大。因此，要求开发能自动地转换CP模式和SP模式、且削减了规 模的电路。
此外，例如，在转换同步模式(CP模式和SP模式)和差动模式的 情况下，需要在判定CP模式和SP模式的同时判定差动模式。
此外，在转换运用CP和SP的系统中，要确保TMCC载波的位置的 随机性，并且，在避开CP和SP的导频载波位置的位置配置TMCC载波 很困难，因此，需要在CP模式和SP模式中转换TMCC的配置。在这样 的系统中，如果CP/SP的导频模式判别不结束，TMCC的载波位置就不
确定，因此就不能够解读TMCC。因此，就需要不解读TMCC而进行CP /SP的模式判别。

发明内容
本发明鉴于这样的现有情况，其目的在于提供一种能够判别是从发送 侧接收到的信号中使用的模式是包含CP模式和SP模式的2个以上的模 式中的哪一种的接收装置。此外，另一个目的在于，提供一种在同步模式 (CP模式和SP模式)和差动模式进行转换的情况下，能够判定CP模式 和SP模式的同时，判定差动模式的接收装置。另外，另一个目的在于， 提供一种在接收己用OFDM调制方式进行了调制的信号时，能够不解读 TMCC而判别导频载波的模式的接收装置。然后，在本发明涉及的接收装 置中，能够基于这样的模式的判别结果，配合发送侧转换CP模式和SP 模式等。
为了达到上述目的，在本发明的第一方式涉及的接收装置中，在接收 使用包含CP模式和SP模式的2个以上的模式中的任一种模式并通过 OFDM调制方式发送的信号时，通过如下结构判别模式，该CP模式将导 频载波在频率方向上分散配置、且在时间方向上连续配置，该SP模式将 导频载波在频率方向及时间方向上分散配置。
艮P，第一乘法单元对各载波的每一个取得接收信号与其1个符号时间 差的信号的乘法结果(例如，关于IQ信号的复数相乘结果)。第一总和单 元对1个符号时间部分的多个载波，将由上述第一乘法单元取得的乘法结 果进行总和。第一判别单元在由上述第一总和单元得到的总和结果超过规 定的阈值(或者在规定的阈值以上)的情况下，判别为使用于接收信号的 模式是CP模式。
从而，能够利用在CP模式中、在导频载波的位置由l个符号时间差 的相关性高的情况，判别在从发送侧接收到的信号中使用的模式是否是 CP模式，例如，能够基于所谓是CP模式的判别结果，配合发送侧向CP
模式转换。
在此，作为规定的阈值，可以使用各种各样的值，例如，可以基于接 收信号等生成阈值，或者也可以预先设定阈值。
此外，作为第一判别单元中的与阈值的大小判定的方式，可以使用判 别"超过阈值"的方式，或者也可以使用判别"在阈值以上"的方式。
在本发明的第一方式涉及的接收装置中，最好如下构成。
艮口，在上述2个以上的模式中包含同步调制模式的上述CP模式和上 述SP模式、和不使用导频载波(即，不被使用)的差动调制模式。
在上述SP模式中，在时间方向上，按照2以上即n个符号的间隔配 置导频载波。
然后，在该接收装置中，第二乘法单元对各载波的每一个取得接收信 号与其n个符号时间差的信号的乘法结果(例如，关于IQ信号的复数相 乘结果)。第二总和单元对1个符号时间部分的多个载波，将由上述第二 乘法单元取得的乘法结果进行总和。第二判别单元在由上述第二总和单元 得到的总和结果超过规定的阈值(或者在规定的阈值以上)的情况下，判 别为使用于接收信号的模式是同步调制模式，在由上述第二总和单元得到 的总和结果在规定的阈值以下(或者小于规定的阈值)的情况下，判别为 使用于接收信号的模式是差动调制模式。
从而，能够利用在像CP模式或SP模式这样的同步调制模式中、在 导频载波的位置的由n个符号时间差的相关性高的特点，判别在从发送侧 接收到的信号中使用的模式是同步调制模式还是差动调制模式。
例如，在转换使用CP模式、SP模式及差动调制模式的情况下，能 够基于第一判别单元的判别结果和第二判别单元的判别结果，判别是哪种 模式，能够基于该判别结果，配合发送侧转换模式。
在此，作为由第一判别单元使用的规定的阈值和由第二判别单元使用 的规定的阈值，例如使用共同的值，但作为其他的结构例，也可以分别使 用不共同的值。
此外，作为第二判别单元中的与阈值的大小判定的方式，可以使用判 别"超过阈值"的方式，或者也可以使用判别"在阈值以上"的方式，同 样地，可以使用判别"在阈值以下"的方式，或者也可以使用判别"小于 阈值"的方式。为了达到上述目的，在本发明的第二方式中，在接收使用CP模式、 SP模式及差动调制模式中的任一种模式(例如，在发送侧中进行转换) 并通过OFDM调制方式发送的信号时，采用如下构成，该CP模式是同 步调制模式，将导频载波在载波方向(频率方向)上分散配置且在符号方 向(时间方向)上连续地配置，并且，在规定的频率位置上配置TMCC; 该SP模式是同步调制模式，将导频载波在载波方向(频率方向)和符号 方向(时间方向)上分散配置，并且，在与上述CP模式不同的规定的频 率位置配置TMCC载波；该差动调制模式不使用导频载波(不被使用)， 并且，在与上述CP模式相同的频率位置配置TMCC载波。艮口，乘法单元对各载波的每一个取得接收信号与其1个符号时间差的 信号的乘法结果。第一总和单元对1个符号时间部分的多个载波，将由上 述第一乘法单元取得的乘法结果进行总和。第二总和单元对被包含在1 个符号部分中的配置了上述CP模式的TMCC载波的频率位置，将由上述 乘法单元取得的乘法结果进行总和。第三总和单元对被包含在1个符号部 分中的配置了上述SP模式的TMCC载波的频率位置，将由上述乘法单元 取得的乘法结果进行总和。第一判别单元在由上述第一总和单元得到的总和结果超过规定的阈 值(或者在规定的阈值以上)的情况下，判别为使用于接收信号的模式是 CP模式。第二判别单元在由上述第一总和单元得到的总和结果是上述规 定阈值以下(或者小于上述规定阈值)，并且，由上述第二总和单元得到 的总和结果大于由上述第三总和单元得到的总和结果的情况下，判别为使 用于接收信号的模式是上述差动调制模式。第三判别单元在由上述第一总 和单元得到的总和结果是上述规定阈值以下(或者小于上述规定阈值)，
并且，由上述第二总和单元得到的总和结果小于由上述第三总和单元得到
的总和结果的情况下，判别为使用于接收信号的模式是上述SP模式。
从而，通过判定是否在时间方向上连续地配置有导频载波，就能够判
定是否使用了CP模式，此外，通过判定TMCC的配置，能够判定是否使 用了SP模式，通过组合它们，能够判定使用了CP模式、SP模式及差动 模式(差动调制模式)的哪一种。这样，例如在发送侧转换发送使用的模 式的情况下，不从发送侧向接收侧通知使用的模式，也能够在接收侧自动 地判定在发送侧使用的通信的模式，能够进行与发送侧使用的模式相对应 的处理。
在此，在CP模式和SP模式及差动调制的各个模式中，作为数据载 波和导频载波及TMCC载波的配置的方式，可以使用各种各样的方式。
此外，例如在CP模式(和差动调制模式)和SP模式中，TMCC载 波配置在多个频率位置，该情况下，可以在CP模式和SP模式中使用配 置TMCC载波的频率位置完全不同(即，不重复)的方式，或者也可以 使用一部分重复的方式。
此外，作为取得接收信号与其1个符号时间差的信号的乘法结果的方 式，例如可以使用关于这2个复数信号(IQ信号)取得复数相乘结果的 方式，作为具体例，可以使用取得差动检波的结果的方式。
此外，作为对各符号中的各载波的每一个进行处理的方式，例如按时 间分割使用l个电路，可以使用对多个载波的每一个进行处理的方式。
此外，作为规定的阈值，例如可以基于接收信号的电平等对应地生成， 或者也可以预先设定在装置中。
在本发明的第二方式涉及的接收装置中，例如最好如下构成。
艮P，配置上述CP模式的TMCC载波的频率位置和配置上述SP模式 的TMCC载波的频率位置全部不同或者一部分重复。
在此，CP模式中的TMCC载波的频率位置和SP模式中的TMCC载 波的频率位置也可以一部分重复，通常认为重复部分少的一方基于TMCC
载波的位置的模式判定的特性提高，作为一例，在全部不同或没有重复的 情况下，判定的特性最好。
为了达到上述目的，在本发明的第三方式涉及的接收装置中，接收使
用包含CP模式和SP模式的2个以上的模式中的任一种模式并通过 OFDM调制方式发送的信号时，利用如下结构判别模式，该CP模式将导 频载波在频率方向(载波方向)上分散配置、且在时间方向(符号方向) 上连续地配置,该SP模式将导频载波在频率方向及时间方向上分散配置。
艮P，第一相关单元取得接收信号与其1个符号时间差的信号的相关结 果。设L为2以上的整数，第二相关单元取得上述接收信号与其L个符 号时间差的信号的相关结果。在由上述第一相关单元取得的相关结果和由 上述第二相关单元取得的相关结果两者超过规定阈值(或者在规定阈值以 上)的情况下，判别单元判别为上述使用于接收信号的模式是CP模式， 在仅由上述第二相关单元取得的相关结果超过上述规定阈值(或者在上述 规定阈值以上)的情况下，判别为使用于上述接收信号的模式是SP模式。
从而，例如在接收已用OFDM调制方式调制的信号时，能够不解读 TMCC而判别导频载波的模式(CP模式、SP模式)，能够在接收侧设定 与在发送侧选择的模式相同的模式。
在此，作为包含CP模式和SP模式的2个以上的模式，例如可以使 用仅转换使用CP模式和SP模式的方式，或者也可以包含CP模式和SP 模式以外的其它模式，在需要其他的模式的判别的情况下，可以使用任意 的判别方法。
此外，作为2个信号的相关运算，例如使用将2个信号(复数)相乘 并在时间上平均化(也可以是积分)该乘法结果的运算。
此外，作为用于判别模式的规定阈值，可以使用各种各样的值，例如 也可以基于接收信号的功率等的电平进行设定。
在本发明的第四方式涉及的接收装置中，在使用将导频载波在频率方 向上分散配置的同时，在时间方向上按照m种时间间隔Li (i=0 m—l)
配置的m种导频模式中的任一种模式，接收利用OFDM调制方式发送的信号时，利用如下结构判别模式。艮P，相关单元对各时间间隔Li (i=0 m—l)，取得上述接收信号与 各自的Li个符号时间差的信号的相关结果。判别单元在由上述相关单元 从Li个符号时间差的信号取得的相关结果超过规定阈值(或者，在规定 阚值以上)的相关结果内，判别为是按照最小时间间隔Li配置导频载波 的导频模式。从而，例如在接收己用OFDM调制方式调制的信号时，能够不解读 TMCC而判别导频载波的模式(多种导频模式)，能够在接收侧设定与在 发送侧选择的模式相同的模式。在此，作为包含多种导频模式的2个以上的模式，例如可以使用仅转 换使用多种SP模式的方式、或者可以转换使用CP模式和多种SP模式的 方式、或者也可以包含CP模式和SP模式以外的其它模式，在需要其他 的模式的判别的情况下，可以使用任意的判别手法。此外，作为多种SP模式的数量，可以使用各种各样的数量。如以上说明的，根据本发明的第一方式涉及的接收装置，在接收使用 了象CP模式这样的导频载波位置的1个符号时间差的相关较高的模式和 不是这样的模式中的任一种模式的信号的情况下，通过判别接收信号的1 个符号时间差中的相关是否高，就能够判别是否是CP模式。此外，根据本发明的第一方式涉及的接收装置，在接收使用了象CP 模式和SP模式这样的导频载波位置中的n (n是2以上的规定数)符号 时间差的相关高的同步调制模式和不是这样的差动调制模式中的任一种 模式的信号的情况下，通过判别接收信号的n个符号时间差中的相关是否 高，就能够判别是同步调制模式还是差动调制模式。此外，在本发明的第一方式涉及的接收装置中，进行上述的2种判别， 可以基于两者的判别结果判别模式。如以上说明的，根据本发明的第二方式涉及的接收装置，通过基于是
否在时间方向上连续地配置有导频载波来判定是否使用了 CP模式，基于 TMCC载波的配置判定是否使用了 SP模式，来判定使用了CP模式、SP 模式及差动模式(差动调制模式)中的哪一种，因此，例如在发送侧转换 发送所使用的模式的情况下，也能够判定在发送侧使用的通信的模式。如以上说明的，根据本发明的第三和第四方式涉及的接收装置，能够 基于接收信号与其规定数量的符号部分的时间差信号的相关结果的大小， 来判别在发送侧使用的导频载波的模式(例如，CP模式、1种以上的SP 模式)，能够自动地判别与发送侧相同的模式进行设定。


图1是示出本发明的第一实施例涉及的OFDM接收装置的结构例的图。图2是示出CP模式时的载波配置的一例的图。图3是示出SP模式时的载波配置的一例的图。图4是示出CP / SP模式的临时判别处理结果的一例的图。图5是示出差动调制时的CP / SP模式的临时判别处理结果的一例的图。图6是示出本发明的第二实施例涉及的接收装置的结构例的图。 图7是包含TMCC载波示出CP模式时的载波配置的一例的图。 图8是包含TMCC载波示出SP模式时的载波配置的一例的图。 图9是示出差动调制时的差动/同步调制判别结果的一例的图。 图10是示出同步调制且SP模式时的差动/同步调制判别结果的一 例的图。图11是示出本发明的第三实施例涉及的OFDM传输装置的接收装置 的结构例的图。图12是示出信号的定时的一例的图。图13是示出本发明的第四实施例涉及的OFDM传输装置的接收装置
的结构例的图。
具体实施方式
参照

本发明涉及的第一实施例。图1中示出本发明的第一实施例涉及的OFDM接收装置的结构例。本例的OFDM接收装置具有天线1、 RF (Radio Frequency)部2、 IF (Intermediate Frequency)部3、 FFT (Fast Fourier Transform)处理部4、 l个符号延迟部5、差动检波部6、加法部7、 n个符号延迟部8、差动检 波部9、加法部10、平方部11、加法部12、乘法部13、 CP / SP临时判 别部14、差动/同步调制判别部15、 CP / SP判别部16。在本例中，转换使用图2中示出的载波配置的CP模式和图3中示出 的载波配置的SP模式并通过OFDM调制方式，在OFDM发送装置(无 图示)和OFDM接收装置之间进行无线通信。在CP模式和SP模式中使 用例如使用导频载波的调制方式即QAM (Quadrature Amplitude Modulation)和QPSK (Quaternary Phase Shift Keying)等。另外，在本例中，作为其他模式，也可以转换使用不使用导频载波的 调制方式即DQPSK (Differential Quaternary Phase Shift Keying)方式的模 式，利用OFDM调制方式进行无线通信。在这样的不使用导频载波的模式中配置数据载波，但使用不配置导频 载波的载波配置，作为一例，在图2和图3中示出的载波配置中使用在导 频载波的位置也配置了数据载波的装置。再有，例如作为其他的载波，配置10条左右的控制用的载波。此外， 也可以配置其他的载波，但在本例中为了简化说明而省略了。此外，例如，在数据载波的平均功率是l ( = 12)时，控制用的载波 的功率就是(4/3) 2。示出在本例的OFDM接收装置中进行的工作的一例。利用天线1接收从发送侧使用某种模式通过无线发送的信号，利用
RF部2和IF部3处理接收信号，利用FFT处理部4进行高速傅立叶变换， 取得各载波的每一个的信号。在本例中，在l个符号部分的时间中，从FFT处理部4依次输出全 部的载波信号。这样，就在每个符号时间处理全部的载波信号。1个符号延迟部5使从FFT处理部4输出的载波信号延迟1个符号部 分，差动检波部6将从FFT处理部4输出的载波信号和利用1个符号延 迟部5将其延迟后的信号进行复数相乘(关于IQ信号的复数相乘)，加法 部7在各符号时间的每一个，关于全部的载波，将由差动检波部6得到的 复数相乘结果进行总和(加法运算)。例如，在如图2和图3所示的载波 配置中，关于各时间(符号)方向，对频率(载波)方向的l行部分进行 该总和。将该总和结果输入到CP / SP临时判别部14。在此，如图2所示，在本例的CP模式中，将导频载波在频率方向上 等间隔地配置、在时间方向上连续地配置。关于导频载波，由于都是相同 信号，因此，在差动检波部6中，当在接收信号和来自1个符号延迟部5 的输出之间一进行差动检波处理(在本例中是复数相乘处理)时，全部的 导频载波位置的输出就成为相同信号(在本例中是功率(4 / 3)2的信号)， 关于条数少的控制用的载波位置也同样。关于其他的载波(数据载波)的 位置，可以认为全部成为随机值，该情况下，来自差动检波部6的输出成 为随机值，平均后可以看作零(0)。从而，当在加法部7中求差动检波后的信号的1个符号部分的总和时， 在导频载波位置和控制用的载波位置加上了仅相同导频载波数部分和控 制用的载波数部分的信号，在其他的载波位置中，将随机值相加后收敛为 零。另一方面，如图3所示，在本例的SP模式中，将导频载波在频率方 向上等间隔地配置、在时间方向上分散(在本例中隔开2个符号以上的间 隔)配置，因此，在差动检波部6中，在接收信号和来自l个符号延迟部 5的输出之间，若进行差动检波处理(在本例中是复数相乘处理)，条数
少的控制用的载波位置的输出就成为相同信号(在本例中是功率(4/3) 2的信号)，关于其他的载波(数据载波、导频载波)的位置，全部成为随 机值。
从而，若在加法部7中求差动检波后的信号的1个符号部分的总和， 则在控制用的载波位置加上了仅相同控制用的载波数部分的信号，在其他 的载波位置，在任意的载波位置也相加随机的值，并收敛为零。
此外，在不使用导频载波的模式中，由于不使用导频载波，因此，在 加法部7中，若求差动检波后的信号的1个符号部分的总和，则在控制用 的载波位置加上了仅相同控制用的载波数部分的信号，在其他的载波(数 据载波)的位置，相加随机值而收敛为零。
若基于这些，为了判别是CP模式或者不是CP模式(在本例中是SP 模式或者不使用导频载波的模式)如下如下方法在加上了仅相同导频载 波数部分及控制用载波数部分的信号(在本例中是功率(4/3) 2的信号) 的值、和加上了仅相同条数少的控制用载波数部分的信号(在本例中是功 率(4/3) 2的信号)的值之间设置阈值，利用该阈值进行大小判断。在 来自加法部7的输出大于阈值的情况下，判别为是CP模式，在来自加法 部7的输出小于阈值的情况下，判别为不是CP模式。
关于这样的阔值的设定，利用差动检波前的信号。
首先，在平方部11中计算差动检波前的信号(来自FFT处理部4的 各载波的每一个的输出信号)的平方，关于该平方值，在加法部12求1 个符号部分的总和(加法)。
在此，由于在加法部12求出将数据载波和导频载波等各载波进行平 方的值的总和，因此，各载波的数量相同，则总和结果就示出相同值。
从而，即使载波配置不同，在载波数相同的CP模式和SP模式中， 加法部12的总和结果也示出相同值。具体地说，加法部12的总和结果等 于加上了仅相同导频载波数部分和控制用载波数部分的信号(在本例中是 功率(4/3) 2的信号)的值、与加上了仅相同数据导频载波数部分的信号(在本例中是功率1 ( = 12)的信号)的值的总和值。这样地，在CP 模式和SP模式中，不取决于导频载波的配置的差异，加法部12的总和 结果成为相同的值，能够以该总和结果为基础设定阈值。
此外，在不使用导频载波的模式中，加法部12的总和结果成为加上 了仅相同控制用的载波数部分的信号(在本例中是功率(4/3) 2的信号) 的值、和加上了仅相同数据载波数部分的信号(在本例中是功率1 ( = 12) 的信号)的值的总和值。认为该总和值与CP模式或SP模式中的总和值 不同，但可以以该总和值为基础，设定用于判别是CP模式或者不是CP 模式(在本例中是SP模式或者不使用导频载波的模式)的阈值。
将加法部12的总和结果输入到乘法部13中乘以规定值a进行电平调 整，将该乘法结果的值作为阈值，输入到CP / SP临时判别部14和差动 /同步调制判别部15中。
在此，设(x为满足(0<a<l)的值，但是，使用适合于生成用于判别 是CP模式或者不是CP模式(在本例中是SP模式或者不使用导频载波的 模式)的阈值的值。
具体地说，关于加法部7的总和结果，是CP模式时的结果与是其他 模式(在本例中是SP模式或者不使用导频载波的模式)时的结果相比， 成为仅比其大加上了仅相同导频载波数部分的信号(在本例中是功率(4 /3)2的信号)的部分，生成能判别该差异的阈值。再有，也可以认为不 是CP模式的其他模式时的总和结果是较小的值，接近于零。
作为一例，若考虑不使用导频载波的模式中的由加法部12计算的总 和结果比CP模式或SP模式的由加法部12计算的总和结果小，就能够设 定a的值，使得在不使用导频载波的模式中的加法部12的总和结果上乘 以a的值变得比SP模式或不使用导频载波的模式中的由加法部7计算的 总和结果大，并且，在CP模式或SP模式中的加法部12的总和结果上乘 以a的值变得比CP模式中的由加法部7计算的总和结果小。
在CP / SP临时判别部14中，关于从加法部7输入的差动检波后的 总和结果和从乘法部13输入的阈值进行大小判定，在总和结果大于阈值 的情况下，判别为是CP模式，在总和结果小于阈值的情况下，判别为是 其他的模式(在本例中是SP模式或者不使用导频载波的模式)。将该判 别结果输入到CP / SP判别部16中。
在此，例如在仅转换使用CP模式和SP模式2种模式的情况下，能 够根据CP / SP临时判别部14的判别结果确定是哪种模式。
图4中示出CP模式和SP模式的临时判别处理结果的一例。作为从 加法部7输出的差动检波后的总和结果或从乘法部13输出的阈值，横轴 示出了对每个符号计算出的值，纵轴示出了频度(％)，用直方图示出总 和结果。
如图所示，CP模式时的差动检波后的1个符号部分的总和结果成为 比较大的值，SP模式时的差动检波后的1个符号部分的总和结果成为比 较小的值，设定阈值以便能够区别这2种值。
下面，作为用不使用导频载波的调制方式进行通信的情况，关于用例 如DQPSK这样的差动调制方式进行通信的情况进行说明。
该情况下，当进行与上述同样的l个符号差中的差动检波处理时，除 了条数少的控制用的载波的位置，输出全部成为随机值，该值的1个符号 部分的总和收敛为零。其结果，就在CP/SP临时判别部14中判别为不 是CP模式的其他模式。
图5中示出差动调制时的CP模式和SP模式的临时判别处理结果的 一例。横轴示出了作为从加法部7输出的差动检波后的总和结果或从乘法 部13输出的阈值，对每个符号计算出的值，纵轴示出了频度(％)，用直 方图示出总和结果。
如图所示，不使用导频载波的DQPSK模式时的差动检波后的l个符 号部分的总和结果与SP模式时同样地成为比较小的值，得到与SP模式 时同样的判定结果。但是，例如"ARIBSTD—B33"(非专利文献l)中规定的，在差动
调制时， 一部分的载波(例如控制用的载波)的配置依照CP模式的情况 下，需要在最终的CP/SP模式的判别结果中判别为CP模式。因此，在 本例中，在CP/SP临时判别部14中判别为不是CP模式的情况下，进一 步在差动/同步调制判别部15中判别是差动调制方式还是同步调制方 式、且是SP模式。
再有，CP模式和SP模式是同步调制方式。
在本例中，在差动检波部9中，在接收信号和来自n个符号延迟部8 的输出之间进行差动检波处理(在本例中是复数相乘处理)，关于其结果， 在加法部10中求1个符号部分的总和而输入到差动/同步调制判别部15 中。
具体地说，n个符号延迟部8使从FFT处理部4输出的载波信号延迟 n个符号部分，差动检波部9将从FFT处理部4输出的载波信号和利用n 个符号延迟部8使其延迟的信号进行复数相乘(关于IQ信号的复数相乘)， 加法部IO在每个符号时间，关于全部的载波，将由差动检波部9得到的 复数相乘结果计算总和(加法运算)。例如，在如图2和图3所示的载波 配置中，关于各时间(符号)方向，对频率(载波)方向的l行部分进行 该总和。将该总和结果输入到差动/同步调制判别部15中。
在此，作为n，在图3中示出的SP模式时的载波配置中使用将导频 载波在时间(符号)方向上分散配置的间隔n的值。在图3的例子中，n =4。
该情况下，如图2中示出的CP模式和图3中示出的SP模式所示， 在信号中包含有导频载波时，导频载波的位置上的差动检波输出或控制用 的载波的位置中的差动检波输出成为相同信号(在本例中是功率(4/3) 2的信号)而进行相加，另一方面，其他的载波(数据载波)的位置上的 差动检波输出变为随机值，若相加就收敛为零。
此外，在象DQPSK这样的不使用导频载波的模式中，由于在信号中 没有包含导频载波，因此，条数少的控制用的载波的位置上的差动检波输 出成为相同信号(在本例中是功率(4/3) 2的信号)，另一方面，其他的 载波(数据载波)的位置上的差动检波输出变为随机值，若相加就收敛为 零。于是，同步调制模式即CP模式或SP模式时的、来自加法部10的总 和结果就成为CP模式时的来自加法部7的总和结果(例如，与图4中示 出的CP模式同样的值)。此外，差动调制模式即不使用导频载波的模式 时的、来自加法部10的总和结果，就成为SP模式或不使用导频载波的 模式时的、来自加法部7的总和结果(例如，与图4中示出的SP模式同 样的值)。从而，在差动/同步调制判别部15中，通过使用从乘法部13输入的 阈值(与在CP/SP临时判别部14中使用的阈值相同的阈值)进行大小 判定，就能够判别是同步调制还是差动调制。具体地说，在差动/同步调 制判别部15中，用从加法部IO输入的差动检波后的总和结果和从乘法部 13输入的阈值进行大小判定，在总和结果大于阈值的情况下，判别为是 同步调制(在本例中是CP模式或SP模式)，在总和结果小于阈值的情况 下，判别为是差动调制(在本例中是不使用导频载波的模式)。将该判别 结果输入到CP / SP判别部16中。在CP / SP判别部16中，基于从CP / SP临时判别部14输入的是否 是CP模式的判别结果和从差动/同步调制判别部15输入的是同步调制 (在本例中是CP模式或SP模式)或者是差动调制(在本例中是不使用 导频载波的模式)的判别结果，最终判别模式。具体地说，在CP/SP临 时判别部14中判别为是CP模式的情况下，与差动/同步调制判别部15 的判别结果无关地判别为是CP模式，此外，在CP / SP临时判别部14 中判别为不是CP模式(例如是SP模式)的情况下，根据差动/同步调 制判别部15的判别结果，判别为是差动调制时，就判别为是CP模式(在 本例中是依照不使用导频载波的CP模式的模式)，在判别为是同步调制 时就判别为是SP模式。
然后，例如能够转换在接收处理中使用的模式，以便与关于接收信号 判别的模式(即，在发送侧使用的模式)相符。
如上所述，在本例的OFDM接收装置的判别器中，通过在具有的CP 模式SP模式的两种模式的系统的接收侧中，对接收信号进行FFT处理， 利用1个符号延迟部5使FFT处理后的信号按照符号单位延迟，利用差 动检波部6，在FFT处理后的信号与延迟后的信号之间进行差动检波处 理，利用加法部7对差动检波后的信号计算出1个符号部分的总和，通过 平方部11计算FFT处理后的信号的平方，通过加法部12关于平方后的 信号计算出1个符号部分的总和，通过乘法部13对平方后的信号的总和 结果进行电平调整，通过CP / SP临时判别部14进行差动检波信号的总 和结果与电平调整后的结果(阈值)的比较，自动地判别CP/SP模式， 就能够判别在使用于接收信号的导频配置，该CP模式将导频载波在频率 方向上分散配置、且在时间方向上连续配置，该SP模式将导频载波在频 率方向及时间方向上分散配置。
此外，在本例的OFDM接收装置的判别器中，在具有时间方向上按 n个符号周期分散配置导频载波的SP模式和不使用导频载波的模式的情 况下，利用n个符号延迟部8和差动检波部9及加法部10，在接收信号 与n个符号前的信号之间进行差动检波处理，取得其1个符号部分的总和 结果，通过利用差动/同步调制判别部15进行差动检波信号的总和结果 和电平调制后的结果(阈值)的比较，就能够判别是SP模式还是不使用 导频载波的模式。
从而，在本例的OFDM接收装置中，通过在接收信号与按符号单位 使接收信号延迟后的信号之间进行差动检波处理，有关差动检波处理前后 的信号进行加上了 l个符号部分的结果的比较，就能够判别是CP模式还 是SP模式，并进一步能够判别是SP模式还是不使用导频载波的模式。 这样，即使在例如在发送侧转换了 CP模式和SP模式等模式的情况下， 也能够在接收侧自动地判别在发送侧使用的模式，能够自动地向判别后的
模式进行转换。
在此，在本例的OFDM接收装置中示出了基于接收信号计算在CP / SP临时判别部14和差动/同步调制判别部15中使用的阈值的结构， 但是，例如也可以使用预先设定这样的阈值的结构，或者也可以使用在按 照信号进行传输的传输路径的状况调节阈值的情况下，检测传输路径的状 况，基于该检测结果调节预先设定的值来生成阈值的结构。
再有，在本例的接收装置(OFDM接收装置)中，由利用1个符号 延迟部5和差动检波部6对各载波的每一个取得1个符号时间差的差动检 波结果(在本例中是复数相乘结果)的功能构成了第一乘法单元，由利用 加法部7对1个符号时间部分的多个载波(例如，在如图2和图3中所示 的载波配置中，关于横向的一行量)计算该差动检波结果的总和的功能构 成了第一总和单元，由利用CP / SP临时判别部14进行该总和结果与规 定阈值的大小判定的功能构成了第一判别单元。
此外，在本例的接收装置(OFDM接收装置)中，由利用n个符号 延迟部8和差动检波部9对各载波的每一个取得n个符号时间差中的差动 检波结果(在本例中是复数相乘结果)的功能构成了第二乘法单元，由利 用加法部10对1个符号时间部分的多个载波(例如，在如图2和图3中 所示的载波配置中，关于横向的一行量)计算该差动检波结果的总和的功 能构成了第二总和单元，由利用差动/同步调制判别部15进行该总和结 果与规定的阈值的大小判定的功能构成了第二判别单元。
参照

本发明涉及的第二实施例。
在本例中，在使用OFDM调制方式通过无线进行通信的数字无线通 信系统中，发送装置利用OFDM调制方式调制数据后通过无线进行发送， 接收装置接收该无线信号，利用对应的解调方式解调原来的数据。
此外，在本例中，作为通信的模式，在发送侧(发送装置)转换使用 同步模式和差动模式，此外，作为同步模式，在发送侧(发送装置)转换 使用CP模式和SP模式。此外，在本例中，在CP模式中使用如图7所示的载波配置，在SP模式中使用如图8所示的载波配置。在本例的接收装置中，基于从发送装置接收到的信号，判定在发送装 置中使用的通信的模式。图6中示出本发明的第二实施例涉及的接收装置的结构例。 本例的接收装置具有天线101、 RF (Radio Frequency)部102、 IF (Intermediate Frequency)部103、 FFT (Fast Fourier Transform)处理部 104、 1个符号延迟部105、差动检波部106、加法部107、平方部108、 加法部109、乘法部110、 CP/SP临时判别部111、 TMCC载波定时生成 部112、加法部113、平方部114、 TMCC载波定时生成部115、加法部 116、平方部117、差动/同步调制判别部118、 CP / SP判别部119。 示出在本例的接收装置中进行的工作的一例。天线101从发送装置接收无线发送的信号，向RF部102输出接收信号。RF部102对从天线101输入的信号进行从RF频带向IF频带的频率 转换等的处理，向IF部103输出该结果的信号。IF部103对从RF部102输入的信号进行IF频带中的处理，向FFT 处理部104输出该结果的信号。再有，在RF部102和IF部103中，对接收信号进行各种接收处理。FFT处理部104对从IF部103输入的接收信号进行高速傅立叶变换 (FFT)的处理，取得各载波的每一个的信号，将该信号向l个符号延迟 部105和差动检波部106及平方部108输出。在此，在本例中，在各符号中取得多个载波部分的信号，来自FFT 处理部104的输出就成为按时间分割串行排列了这些多个载波部分的信 号的信号。与其配合决定以后的处理的定时。1个符号延迟部105使从FFT处理部104输入的信号延迟1个符号部 分的时间，向差动检波部106输入。差动检波部106对从FFT处理部104输入的信号和从1个符号延迟
部105输入的信号进行差动检波，将其结果的信号向三个加法部107、113、 116输出。
加法部107关于各符号，将整个1个符号部分的从差动检波部106 输入的差动检波后的信号进行总和，将其结果的信号向CP / SP临时判别 部111输出。
在此，在CP模式中，如图7所示，导频载波等间隔地配置在载波方 向(频率方向)上、且连续地配置在符号方向(时间方向)上。导频载波 在频率方向上被给予与副载波号码相对应的固有的值，但这些在时间方向 上不变。
从而，在CP模式中，若利用差动检波部106在接收信号与来自l个 符号延迟部105的输出信号之间对每个副载波进行差动检波处理时，全部 的导频载波位置上的输出就成为同相信号(同相位的信号)。此外，由于 关于TMCC载波也都是相同的信号，因此，TMCC载波位置的来自差动 检波部106的输出也成为同相信号(同相位的信号)。
另一方面，关于其他载波(在本例中是数据载波)认为是在时间方向 上不相关的值，该其他的载波位置的、来自差动检波部106的输出成为随 机的值。
这样，当利用加法部107求差动检波后的信号的1个符号部分的总和 时，将合并了导频载波和TMCC载波后的几部分的同相信号相加，另一 方面，关于其他的载波位置将随机值相加而收敛为零。
对此，在SP模式中，如图8所示，将TMCC载波在符号方向(时间 方向)上连续配置，但是，导频载波在载波方向(频率方向)上等间隔地 配置、在符号方向(时间方向)上分散地配置。
从而，在SP模式中，利用差动检波部106在接收信号与来自l个符 号延迟部105的输出信号之间对每个副载波一进行差动检波处理，TMCC 载波位置上的输出就成为同相信号(同相位的信号)，另一方面，其他的 载波(在本例中是数据载波和导频载波)位置的输出就成为随机值。
这样，当利用加法部107求差动检波后的信号的1个符号部分的总和 时，将TMCC载波的几部分的同相信号相加，另一方面，关于其他的载 波位置，将随机值相加而收敛为零。
从上述可知，作为判别CP模式和SP模式的方法，可以使用如下方 法在对整个1个符号加上了使导频载波和TMCC载波对齐的几部分的 同相信号的值、与对整个1个符号加上了 TMCC载波的几部分的同相信 号的值之间设置阈值，由此进行大小判定。
在本例中，使用差动检波前的信号设定阈值。
平方部108计算从FFT处理部104输入的差动检波前的信号的平方 值，将其结果的信号向加法部109输出。
加法部109对整个1个符号部分的从平方部108输入的信号进行总 和，将其结果的信号向乘法部110输出。
在此，由于成为在加法部109中求对数据载波、导频载波和TMCC 载波等各载波进行平方运算的值的总和，因此，各载波的数量都相同，认 为总和结果示出相同值。从而，即使载波配置不同，在各载波的数量相同 的CP模式和SP模式中，认为总和结果示出相同值。于是，这样以不取 决于导频配置而示出相同值的总和结果为基础，设定阈值。
乘法部IIO对从加法部109输入的信号(总和结果)乘以规定的值a (在本例中0<a<l)，将其乘法结果的值作为阈值，向CP/SP临时判别 部111输出该信号(阈值)。
在此，作为规定的值a，使用能够将从加法部109输出的总和结果调 节为具有适合的电平的阈值来作为阈值的值，例如预先设定在装置中，所 述阈值用于判别如下信号，即，通过加法部107的差动检波后的加法处理， 在整个的1个符号上仅加上了使导频载波和TMCC载波对齐的数部分的 同相信号的信号；以及通过加法部107的差动检波后的加法处理，在整个 的1个符号上仅加上了 TMCC载波数部分的同相信号的信号。
CP / SP临时判别部111关于从加法部107输入的差动检波后的总和
结果的值和从乘法部iio输入的阈值进行大小的判定，在该总和结果大于
该阈值的情况下，判别为是CP模式，在该总和结果小于该阈值的情况下， 判别为是SP模式，将表示这些判别结果的信号向CP / SP判别部119输 出。
再有，关于该总和结果和该阈值是相同值的情况下，例如可以使用被 判别为是CP模式的方式，或者也可以使用被判别为是SP模式的方式。
能够利用图4，与上述的第一实施例同样地示出由CP / SP临时判别 部111得到的CP/SP模式的临时判别结果的一例。
在此，作为用不使用导频载波的调制方式进行通信的情况，例如，在 用如DQPSK这样的差动调制方式进行通信的情况下， 一般不配置导频载 波，当利用本例的差动检波部106进行与上述同样的差动检波处理时，差 动检波后的l个符号部分的总和结果的值(比上述的阈值)减小。
因此，在本例中，关于差动模式，也在CP/SP临时判别部111中判 别为是SP模式。
从而，在本例中，在由CP/SP临时判别部111判别为是SP模式的 情况下，实际上不仅是SP模式，也包括在差动模式中使用了差动调制方 式的情况。艮卩，CP/SP临时判别部111判别是CP模式还是SP模式或者 差动模式的任一种。
能够利用图4，与上述的第一实施例同样地示出差动模式时由CP/ SP临时判别部111得到的CP / SP模式的临时判别结果的一例。
但是，例如在ARIBSTD—B33中规定的，在差动调制时TMCC载波 等的一部分的载波的配置依照CP模式的情况下，需要在最终的CP / SP 模式的判别中判别为是CP模式(依照CP模式)。
于是，在本例中，为了在CP/SP临时判别部111中判别为是SP模 式的情况下进一步进行判别，在差动/同步调制判别部118中判别是差动 调制方式(差动模式)还是同步调制方式(同步模式)且是SP模式。
与CP模式相对应的TMCC载波定时生成部112在CP模式中的
TMCC载波的定时(TMCC载波号码的定时)中产生规定的定时信号后 向加法部113输出。加法部113关于各符号，仅在从与CP模式相对应的TMCC载波定时 生成部112输入了定时信号时，将从差动检波部106输入的差动检波后的 信号相加，将其结果的信号向平方部114输出。这样，在加法部113中， 仅在由CP模式设定的TMCC载波的位置进行加法处理，求其总和。平方部114将从加法部113输入的信号进行平方运算，将其结果的信 号向差动/同步调制判别部118输出。与SP模式相对应的TMCC载波定时生成部115在SP模式中的TMCC 载波的定时(TMCC载波号码的定时)产生规定的定时信号向加法部116 输出。加法部116关于各符号，仅在从与SP模式相对应的TMCC载波定时 生成部115输入了定时信号时，将从差动检波部106输入的差动检波后的 信号相加，将其结果的信号向平方部117输出。这样，在加法部116中， 仅在由SP模式设定的TMCC载波的位置中进行加法处理，求其总和。平方部117将从加法部116输入的信号进行平方，将其结果的信号向 差动/同步调制判别部118输出。在此，在由加法部113和平方部114得到的与CP模式相对应的总和 结果的平方值和由加法部116和平方部117得到的与SP模式相对应的总 和结果的平方值这两个值中，某一个成为与接收信号的模式不一致的值， 不能正确地抽出TMCC载波的全部。在这样地与接收信号的模式不一致的情况下，在CP模式与SP模式 之间重复的一部分的TMCC载波的位置中，将同相信号相加，但在数据 载波的位置将随机值相加。于是，其总和结果就示出比正确地抽出了全部 的TMCC载波时的总和结果小包含功率小于TMCC载波的数据载波的随 机值的加法运算的部分的值。此外，在本例中，为了进一步明确与两种模式(CP模式和SP模式)
分别对应的总和结果的值的大小关系，利用平方部114、 117将各总和结 果进行平方运算。
差动/同步调制判别部118关于从平方部114输入的与CP模式相对 应的总和结果的平方值和从平方部117输入的与SP模式相对应的总和结 果的平方值进行大小的比较，其结果，在与CP模式相对应的总和结果的 平方值大的情况下，看作是是依照于CP模式的载波配置，判别为是与差 动调制相对应的差动模式或者与同步调制相对应的CP模式的任一种，并 且，在与SP模式相对应的总和结果的平方值大的情况下，看作是依照于 SP模式的载波配置，判别为是与同步调制相对应的SP模式，将示出该判 别结果的信号向CP/SP判别部119输出。
图9中示出差动调制时由差动/同步调制判别部118得到的差动/同 步调制判别结果的一例。横轴示出上述的差动检波后的总和结果的值，纵 轴示出频度(％)。
具体地说，关于在CP模式的TMCC载波位置上抽出并相加的情况下 的差动检波后的总和结果的值、和在SP模式的TMCC载波位置上抽出并 相加的情况下的差动检波后的总和结果的值，示出了对每个符号计算出的 值。用直方图示出总和结果的值。
图10中示出同步调制且SP模式时由差动/同步调制判别部118得 到的差动/同步调制判别结果的一例。横轴示出上述的差动检波后的总和 结果的值，纵轴示出频度(％)。
具体地说，关于在CP模式的TMCC载波位置抽出并相加的情况的差 动检波后的总和结果的值、和在SP模式的TMCC载波位置抽出并相加的 情况的差动检波后的总和结果的值，对每个符号示出了计算出的值。用直 方图示出总和结果的值。
CP / SP判别部119基于从CP / SP临时判别部111输入的CP / SP 临时判别结果、和从差动/同步调制判别部118输入的差动/同步调制判 别结果，判别通信的模式，输出表示其结果的信号。该判别结果例如在接
收信号的接收处理中用于掌握导频载波的位置和TMCC载波的位置。
具体地说，在由CP / SP临时判别部111判别为是CP模式的情况下， 与差动/同步调制判别部118的判别结果无关，CP / SP判别部119判别 为是CP模式，此外，在由CP/SP临时判别部111判别为是SP模式的 情况下，在由差动/同步调制判别部118判别为是与差动调制相对应的差 动模式或者与同步调制相对应的CP模式的任一种时，判别为是依照CP 模式的差动模式，另一方面，在由差动/同步调制判别部118判别为是与 同步调制相对应的SP模式时，就判别为是SP模式。
再有，在是CP模式的情况和是依照CP模式的差动模式的情况中， 在从CP/SP判别部119输出同一信号的结构中，也可以设定为在由CP / SP临时判别部111判别为是SP模式的情况下，在由差动/同步调制判 别部118判别为是与差动调制相对应的差动模式或与同步调制相对应的 CP模式的某一个时(不确定为是依照CP模式的差动模式)判别为是CP 模式的结构。
如上所述，在本例的接收装置中，在具有将导频载波在载波方向(频 率方向)上分散配置、且在符号方向(时间方向)上连续配置的CP模式 和将导频载波在载波方向(频率方向)和符号方向(时间方向)上分散配 置的SP模式的两种模式的系统的接收侧中，具有对接收信号进行FFT 处理的FFT处理部104;按照符号单位使FFT处理后的信号延迟的1个 符号延迟部105;在FFT处理后的信号与延迟后的信号之间进行差动检波 处理的差动检波部106;关于差动检波的信号计算1个符号部分的总和的 加法部107;计算FFT处理后的信号的平方值的平方部108;关于平方后
的信号计算1个符号部分的总和的加法部109;对平方后的信号的总和结 果进行电平调整的乘法部110;通过进行差动检波信号的总和结果与电平 调整后的总和结果的比较，临时判别模式的CP/SP临时判别部111;在
与CP模式相对应的TMCC载波位置，对差动检波信号进行加法运算的加 法部113;在与SP模式相对应的TMCC载波位置，对差动检波信号进行
加法运算的加法部116;通过进行这些加法结果的比较，判别调制方式(在 本例中，判别是依照CP模式还是依照SP模式)的差动/同步调制判别部118;最终判别模式的CP/SP判别部119。利用这样的结构，在本例的接收装置中，例如，即使在发送侧转换差动模式和同步模式(CP/SP模式)的情况、在同步模式中转换CP模式 和SP模式的情况下，也能够根据在发送侧使用的模式，在接收侧自动地 向其模式进行转换，这样，例如就能够判别导频载波的配置和TMCC载 波的配置。此外，作为非常好的方式例，也可以使用为了能够在差动/同步调制 判别部118更准确地进行仅在与CP模式或SP模式相对应的TMCC载波 位置对差动检波后的信号计算总和的结果的比较处理，使用在CP模式(和 依照CP模式的差动模式)和SP模式中完全不同(即、无重复)地配置 在发送侧插入的TMCC载波位置的方式。从而，在本例的接收装置中，通过在接收信号与使该接收信号延迟了 1个符号后的信号之间进行差动检波处理，有关差动检波处理前后的信号 功率，利用CP / SP临时判别部111进行比较，同时，有关TMCC载波 的配置，利用差动/同步调制判别部118进行比较，例如在发送侧转换了 模式(在本例中是差动模式、同步模式的CP模式、同步模式的SP模式) 的情况下，也能够在接收侧基于接收信号，自动地判别模式。此外，在本例的接收装置中，能够相对地减小电路规模，例如，与需 要用于存储多个符号部分的数据的存储器这样的结构相比，能够减少电路 规模。再有，在本例的接收装置中，由1个符号延迟部105和差动检波部 106对各符号的各载波的每一个取得接收信号和该1个符号时间差的信号 的差动检波结果的功能构成了乘法单元，由加法部107将差动检波结果进 行1个符号部分的总和的功能构成了第一总和单元，由TMCC载波定时 生成部112和加法部113对1个符号部分中包含的CP模式的TMCC载波
的位置对差动检波结果计算总和的功能构成了第二总和单元，由TMCC 载波定时生成部115和加法部116对1个符号部分中包含的SP模式的 TMCC载波的位置对差动检波结果计算总和的功能构成了第三总和单元， 由CP / SP判别部119基于CP / SP临时判别部111的判别结果判别是CP 模式的功能构成了第一判别单元，由CP / SP判别部119基于CP / SP临 时判别部111的判别结果和差动/同步调制判别部118的判别结果判别是 差动调制模式的功能构成了第二判别单元，由CP/SP判别部119基于 CP / SP临时判别部111的判别结果和差动/同步调制判别部118的判别 结果判别是SP模式的功能构成了第三判别单元。 说明本发明的第三实施例。
图11中示出本发明的第三实施例涉及的构成OFDM传输装置的接收 装置的结构例。再有，OFDM传输装置由发送装置(OFDM发送装置) 和接收装置(OFDM接收装置)构成。
本例的接收装置具有混频器201、 A/D (Analog to Digital)转换器 202、正交检波器203、频率控制部204、电压控制振荡器(VCO: Voltage Controlled Oscillator) 205、 FFT (Fast Fourier Transform)部211、解调部 212、 4个符号延迟器221、 222、 223、 224、复数共轭器225、符号定时 检测器226、接收功率检测部227、 2个复数乘法器228、 231、 2个积分 器229、 232、 2个绝对值器230、 233、比较器234。
在本例的OFDM传输装置(无线通信系统)中，发送装置向传输路 径无线发送已用OFDM调制方式调制的信号(OFDM调制信号)，接收装 置通过该传输路径接收该信号。
此外，作为导频载波的模式，使用如图2所示的CP模式和如图3所 示的SP模式。在发送装置中，按照传输路径特性等，用CP模式和SP模 式转换使用导频载波模式，在接收装置中，基于接收信号判定发送装置所 使用的导频载波模式。
示出在本例的接收装置中进行的工作的一例。
将由天线接收到的信号用无线频率(RF)或中间频率(IF: Intermediate Frequency)输入到混频器201中。混频器201将输入的接收信号和从VCO205输入的信号(局部信号) 信号混合，将该接收信号向基带(BB: Base Band)信号转换后向A/D 转换器202输出。A / D转换器202对从混频器201输入的接收信号进行采样，从模拟 信号向数字信号转换，将其结果向正交检波器203输出。正交检波器203对从A / D转换器202输入的接收信号进行正交检波，分离为I成分的信号(I信号)和Q成分的信号(Q信号)，将其结 果即接收采样序列r(t)向频率控制部204、 FFT部211、符号延迟器221、 复数共轭器225、符号定时检测器226和接收功率检测部227输出。 再有，t表示时刻。频率控制部204基于输入信号控制由VCO205振荡的信号的频率。VCO205振荡的信号的频率可变，振荡由频率控制部204控制的频率 的信号后向混频器201输出。FFT部211对从正交检波器203输出的接收采样序列r (t)进行FFT 处理，将其结果向解调部212输出。解调部212基于从比较器234输入的信息，判定导频载波的模式，将 判定后的模式中的导频载波的位置的振幅和相位作为基准，将从FFT部 211输入的各载波的每一个的信号(数据载波)均衡(调整振幅和相位)， 基于均衡后的信号判定各载波的每一个的数据后输出。第一级的符号延迟器221对从正交检波器203输出的接收采样序列r (t)给予1个符号期间长(时间Ts)的延迟，将其结果即延迟了 1个符 号长的信号r(t—Ts)向第二级的符号延迟器222和复数乘法器228输出。第二级的符号延迟器222对从第一级的符号延迟器221输入的信号r (t一Ts)给予1个符号期间长(时间Ts)的延迟，将其结果即总共延迟 了2个符号长的信号r (t一2Ts)向第三级的符号延迟器223输出。
第三级的符号延迟器223对从第二级的符号延迟器222输入的信号r (t一2Ts)给予1个符号期间长(时间Ts)的延迟，将其结果即总共延迟 了3个符号长的信号r (t一3Ts)向第四段的符号延迟器224输出。
第四段的符号延迟器224对从第三级的符号延迟器223输入的信号r (t一3Ts)给予1个符号期间长(时间Ts)的延迟，将其结果即总共延迟 了4个符号长的信号r (t一4Ts)向复数乘法器231输出。
复数共轭器225生成从正交检波器203输出的接收采样序列r (t)的 复数共轭信号1"* (t)后向2个复数乘法器228、 231输出。
符号定时检测器226基于从正交检波器203输出的接收采样序列r (t)，检测OFDM调制信号中的符号的转移定时，将其检测结果(符号 定时)向2个积分器229、 232输出。再有，作为检测符号的转移定时的 方式，可以使用各种各样的方式，作为检测符号的转移定时的算法的一例， 可以使用利用OFDM调制信号中包含的保护区间的相关性的方式。
在此，图12中示出各种信号的定时的一例。再有，横轴表示了时刻
to
在图12中，(a)中示出接收采样序列r (t)， (b)中示出来自第一级 的符号延迟器221的输出信号r (t一Ts)， (c)中示出来自第二级的符号 延迟器222的输出信号r (t一2Ts)， (d)中示出来自第三级的符号延迟器 223的输出信号r (t一3Ts)， (e)中示出来自第四段的符号延迟器224的 输出信号r (t一4Ts)。
此外，图12 (a)中用箭头示出了由符号定时检测器226检测的符号 转移定时。这样，就掌握了接收采样序列r (t)与符号转移定时的关系。
此外，各个OFDM符号波形中示出的数字(+4、 +3、 +2、 +1、 0、 一l等)是符号号码。l个符号的期间是时间Ts。
接收功率检测部227基于从正交检波器203输出的接收采样序列r(t) 检测其功率P，取得在检测到的功率P上乘以例如预先设定的规定值a' 后的结果作为阈值THR，将该阈值THR向比较器234输出。复数乘法器228进行从复数共轭器225输入的复合共轭信号r* (t) 和从第一级的符号延迟器221输入的信号r (t—Ts)的复数相乘，将其结 果向积分器229输出。
积分器229基于从符号定时检测器226输入的符号定时，用积分期间 长N积分从复数乘法器228输入的复数相乘结果的信号，将该积分结果 向绝对值器230输出。
绝对值器230运算从积分器229输入的复数即积分结果(相关结果) 的绝对值，将其结果作为相关信号C1向比较器234输出。
复数乘法器231进行从复数共轭器225输入的复合共轭信号r* (t) 和从第四段的符号延迟器224输入的信号r (t一4Ts)的复数相乘，将其 结果向积分器232输出。
积分器232基于从符号定时检测器226输入的符号定时，用积分期间 长N对从复数乘法器231输入的复数相乘结果的信号进行积分，将该积 分结果向绝对值器233输出。
绝对值器233运算从积分器232输入的复数即积分结果(相关结果) 的绝对值，将其结果作为相关信号C4向比较器234输出。
在此，在本例中，利用复数乘法器228、 231的复数乘法运算和积分 器229、 232的时间平均化(在本例中是积分)，实现了相关运算。再有， 导频载波与数据载波的相关结果和数据载波彼此之间的相关结果成为0 (或者接近于0的值)，导频载波彼此之间的相关结果成为比较大的值。
在本例中，利用串联的复数乘法器228和积分器229及绝对值器230 进行接收信号r (t)与1个符号延迟信号r (t一Ts)的相关运算，利用串 联的复数乘法器231和积分器232及绝对值器233进行接收信号r (t)与 4个符号延迟信号r (t一4Ts)的相关运算。
再有，在本例中，由于图3中示出的SP模式中的导频信号的时间间 隔是4个符号，因此做成进行与4个符号延迟信号的相关运算的结构，但 是，在导频信号的时间间隔是L个符号的情况下，做成进行与L个符号
延迟信号的相关运算的结构。
此外，基于来自符号定时检测器226的定时信号，设定在积分器229、 232中进行积分的定时。作为积分期间，期望用不跨过符号的定时进行设 定。在本例中，着眼于符号间的相关性判定导频载波模式，例如，由于若 用跨过了符号的定时进行相关运算，则相关度降低，因此，为了最大限度 得到相关性的效果，就使积分期间在符号内。从而，在KN〈Ts (在此， 单位是采样时间)的范围内设定积分期间长N。再有，图12 (a)中示出 了积分期间的一例。
比较器234设定从接收功率检测部227输入的信号的值THR作为阈 值，关于从绝对值器230输入的相关信号的值(相关值)Cl和从绝对值 器233输入的相关信号的值(相关值)C4进行与阈值THR的大小比较。 然后，在2个相关值C1、 C4都超过了阈值THR的情况下，就判别为在 发送侧使用的导频载波模式是CP模式，在仅相关值C4超过了阈值THR 的情况下，判别为在发送侧使用的导频载波模式是SP模式，将这些判别 结果(识别在发送侧使用的导频载波模式的信息)向解调部212输出。
在此，为了说明接收采样序列r (t)的相关性，关于OFDM调制信 号的结构进行说明。
包含数据载波和导频载波的OFDM调制信号s (t)如(式l)所示， 用仅对导频载波进行傅立叶逆变换(在本例中是IFFT)的信号p (t)和 仅对数据载波进行傅立叶逆变换(在本例中是IFFT)的信号d (t)的重 合来表示。
(数学式l)<formula>formula see original document page 39</formula>式1)
如(式2)所示，接收信号r (t)成为对这样的OFDM调制信号s (t) 经由了传输路径的信号加上了噪声n (t)的信号。在此，h (t)示出了传 输路径的特性。 (数学式2)
r (t) 二h (t) s (t) +n (t)
=h (t) p (t) +h (t) d (t) +n (t)…(式2)
对(式2)示出的接收信号r (t)与1个符号延迟信号r (t一Ts)的 相关运算、和(式2)示出的接收信号r (t)与4个符号延迟信号r (t一 4Ts)的相关运算，关于CP模式和SP模式这两种模式进行讨论。
数据信号d (t)、噪声n (t)和导频信号p (t)没有它们的组合之间 的相关性，相关值成为接近于0的值。
此外，有关数据信号d (t)和噪声信号n (t)，对l个符号延迟信号 和4个符号延迟信号都没有相关性。
另一方面，导频信号P (t)是具有相关性的成分。
在CP模式中，由于关于每个符号都成为同一导频信号p (t)，因此， 对1个符号延迟信号和4个符号延迟信号两者具有相关性。
对此，在SP模式中，由于在本例中按4个符号周期重复导频信号， 因此，与1个符号延迟信号之间没有相关性，但与4个符号延迟信号之间 具有相关性。
再有，有关导频信号P (t)的相关，传输路径特性h (t)的相关性也 干预，但在本例中，1个符号或4个符号之间的传输路径特性h (t)的变
动小到能够忽视的程度。
从上述可知，在CP模式中，来自绝对值器230和绝对值器233的输 出值C1、 C4两者都成为比较大的值，在SP模式中，来自绝对值器230 的输出值C1成为接近于0的值，来自绝对值器233的输出值C4成为比 较大的值。从而，通过进行这些来自绝对值器230、 233的输出结果的大 小比较，就能够判别导频载波模式。
此外，关于利用接收功率检测部227计算阈值THR的方法进行说明。
阈值THR用于判别有无导频信号的相关性，设定成不会因噪声的干 扰成分进行误检测的值。
此外，相关值C1、 C4的电平与接收釆样序列r (t)的平方成比例，
但由于在本例中是这样的结构，即，即使由于传输路径的变动而在接收采
样序列r (t)的电平中产生变动，也根据其变动适当地设定阈值THR， 因此，误检测导频载波模式的可能性极低。
在本例中，接收功率检测部227进行接收采样序列r(t)的平方运算， 用积分期间M积分该平方运算结果，计算出M个采样期间内的接收采样 序列r (t)的功率(平均功率的一例即积分功率)P。此外，由于相关值 Cl、 C4和功率P与传输路径特性h(t)的平方成比例，因此，相关值C1、 C4和功率P不涉及接收信号的电平而保持一定比率。然后，通过设定对 计算出的功率P乘以规定的系数a'的值作为阈值THR，即使在接收电场 变动这样的环境下，也能够准确地识别导频载波模式。
再有，作为规定的系数a'，例如可以基于预先进行的测定等的结果， 在接收装置的存储器中预先存储固定值。
另外，在本例的结构中，在接收采样序列r(t)的中心频率偏移较大 的情况下，也具有准确地发挥功能的效果。
例如，作为判别导频载波模式的方式，也考虑将接收采样序列r (t) 进行傅立叶变换(在本例中是FFT)的频率区域的信号进行处理而进行判 别的方式，但是，该情况下，为了不产生载波间干扰，需要在傅立叶变换 前取得频率的同步。对此，在本例的结构中利用了时间区域的相关性，因 此，即使在还未确立频率同步的状态下，频率偏移的信号彼此之间也具有 相关性，因此能判别导频载波模式。再有，具体地说，在本例中，即使 VCO205的振荡频率不是最佳频率而偏移，也能够准确地判定导频载波模 式。
如上所述，在本例的发送装置中具有转换将振幅和相位在发送侧和接 收侧已知的导频载波在时间方向上连续配置的CP模式、和将导频载波在 时间方向上按L (L是整数)符号间隔配置的SP模式的功能，发送使用 转换的导频载波模式并以OFDM调制方式调制的信号。
在本例的接收装置中具有接收来自发送装置的发送信号的功能；使
接收信号延迟1个符号的功能；进行接收信号和1个符号延迟信号的相关 运算的功能；使接收信号延迟L个符号的功能；进行接收信号和L个符 号延迟信号的相关运算的功能；将从上述1个符号延迟信号得到的相关运 算结果和从上述L个符号延迟信号得到的相关运算结果分别与阈值进行 比较的功能；基于该比较结果判别导频载波模式的功能。具体地说，在两 者的相关值超过阈值的情况下，判别为是CP模式，在仅与L个符号延迟 信号的相关值超过阈值的情况下，判别为是SP模式。此外，作为阈值， 与接收电场变动相对应地适当地设定与接收电平相应的值。
从而，在本例的接收装置中，通过分别在时间区域进行接收采样序列 r (t)与1个符号延迟信号的相关运算、和接收采样序列r (t)与L个符 号延迟信号的相关运算，能够在接收侧判别CP/SP的导频载波模式，能 够配合发送侧自动地设定传输模式(传输方式)。
此外，例如在处理FFT部211的后段的信号判定导频载波模式的结 构中，有可能在混频器201中的频率转换中使用的、来自VCO205的信 号的频率一偏移，就失去正交关系而产生载波间干扰，从而判定的精度降 低，但在本例中，由于是处理FFT部211的前段的信号(时间波形的信 号)后判定导频载波模式的结构，因此，即使在来自VCO205的信号的 频率偏移的情况下，也能够维持判定的精度。
再有，在本例的接收装置中，由利用符号延迟器221、复数共轭器225、 复数乘法器228、积分器229、绝对值器230和符号定时检测器226取得 接收信号与1个符号时间差的信号的相关结果C1的功能构成了第一相关 单元，由利用4个符号延迟器221 224、复数共轭器225、复数乘法器 231 、积分器232、绝对值器233和符号定时检测器226取得接收信号与L 个(在本例中L=4)符号时间差的信号的相关结果C4的功能构成了第二 相关单元，通过比较器234基于相关结果C1、C4和由接收功率检测部227 生成的阈值THR判别导频载波的模式的功能构成了判别单元。
说明本发明的第四实施例。
图13中示出本发明的第四实施例涉及的构成OFDM传输装置的接收 装置的结构例。
本例的接收装置具有混频器201、 A / D转换器202、正交检波器203、 频率控制部204、电压控制振荡器(VCO) 205、 FFT部211、解调部212、 符号延迟器221、复数共轭器225、符号定时检测器226、接收功率检测 部227、 (L。—1)符号延迟器241、 (Li一l)符号延迟器242、 3个复数乘 法器228、 243、 246、 3个积分器229、 244、 247、 3个绝对值器230、 245、 248、及比较器249。
在此，在图13中，关于与第三实施例涉及的图11中示出的同样的处 理部，标记同一符号。
在本例中，关于与第三实施例涉及的图11中示出的接收装置不同的 处理部和工作详细地进行说明。
在本例的OFDM传输装置中，在如图3所示的SP载波的配置中具有 配置导频载波的时间方向的间隔为Lo、 L,的多个导频载波模式，发送装 置转换使用CP模式或多个SP模式中的任意的导频载波模式。
在此，导频载波的时间方向的间隔涉及到时间方向的随动性能，导频 载波的频率方向的间隔涉及到能均衡的延迟时间长度。在本例中，为了对 应于各种各样的传输路径，具有多个SP模式。
示出在本例的接收装置中进行的工作的一例。
将从符号延迟器221输出的延迟了 l个符号长度的信号r (t一Ts)输 入到(L。一l)符号延迟器241、 (L,一1)符号延迟器242和复数乘法器 228中。
将从复数共轭器225输出的复数共轭信号r* (t)输入到3个的复数 乘法器228、 243、 246中。
将从符号定时检测器226输出的符号定时输入到3个积分器229、 244、 247中。
将从接收功率检测部227输出的阈值THR输入到比较器249中。
(Lo—l)符号延迟器241对输入的1个符号延迟信号r (t一Ts)给 予(U—l)个符号期间长度的延迟，向复数乘法器243输出其结果即延 迟了L。个符号长度的信号r (t—LoTs)。
(L,一1)符号延迟器242对输入的1个符号延迟信号f (t一Ts)给 予(L,一l)个符号期间长度的延迟，向复数乘法器246输出其结果即延 迟了 L,个符号长度的信号r (t—L,Ts)。
复数乘法器243进行从复数共轭器225输入的复合共轭信号r* (t) 与从(Lo—l)符号延迟器241输入的信号r (t一L。Ts)的复数相乘，向 积分器244输出其结果。
积分器244基于从符号定时检测器226输入的符号定时，用积分期间 长N积分从复数乘法器243输入的复数相乘结果的信号，向绝对值器245 输出该积分结果。
绝对值器245运算从积分器244输入的复数即积分结果(相关结果) 的绝对值，将其结果作为相关信号CLo向比较器249输出。
复数乘法器246进行从复数共轭器225输入的复数共轭信号r* (t) 与从(L,一l)符号延迟器242输入的信号r (t一L,Ts)的复数相乘，向 积分器247输出其结果。
积分器247基于从符号定时检测器226输入的符号定时，用积分期间 长N积分从复数乘法器246输入的复数相乘结果的信号，向绝对值器248 输出该积分结果。
绝对值器248运算从积分器247输入的复数即积分结果(相关结果) 的绝对值，将其结果作为相关信号CL,向比较器249输出。
在本例中，利用串联的复数乘法器228和积分器229及绝对值器230， 进行接收信号r (0与l个符号延迟信号r (t一Ts)的相关运算，利用串 联的复数乘法器243、积分器244及绝对值器245进行接收信号r (t)与 Lo个符号延迟信号r(t—LoTs)的相关运算，利用串联的复数乘法器246、 积分器247及绝对值器248进行接收信号r (t)与Li个符号延迟信号r(t一L,Ts)的相关运算。
比较器249设定从接收功率检测部227输入的信号的值THR作为阈 值，对于从绝对值器230输入的相关信号的值(相关值)Cl、从绝对值 器245输入的相关信号的值(相关值)CL。、及从绝对值器248输入的相 关信号的值(相关值)CL,进行与阈值THR的大小比较。然后，在全部 的相关值C1、 CL。、 CL,超过了阈值THR的情况下，判别为在发送侧使 用的导频载波模式是CP模式，在仅相关值CLo超过了阈值THR的情况 下，判别为在发送侧使用的导频载波模式是时间间隔为L。的SP模式，在 仅相关值CL,超过了阈值THR的情况下，判别为在发送侧使用的导频载 波模式是时间间隔为k的SP模式，向解调部212输出这些判别结果(识 别在发送侧中使用的导频载波模式的信息)。
如上所述，在本例的发送装置中具有转换CP模式和SP模式的功能，
SP模式中的时间间隔L存在多个即K种值L。、 L，.....Lk-, (L。、 L,.....
Lk-,是自然数)，使用转换的导频载波模式发送用OFDM调制方式调制的 信号，该CP模式将振幅和相位在发送侧和接收侧已知的导频载波在时间 方向上连续配置，该SP模式将导频载波在时间方向上按L (L是整数) 符号间隔配置。
在本例的接收装置中具有接收来自发送装置的发送信号的功能；使 接收信号延迟1个符号的功能；进行接收信号和1个符号延迟信号的相关 运算的功能；使接收信号仅延迟k种值L。、 L,、 ...、 Lk—,的各符号部分的 功能；进行接收信号和各值L。、 Li、…、L^的符号延迟信号的相关运算 的功能；将从上述1个符号延迟信号得到的相关运算结果和从上述k种符 号延迟信号得到的相关运算结果分别与阈值进行比较的功能；基于该比较 结果判别导频载波模式的功能。具体地说，在全部的相关值超过阈值的情 况下，判别为是CP模式，在仅与Li(i二0、 1、…k一l)个符号延迟信号 的相关值超过阈值的情况下，判别为是时间间隔为Lj的SP模式。
换言之，判别为是超过阈值的相关值内、最小的时间间隔Lj的导频从而，在本例的接收装置中，能够在CP模式和多个SP模式中判别在发送侧选择的导频载波模式而自动地设定。再有，在本例的接收装置中，由如下功能构成了k (在本例中k二2) 种SP模式的相关单元，即，利用符号延迟器221、及(Lo—l)符号延迟 器241、复数共轭器225、复数乘法器243、积分器244、绝对值器245 和符号定时检测器226取得接收信号和L。个符号时间差的信号的相关结 果CLo的功能；利用符号延迟器221、 (L,一l)及符号延迟器242、复数 共轭器225、复数乘法器246、积分器247、绝对值器248和符号定时检 测器226取得接收信号与L,个符号时间差的信号的相关结果CL,的功能; 由比较器249基于相关结果CLo、 CL!(及本例中的C1)和由接收功率检 测部227生成的阈值THR判别导频载波的模式的功能构成了判别单元。在此，作为本发明涉及的系统和装置等的结构，未必限于以上所示的， 也可以使用各种各样的结构。此外，本发明也可以作为例如执行本发明涉 及的处理的方法或方式、用于实现这样的方法和方式的程序及记录该程序 的记录媒体等提供，此外，也可以提供为各种各样的系统和装置。此外，作为本发明的适用领域，未必限于以上所示的，本发明可以适 用于各种各样的领域。此外，作为在本发明涉及的系统和装置等中进行的各种处理，也可以 使用在例如具有处理器和存储器等的硬件资源中处理器执行ROM (Read Only Memory)中存储的控制程序来进行控制的结构，也可以构成为例如 用于执行该处理的各功能装置独立的硬件电路。此外，本发明也能够作为存储了上述控制程序的FLOPPY(注册商标) 盘和CD (Compact Disc) —ROM等可由计算机读取的记录媒体和该程序 (自身)来把握，通过从该记录媒体向计算机输入该控制程序使处理器执 行，能够完成本发明涉及的处理。
权利要求
1、一种接收装置，接收使用包含CP模式和SP模式的2个以上的模式中的任一种模式并通过OFDM调制方式发送的信号，该CP模式将导频载波在频率方向上分散配置、且在时间方向上连续配置，该SP模式将导频载波在频率方向及时间方向上分散配置，其特征在于，具有第一乘法单元，对各载波的每一个取得接收信号与其1个符号时间差的信号的乘法结果；第一总和单元，对1个符号时间部分的多个载波，将由上述第一乘法单元取得的乘法结果进行总和；第一判别单元，在由上述第一总和单元得到的总和结果超过规定阈值或者是规定阈值以上的情况下，判别为使用于接收信号的模式是CP模式。
2、 如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，在上述2个以上的模式中包含作为同步调制模式的上述CP模式及上 述SP模式、和不使用导频载波的差动调制模式；在上述SP模式中，导频载波在时间方向上按照n个符号的间隔配置， 其中n是2以上；该接收装置具有-第二乘法单元，对各载波的每一个取得接收信号与其n个符号时间差 的信号的乘法结果；第二总和单元，对1个符号时间部分的多个载波，将由上述第二乘法 单元取得的乘法结果进行总和；第二判别单元，在由上述第二总和单元得到的总和结果超过规定阈值 或者是规定阈值以上的情况下，判别为使用于接收信号的模式是同步调制 模式，在由上述第二总和单元得到的总和结果是规定阈值以下或者小于规 定阈值的情况下，判别为使用于接收信号的模式是差动调制模式。
3、 一种接收装置，接收使用CP模式、SP模式及差动调制模式中的 任一种模式并通过OFDM调制方式发送的信号；该CP模式是同步调制 模式，将导频载波在频率方向上分散配置、且在时间方向上连续配置，并 且，将TMCC载波配置在规定的频率位置；该SP模式是同步调制模式， 将导频载波在频率方向及时间方向上分散配置导频载波，并且，将TMCC 载波配置在与上述CP模式不同的规定的频率位置；该差动调制模式不使 用导频载波，并且，在将TMCC载波配置在与上述CP模式相同的频率位 置，其特征在于，具有乘法单元，对各载波的每一个取得接收信号与其1个符号时间差的信 号的乘法结果；第一总和单元，对1个符号部分的多个载波，将由上述乘法单元取得 的乘法结果进行总和；第二总和单元，对被包含在1个符号部分中的配置了上述CP模式的 TMCC载波的频率位置，将由上述乘法单元取得的乘法结果进行总和；第三总和单元，对被包含在1个符号部分中的配置了上述SP模式的 TMCC载波的频率位置，将由上述乘法单元取得的乘法结果进行总和；第一判别单元，在由上述第一总和单元得到的总和结果超过规定阈值或者是规定阈值以上的情况下，判别为使用于接收信号的模式是CP模式；第二判别单元，在由上述第一总和单元得到的总和结果是上述规定阈 值以下或者小于上述规定阈值，并且，由上述第二总和单元得到的总和结 果大于由上述第三总和单元得到的总和结果的情况下，判别为使用于接收信号的模式是上述差动调制模式；第三判别单元，在由上述第一总和单元得到的总和结果是上述规定阈 值以下或者小于上述规定阈值，并且，由上述第二总和单元得到的总和结 果小于由上述第三总和单元得到的总和结果的情况下，判别为使用于接收信号的模式是上述SP模式。
4、如权利要求3所述的接收装置，其特征在于，配置上述CP模式的TMCC载波的频率位置和配置上述SP模式的 TMCC载波的频率位置全部不同或者一部分重复。
5、 一种接收装置，接收使用包含CP模式和SP模式的2个以上的模 式中的任一种模式并通过OFDM调制方式发送的信号，该CP模式将导 频载波在频率方向上分散配置、且在时间方向上连续配置，该SP模式将 导频载波在频率方向及时间方向上分散配置，其特征在于，具有第一相关单元，取得接收信号与其1个符号时间差的信号的相关结果；第二相关单元，设L为2以上的整数，取得上述接收信号与其L个 符号时间差的信号的相关结果；判别单元，在由上述第一相关单元取得的相关结果和由上述第二相关 单元取得的相关结果两者超过规定阈值或者是规定阈值以上的情况下，判 别为使用于上述接收信号的模式是CP模式，在仅由上述第二相关单元取 得的相关结果超过上述规定阈值或者是上述规定阈值以上的情况下，判别 为使用于上述接收信号的模式是SP模式。
6、 一种接收装置，接收使用将导频载波在频率方向上分散配置、且 在时间方向上按照m种时间间隔L,配置的m种导频模式中的任一种模式 并通过OFDM调制方式发送的信号，其中i二0 m—l，其特征在于，具 有相关单元，对各时间间隔Li取得上述接收信号与各自的Li个符号时 间差的信号的相关结果，其中i-0 m—l;判别单元，在由上述相关单元从Li个符号时间差的信号中取得的相 关结果超过规定阈值或者是规定阈值以上的相关结果内，判别为是按照最 小时间间隔Lj配置导频载波的导频模式。
全文摘要
本发明在接收使用包含CP模式和SP模式的2个以上的模式中的任一种模式并通过OFDM调制方式发送的信号的接收装置中判别模式。第一乘法单元(5、6)对各载波的每一个取得接收信号与其1个符号时间差的信号的乘法结果，第一总和单元(7)对1个符号时间部分的多个载波对乘法结果进行总和，第一判别单元(14)在总和结果超过规定阈值的情况下，判别为是CP模式。第二乘法单元(8、9)、第二总和单元(10)及第二判别单元(15)进行同样的判别后，判别是同步调制模式还是差动调制模式。
文档编号H04L27/26GK101102300SQ20071012719
公开日2008年1月9日 申请日期2007年7月4日 优先权日2006年7月4日
发明者仲田树广, 江岛晓, 高田昌敏 申请人:株式会社日立国际电气