增强直流偏移校正速度的接收器及实现方法

专利名称：增强直流偏移校正速度的接收器及实现方法
增强直流偏移校正速度的接收器及实现方法
技术领域：
本发明是关于增强的直流偏移校正(DC Offset Correction, DCOC)速度的装 置及方法，尤其是一种用于增强无线装备的直流偏移校正速度的接收器及实现 方法、以及滤波装置与缩减其稳定时间的方法。背景技术：
正如众所周知， 一般使用于无线通信架构中的无线装备，具有一种直接降 频接收器(Direct Conversion Radio Receiver, DCR)或是零中频(Zero-IF, ZIF)接收 器，在历经将射频(Radio Frequency, RF)信号或中频(Intermediate Frequency, IF) 信号与区域振荡信号混合成基频信号(Baseband Signal)的混频(Mixing)过程中， 会经常发生直流偏移(DC Offset)的现象。这是因为任一无线接收器即使是在移动 中，仍必须保持其稳定接收信号的能力，所以基频信号的频率会变高或变低， 且无线接收器中产生的每一增益(Gain)会视情况不断地作适当的调整或修正，而 经调整过的增益即会导致直流偏移的改变。当发生直流偏移时，收到的基频信 号将是一个失真的信号，特别是这样的信号如充斥于放大器或基带滤波器中将 使其饱和，导致无线接收器无法再正常运作。因此，如何在无线接收器重设增 益之后提供一个直流偏移4交正或直流偏移消除(DC offset Cancellation)冲几制，以再 度解决直流偏移(DC Offset)的问题，将极为重要。以使用全球移动通信系统(Global System of Mobile Communication, GSM)或 一般移动电话系统为例，若依据时分多址(Time division Multiple Access, TDMA) 标准通信规范的规定，其无线接收器的每一时槽(Time Slot)目前已发展到只有 20~30微秒的时间间隔，且若干接收器之间的时槽中，仅允许以非常短的时间执 行增益重设后的直流偏移校正，同时还要持续接收基频信号。然而，如何在此 瞬间或瞬变时间内执行直流偏移校正，将是一重要的课题。针对前述问题， 一种相关的现有技术提出了 一种直流偏移校正电路(DCOCLoop),其采用正负号位产生器(Sign Bit Generator),搜寻级(Search Stage),以及 一个数字转模拟转换器用于补偿增益级的输入，增益级可为基带滤波器 (Baseband Filter)或是》文大器。但在实施时，直流偏移冲交正电路每次总是需要耗 费约IO微秒的时间执行连续性的比对，且在通信路径(如GSM系统)上的增益级 如基带滤波器的信道频宽仅有200K,因而限制了无线接收器的整体直流偏移校 正速度，使该电路的响应时间很容易因该基带滤波器而发生延迟。另见图1，是美国专利公告第6,356,217号所揭示的一种设置有直流偏移校 正电路的无线接收器100的示意图，其中该直流偏移校正电路是采用直流偏移 校正电路控制处理器160控、'j滤波器的频宽变化及时钟速度。正如图2所示， 为对如图1所示的接收器进行直流偏移校正的方法流程图。利用增加基带滤波 器130在3分贝转折频率(3分贝Corner Frequency)的频宽，即能以较高的时钟 率(Clock Rate)达成二元搜寻(Binary Search)。当建立起直流偏移冲交正之后，通过 调低基带滤波器130的转折频率，会使基带滤波器130重设成一般操作状态。 然而，如图2所示的步骤224,基带滤波器130重设频宽是需要一段设定时间 (Setting Time),而此设定时间的长短取决于电位势(Voltage Potential)的高低，较 低的电位势将导致基带滤波器130需要较长的设定时间。因此，如何能使基带 滤波器130获得快速的设定时间，进而尽可能少地占用分配给无线装备的时槽， 成为一个重要的课题。除了基于直流偏移校正回路之外，基带滤波器130在对 基频信号进行滤波之前，可程序增益放大器(Programmable Gain Amplifier, PGA) 124会将基频信号中的直流偏移放大，之后具有增益功能的基带滤波器130本 身会更进一步增加直流偏移。再如图3所示，是美国专利公告第6,335,656号所揭示的一种低噪声滤波器 的示意图(Low Noise Filter),将此种低噪声滤波器置于^L大器22的反馈路径中， 使高通滤波器(High Pass Filter)20执行直流偏移消除(DC Offset Cancellation),其 中通过在数个具有不同阻抗值的电阻中作切换，以变化该滤波器24的3分贝转 折频率。在初始阶段如预先充电的阶段中，其中具有较低阻抗的电阻是设计成 可产生较高的3分贝转折频率以执行快速直流偏移消除，并提供较大的电流给 预充电电容C。相反的，在正常操作的阶段中，其中具较高阻抗的电阻是被设计 成可产生较低的3分贝转折频率，并提供一般大小的电流。然而，这样的设计 过于复杂且占用过大的电路配置区域。

发明内容为解决前述现有技术的上述问题，本发明的主要目的在于提供一种增强直流偏移校正速度(DC Offset Correction Speed)的接收器及实现方法，滤波装置与 缩减滤波装置的稳定时间的方法。本发明的次要目的在于提供一种增强直流偏移校正速度的接收器及实现方 法，其控制预充电电容来设定预设的电位势，以缩短基带滤波器的设定时间。本发明的另一目的在于提供一种增强直流偏移校正速度的接收器及实现方 法，其中因该接收器具有简化的构成，故能缩减电路使用区域及组件成本。为达成前述发明目的，本发明揭示一种增强直流偏移校正速度的接收器。 该接收器内设置有一级或二级的信号处理单元(Signal-processing Unit)及控制器， 其中每一级的信号处理单元包括基带滤波器、增益级(Gain Stage),以及直流偏 移校正电路应用于该增益级。该基带滤波器进一步具有频宽控制单元 (Bandwidth-controlling Unit)、电容部、电阻部及运算放大器。该控制器用于切换 前述电容部中电容的电极端的连接方向，以执行预充电阶段或放电阶段，进而 调整该基带滤波器的频宽至正常操作频宽(如150K)或宽于该正常操作频宽(如5 MHz)以快速输出基频信号。此外，本发明揭示一种增强接收器的直流偏移校正速度的实现方法，其包 括下列步骤切换第一基带滤波器的第一电容连接至参考直流电压源，以对该第一电容 执行预先充电程序，以此调整该第一基带滤波器的频宽达到宽于正常操作频宽；执行第一直流偏移校正电路，以消除第一信号处理单元的输出信号的直流 偏移；在该第一电容被预充电达到预设的电位之后，切换该第一基带滤波器的第 一电容连接到第一运算放大器上的正常操作点，以调整该第一基带滤波器的频 宽至正常操作频宽；以及执行第二直流偏移校正电路，以消除第二信号处理单元的输出信号中自我 混频的直流偏移(self-mixing DC OFFSET)。本发明还揭示一种滤波装置，用于切换频宽以缩减稳定时间，包括频宽 控制单元，用于调整该滤波装置的频宽至正常操作频宽与宽于该正常操作频宽 两者之一，以快速响应输入信号，其中该频宽控制单元包括基于控制信号的第
一切换开关，选择性地将该滤波装置中第 一 电容的第 一 电极端连接至该滤波装 置中的第一节点或具有第一预设电位的第二节点。并且，本发明同样揭示一种缩减滤波装置的稳定时间的方法，其中该滤波装置具有第一电容，其包括根据控制信号，使第一切换开关选择性地切换该 第一电容的第一电极端连接至该滤波装置中的第一节点，或连接至具有第一预 设电位的第二节点；当该第一电容的第一电极端连接至该第一节点时，调整该 滤波装置的频宽至正常操作频宽；以及当该第一电容的第一电极端连接至该第 二节点时，调整该滤波装置的频宽至宽于该正常操作频宽，以快速响应该滤波 装置上的输入信号。与现有技术相比，本发明揭示的 一种增强直流偏移校正速度的接收器及实 现方法，是控制电容的电极端的连接方向，来调整该基带滤波器的3分贝转折 频率的频宽变化，并对该电容预先充电至预设电位，以缩短该基带滤波器的稳 定时间。此外，该接收器具有实质简化的组成，所以能缩减电路使用区域及组 件成本。
图1是现有技术的一种无线接收器及其配置的直流偏移校正电路示意图。图2为对如图1所示接收器进行直流偏移校正的方法流程图。图3是现有技术的一种低噪声滤波器的示意图。图4A至图4F分别是本发明提供各实施例关于接收器架构示意图。图5是依据图4E所示接收器的时槽图。图6是依据本发明较佳实施例所提供的一种增强接收器的直流偏移校正速 度的实现方法的流程图。图7A及图7B分别是图4A至图4F中各接收器中低通滤波器的架构示意图。
具体实施方式首先请参阅图4A,为依据本发明一实施例所提供的一种用于无线装备中的 接收器400a(如直接降频接收器(Direct Conversion Radio Receiver, DCR))的示意 图，包括天线410a、低噪声放大器(Low Noise Amplifier) 412a、混频器(Mixer) 414a、控制器432a,以及用以增强接收器400a的直流偏移校正速度的信号处理 单元416a。信号处理单元416a包括低通滤波器418a作为滤波级，以及应用于 低通滤波器418a的直流偏移校正电^各422a。在初始时，无线信号经过天线410a及低噪声放大器412a进入，由混频器 414a将区域振荡信号与射频或中频信号混频，以产生第一基频信号。之后，低 通滤波器418a对混频器414a输出的第一基频信号进行滤波及放大，并输出第二 基频信号，第二基频信号是信号处理单元416a的输出信号。其中控制器432a， 如处理器、微控制器单元(MCU)或数字信号处理器(DSP),产生控制信号7602 控制低通滤波器418a在3分贝转折频率的频宽变化，以响应第一基频信号；同 时，控制器432a也控制低噪声放大器412a的启闭。事实上，低通滤波器418a 具有频宽控制单元760a或760b (如图7A及图7B所示，下文将详述)，可依据 前述控制信号7602调整低通滤波器418a的频宽至正常操作频宽(如150 KHz) 或宽于正常操作频宽(如5 MHz)以快速输出第二基频信号。为了执行直流偏移校正程序，直流偏移4交正电3各422a,具有至少一数字转 模拟转换器(DAC)及二元搜寻装置，用于补偿低通滤波器418a的输入(如第一基 频信号)，以减轻来自低通滤波器418a的第二基频信号(即信号处理单元416a的 输出信号)中的直流偏移。经由信号处理单元416a的输出信号即如第二基频信 号，可为一种1 (in-phase, 同4目)或Q(quadrature,正交)4言号。请参阅图4B,为依据本发明一实施例所提供的一种用于无线装备中的接收 器400b(如直接降频接收器)的示意图，其包括天线410b、低噪声放大器412b、 混频器414b、控制器432b，以及信号处理单元416b。除了低通滤波器(LPF) 418b 及直流偏移校正电路(DCOC Loop) 422b之外，不同于图4A的信号处理单元416a 之处在于，信号处理单元416b进一步包含一个可程序增益放大器420b作为增 益级。低通滤波器418b也具有一个频宽控制单元760a或760b (如图7A及图7B 所示)，其基于控制器432b对3分见转折频率的可变频宽控制，对来自混频器 414b的第一基频信号进行滤波，以产生第二基频信号。可程序增益放大器420b用于放大来自低通滤波器418b的第二基频信号， 并输出第三基频信号作为信号处理单元416b的输出信号。直流偏移校正电路422b在电路配置上不同于前述直流偏移校正电路422a 之处在于，直流偏移校正电路422b是用于补偿低通滤波器418b的输入信号(即 第一基频信号)，以消除从可程序增益^L大器420b输出的第三基频信号(即信号 处理单元416b的输出信号)的直流偏移。
请参阅图4C,为依据本发明一实施例所提供的一种用于无线装备中的接收器400c(如直接降频接收器)的示意图，其包括天线410c、低噪声放大器412c、 混频器414c、控制器432c,以及信号处理单元416c。类似于图4B的信号处理 单元416b的结构，信号处理单元416c也包括可程序增益放大器420c(作为增益 级)、低通滤波器418c及直流偏移校正电路422c，除了反向的电路配置外，可 程序增益放大器420c耦合于信号处理单元416c的输入端及低通滤波器418c之 间，表明可程序增益放大器420c是用于放大来自混频器414c的第一基频信号以 产生第二基频信号。之后，低通滤波器418c对来自可程序增益放大器420c的第 二基频信号进行滤波，以输出第三基频信号作为信号处理单元416c的输出信号。 4氐通滤波器418c也具有频宽控制单元760a或760b (如图7A及图7B所示)， 其基于控制器432c对3分贝转折频率的可变频宽控制，以对来自该混频器414c 的第一基频信号进行滤波，以产生第二基频信号。不同于图4B所示的直流偏移4交正电路422b,直流偏移校正电路422c是用 于补偿可程序增益放大器420c的输入信号(即第一基频信号)，以消除从低通滤 波器418c输出的第三基频信号(即信号处理单元416c的输出信号)的直流偏移。请参阅图4D，为依据本发明一实施例所提供的一种用于无线装备中的接收 器400d(如直接降频接收器)的示意图，其包括天线410d、低噪声放大器412d、 混频器414d、控制器432d,以及信号处理单元416d。类似于图4B的信号处理级)、低通滤波器418d及直流偏移校正电路422d，其中不同之处在于直流偏移 校正电路422d只应用在可程序增益放大器420d上，表明低通滤波器418d是用 于对来自混频器414d的第一基频信号进行滤波，以产生第二基频信号。之后， 可程序增益放大器420d对来自低通滤波器418d的第二基频信号进行放大，并 输出第三基频信号如同作为信号处理单元416d的输出信号。低通滤波器418d 可具有与前述各实施例中相同的配置。与图4B所示的直流偏移冲交正电路422b不同之处在于，直流偏移校正电路 422d是用于补偿可程序增益放大器420d的输入信号(即第二基频信号)，以消除 从可程序增益放大器420d输出的第三基频信号(即信号处理单元416d的输出信 号)的直流偏移。请参阅图4E,为依据本发明一实施例所提供的一种用于无线装备中的接收 器400e(如直接降频接收器)的示意图，其包括天线410e、低噪声放大器412e、 混频器414e、控制器432e,第一信号处理单元416e,以及耦合于第一信号处理 单元416e的第二信号处理单元424e。第一信号处理单元416e具有第一低通滤波器418e (例如第一基带滤波器)、 第一增益级420 (如可程序增益放大器)耦合至第一低通滤波器418e,以及第一直 流偏移校正电路422e应用于第一增益级420e。第一低通滤波器418e用于对经 由混频器414e输出的第一基频信号进行滤波，以产生第二基频信号。第一低通滤波器418e也具有频宽控制单元760a或760b (如图7A及图7B 所示)，其是基于控制器432e产生的控制信号7602，来实现对第一低通滤波器 418的频宽的调整，具体为调整第一低通滤波器418e的频宽至正常操作频率(如 150 K),或为一宽于正常操作频率的频率(如5MHz)，以快速输出第二基频信号。 之后，第一增益级420e对来自第一低通滤波器418e的第二基频信号进行放大， 以输出第三基频信号作为信号处理单元416e的输出信号。为进行直流偏移校正 程序，第一直流偏移校正电路422e内也设有数字转模拟转换器及二元搜寻装置， 以补偿自该第一增益级420e输入端输入的第二基频信号，以消除该第一增益级 420e输出的第三基频信号(即该第一信号处理单元416e的输出信号)中的直流偏 移。事实上，第二信号处理单元424e在组成及功能上与第一信号处理单元416e 均相同，即包括第二低通滤波器426e(如第二基带滤波器)、第二增益级428e(如 可程序增益放大器)，以及第二直流偏移校正电路430e。第二低通滤波器426e 用于接收第 一信号处理单元416e的第三基频信号并输出第四基频信号，第二低 通滤波器426e也具有频宽控制单元760a或760b (如图7A及图7B所示)，其 是基于控制器432e产生的控制信号7603,调整第二低通滤波器426e的频宽至 正常操作频率(如150 K),或为宽于正常操作频率的频率(如5 MHz)。第二增益级428e用于对来自第二低通滤波器426e的第四基频信号进行放 大，并输出第五基频信号作为信号处理单元424e的输出信号。第二直流偏移校 正电路430e用于补偿自第二增益级428e输入端输入的第四基频信号，以消除第 二增益级428e输出的第五基频信号中的直流偏移。需注意的是，不同于第一直流偏移校正电路422e,第二直流偏移校正电路 430e是用于有效率的校正一种由低噪声放大器412e造成的自我混频直流偏移， 以及一种由第一低通滤波器418e及第一增益级420e造成的直流偏移。请参阅图4F，为依据本发明一实施例所提供的一种用于无线装备中的接收 器400f的示意图。接收器400f是类似于图4E中所示的接收器400e,包括天 线410f、低噪声放大器412f、混频器(Mixer)4I4f、控制器432f，以及第一信号 处理单元416f和第二信号处理单元424f，不同的是，可程序增益放大器423f 连接在第一信号处理单元416f及第二信号处理单元424f之间，用于放大经由第 一信号处理单元416f执行过直流偏移校正处理的第三基频信号，然后输出对应 信号给第二信号处理单元424f以执行下一直流偏移校正处理。请参见图7A，图7A是图4A至图4F中各接收器中低通滤波器的架构示意 图。绘制在图4A-4F各图中的各低通滤波器418a-418f以及426e、 426f，可具体 为单端低通滤波器(Single-ended Low Pass Filter)700a，其具有电容部720a、电阻 部730a、频宽控制单元760a,以及与电容部720a及电阻部730a并联的运算放 大器710a。其中电容部720a具有电容7202a及电极端7204a,电极端7204a位 于电容7202a上并延伸至频宽控制单元760a。第一节点7206a是自运算放大器 710a的输入端延伸，以及第二节点7604a是自参考直流电压源750a延伸。频宽控制单元760a作为切换开关，其依据来自于控制器432a-432f(见图4A-图4F)指示的控制信号7602 (或7603),使低通滤波器700a中电容7202a的电 极端7204a选择性的连接至第一节点7206a(正常操作点)，或连接至第二节点 7604a，且第二节点7604a具有由参考直流电压源750a所提供的预设电位，这样 频宽控制单元760a能够调整低通滤波器700a的频宽至正常操作频宽，或宽于正 常操作频宽的频宽，以快速响应第一基频信号。事实上，控制器432a-432f(如 处理器、微控制器及数字处理单元)通过切换电容7202a的电极端7204的连接方 向至具有不同直流电位的不同节点(如第一节点7206a及第二节点7604a)上，从 而决定电容7202a为预充电阶^a或放电阶段。当频宽控制单元760a选择性地切换电容7202a的电极端7204a电性连接参 考直流电压源750a的第二节点7604a时，参考直流电压源750a提供一直流电压 输入给运算放大器710a,以执行前述预充电阶段，即参考直流电压源750a将电 容7202a预充电到预设的电位，并确保该运算放大器710a的输入直流电位实质 等同于预设电位。这样，当第一基频信号进入低通滤波器700a时，低通滤波器 700a的频宽将会调整至宽于低通滤波器700a的正常操作频宽，以加速信号通过。一旦电容7202a的电极端7204a被频宽控制单元760a切换至第一节点7206a 时，电容7202a对运算放大器71 Oa执行放电程序，以使低通滤波器700a的频宽 调回至正常操作频宽。
因此可理解的是，利用将电容7202a预充电至预设电位，即能快速调整低 通滤波器418a的3分贝转折频率的频宽变化，以此加速低通滤波器700a的设定 时间，待后详述。请见图7B所示的实施例，图7B是图4A至图4F中各接收器中低通滤波器 的架构示意图。绘制在图4A-图4F各图中的低通滤波器418a-418f以及426e、 426f可具体为一种差动低通滤波器(Differential Low Pass Filter)700b，其具有频宽 控制单元760b、运算》文大器710b，及上半部和下半部。低通滤波器700b的上半部具有第一电容部720b及第一电阻部730b，其中 第一电容部720b具有第一电容7202b以及第一电极端7204b,第一电极端7204b 位于第一电容7202b上并延伸至频宽控制单元760b。第一节点7206b位于运算 放大器710b的第一输入端上，以及第二节点7604b是自第一参考直流电压源 750b延伸。低通滤波器700b的下半部具有第二电容部721b及第二电阻部731b， 其中第二电容部721b具有第二电容7203b，以及第一电极端7205b位于第二电 容7203b上并延伸至频宽控制单元760b。第三节点7207b位于运算放大器710b 的第二输入端上，以及第四节点7605b是自第二参考直流电压源751b延伸。需注意的是，运算放大器710b可被视为与第一电容7202b及第二电容 7203b并联的差动放大器。频宽控制单元760b进一步包括位于滤波器700b的上 半部的第一切换开关SI及位于滤波器700b的下半部的第二切换开关S2;这样， 频宽控制单元760b依据来自控制器432a-432f(见图4A-图4F)指示的控制信号 7602或7603，分别控制第一切换开关Sl以作选择性地切换，即将第一电容7202b 的第一电极端7204b连接至第一节点7206b(正如第一正常操作点)，或连接至第 二节点7604b，第二节点7604b具有由第一参考直流电压源750b提供的第一预 设电位；且频宽控制单元760b也依据控制器432a-432f的控制信号7602或7603, 控制第二切换开关S2以作选择性地切换，即将第二电容7203b的第一电极端 7205b连接至第三节点7207b(正如第二正常4喿作点)，或连4妄至第四节点7605b， 第四节点7605b具有由第二参考直流电压源751b提供的第二预设电位。当前述第一切换开关Sl及第二切换开关S2分别选择性地将第一及第二电 容7202b、 7203b的第一电极端7204b、 7205b切换连接至具有第一预设电位的 第二节点7604b及具有第二预设电位的第四节点7605b时，即分别设定差动放 大器71 Ob的第 一输入端及第二输入端上的直流电位实质等同于前述第 一预设电 位及二预设电位。同时，第一及第二参考直流电压源750b、 751b可分别对第一 电容7202b及第二电容7203b进行预先充电，以调整低通滤波器700b的频宽能 宽于正常操作频宽。反之，当前述第一切换开关SI及第二切换开关S2分别选择地将第一电容 7202b及第二电容7203b的第一电极端7204b及第一电极端7205b切换连接至 第 一 节点7206b及第三节点7207b时，第 一 电容7202b及第二电容7203b将会 分別对差动放大器710b的第一输入端及第二输入端进行放电，以使低通滤波器 700b的频宽调回至正常操作频宽。通过上述的切换，即可加速或缩短低通滤波 器700b的整体设定时间。请进一步参阅图4E及图5，其中图5是依据图4E所示接收器的时槽图， 显示每一装置400e所分配到的一个大约26微秒的时槽。在初始的时间点50 52 中，控制器432e会先关闭低噪声放大器412e,并开始电容7202a的预充电阶段 (如图7A所示)，以加大第一低通滤波器418e的频宽(如5MHz)，使第一基频信 号加速进入第一低通滤波器418e。之后，在时间段54之中，第一直流偏移校正 电路422e会对第一增益级420e执行直流偏移校正。从时间点56到62，低噪声 放大器412e正在开启以接收下一信号，且从其中一个时间点58开始，即第一 低通滤波器418e频宽被调整至正常操作频宽(如150kHz)之后，第一低通滤波器 418e开始趋于稳定(Settlement)，其中包含一段大约17《效秒的自我混频直流偏移 的稳定时间。因此，如果低噪声放大器412e能被设定成及时开启，则在此直流 偏移校正过程中也能去除自我混频直流偏移。在时间点62时，第二直流偏移校 正电路430e开始在第二增益级428e上执行直流偏移校正。如果需要，调整第一 低通滤波器418e频宽至正常操作频宽的时间点可实质相同或早于调整第二低通 滤波器426e频宽至正常操作频宽的确切时间点。此外，图6是依据本发明较佳实施例所提供的一种增强接收器的直流偏移 校正速度的实现方法的流程图，包括下列步骤步骤600,利用控制器关闭无线装备中接收器的低噪声放大器；步骤610，利用控制器经由第一频宽控制单元，切换第一基带滤波器中第一 电容的电极端，从位于运算放大器的输入端的第一节点(正常操作点)分离，转而 去连接第一基带滤波器的第二节点，且第二节点连通参考直流电压源，以开始第 一电容的预先充电程序；步骤620,将第一基带滤波器的频宽调整至宽于正常操作频宽； 单元输出信号中的直流偏移；步骤640，第一电容被预充电至预设电位之后，利用控制器经由第一频宽控 制单元切换第一基带滤波器的第一电容的电极端去连接运算放大器的输入端的 第一节点，以执行第一电容的放电程序；步骤650，利用控制器将第一基带滤波器的频宽调整至正常操作频宽，并开 启低噪声放大器；步骤660，以此加速第一基带滤波器的稳定时间；以及，步骤670，在第二增益级上执行第二直流偏移校正电路，以消除第二信号处 理单元输出信号中的自我混频直流偏移。综上所述，依据本发明较佳实施例的一种增强直流偏移校正速度的接收器 及实现方法，是利用控制电容的电极端的连接方向，以调整基带滤波器的3分 贝转折频率的频宽变化，并对电容预先充电至预设电位，以缩短基带滤波器的 稳定时间。此外，上述接收器具有实质筒化的组成，故能缩减电路使用区域及 组件成本。
权利要求
1.一种缩减滤波装置的稳定时间的方法，其中该滤波装置具有第一电容，该方法包括根据控制信号，使第一切换开关选择性地切换该第一电容的第一电极端连接至该滤波装置中的第一节点，或连接至具有第一预设电位的第二节点；当该第一电容的第一电极端连接至该第一节点时，调整该滤波装置的频宽至正常操作频宽；以及当该第一电容的第一电极端连接至该第二节点时，调整该滤波装置的频宽至宽于该正常操作频宽，以快速响应该滤波装置上的输入信号。
2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于该滤波装置为单端低通滤波器， 具有与该第一电容并联的运算放大器。
3. 如权利要求2所述的方法，其特征在于该单端低通滤波器包括该第一 节点连接至该运算放大器的输入；以及该第二节点是连接至参考直流电压源。
4. 如权利要求3所述的方法，其特征在于当该第一切换开关选择性地切换 该第一电容的第一电极端连接至该第二节点时，设定该第一预设电位实质等同 于该运算放大器的直流输入电位，且使用该参考直流电压源对该第一电容进行 预先充电，以调整该单端低通滤波器的频宽至宽于该正常纟栗作频宽。
5. 如权利要求4所述的方法，其特征在于当该第一切换开关选择性地切换 该第一电容的第一电极端连接至该第一节点时，该第一电容对该运算放大器的 输入进行放电，以调整该单端低通滤波器的频宽至该该正常操作频宽，进而加 快该低通滤波器的稳定时间。
6. 如权利要求1所述的方法，其特征在于该控制信号是由控制器所产生， 且该控制器控制低噪声放大器传送信号给该滤波装置，其中当该滤波装置的频 宽被调整至宽于该正常操作频宽时，该控制器关闭该低噪声放大器，或当该滤 波装置的频宽被调整至该正常操作频宽时，该控制器开启该低噪声放大器。
7. 如权利要求1所述的方法，其特征在于该滤波装置为差动低通滤波器， 并根据该控制信号，第二切换开关选择性地切换该滤波装置中的第二电容的第 一电极端连接至该滤波装置中的第三节点；或具有第二预设电位的第四节点。
8. 如权利要求7所述的方法，其特征在于该滤波装置进一步包括与该第一电容及第二电容并联的差动放大器。
9. 如权利要求8所述的方法，其特征在于该差动低通滤波器进一步包括: 该第一节点连接至该差动放大器的第一输入；该第二节点连接至第一参考直流 电压源；该第三节点连接至该差动放大器的第二输入；以及该第四节点连接至 第二参考直流电压源。
10. 如权利要求9所述的方法，其特征在于当该第一切换开关选择性地切 换该第一电容的第一电极端连接至该第二节点时，该第一预设电位实质等同于 该差动放大器的直流输入电位，且该参考直流电压源对该第一电容进行预先充 电，以调整该低通滤波器的频宽至宽于该正常4喿作频宽；以及当该第一切换开关选择性地切换该第一电容的第一电极端连接至该第一节 点时，该第一电容对该差动放大器的输入进行放电，以调整该低通滤波器的频 宽至该正常操作频宽。
11. 如权利要求IO所述的方法，其特征在于该第二切换开关选择性地切换 该第二电容的第一电极端连接至该第四节点时，该第二预设电位实质等同于该 差动放大器的直流输入电位，且该参考直流电压源对该第二电容进行预先充电， 以调整该低通滤波器的频宽宽于该正常操作频宽；以及该第二切换开关选择性地切换该第二电容的第一电极端连接至该第三节点 时，该第二电容对该差动放大器的输入进行放电，以调整该低通滤波器的频宽 至该正常操作频宽。
12. —种滤波装置，用于切换频宽以缩减稳定时间，包括 频宽控制单元，用于调整该滤波装置的频宽至正常操作频宽与宽于该正常搡作频宽两者之一，以快速响应输入信号，其中该频宽控制单元包括基于控制 信号的第 一切换开关，选择性地将该滤波装置中第一电容的第一电极端连接至 该滤波装置中的第一节点或具有第一预设电位的第二节点。
13. 如权利要求12所述的滤波装置，其特征在于该滤波装置为单端低通滤 波器，该单端低通滤波器进一步包括与该第一电容并联的运算放大器。
14. 如权利要求13所述的滤波装置，其特征在于该单端低通滤波器包括 该第一节点连接至该运算放大器的输入；以及该第二节点连接至参考直流电压 源。
15. 如权利要求14所述的滤波装置，其特征在于该第一切换开关选择性地 切换该第一电容的第一电极端连接至该第二节点，该第一预设电位实质等同于该运算放大器的直流输入电位，且该参考直流电压源会对该第一电容进行预先 充电，以将该单端低通滤波器的频宽调整为宽于该正常操作频宽。
16. 如权利要求15所述的滤波装置，其特征在于该第一切换开关选择性地 切换该第一电容的第一电极端连接至该第一节点，该第一电容会对该运算放大 器的输入进行放电，以调整该单端低通滤波器的频宽回到该正常操作频宽，进 而加快该单端低通滤波器的稳定时间。
17. 如权利要求]2所述的滤波装置，其特征在于该滤波装置为差动低通滤 波器；以及该频宽控制单元进一步具有基于该控制信号的第二切换开关，用于 选择性地将该滤波装置中第二电容的第 一 电极端连接至该滤波装置中的第三节 点及具有第二预设电位的第四节点。
18. 如权利要求17所述的滤波装置，其特征在于进一步包括与该第一电容 及第二电容并联的差动放大器。
19. 如权利要求8所述的滤波装置，其特征在于该差动低通滤波器进一步 包括该第一节点连接至该差动放大器的第一输入；该第二节点连接至第一参 考直流电压源；该第三节点连接至该差动放大器的第二输入；以及该第四节点 连接至第二参考直流电压源。
20. 如权利要求19所述的滤波装置，其特征在于该第一切换开关选择性地 切换该第一电容的第一电极端连接至该第一节点，或者连接至该具有第一预设 电位的第二节点；该第二切换开关选择性地切换该第二电容的第 一 电极端连接 至该第三节点，或者连接至该第四节点。
21. 如权利要求20所述的滤波装置，其特征在于当该第一及第二切换开关 分別选择性地切换该第一电容及第二电容的各第一电极端去连接该第一节点及 第三节点时，该第一电容及第二电容会分别对该差动放大器的第一输入及第二 输入进行放电，以将该低通滤波器的频宽调整为回到该正常操作频宽，进而加 快该低通滤波器的稳定时间。
22. —种增强接收器的直流偏移校正速度的实现方法，该接收器包含具有滤 波级的信号处理单元，以接收基频信号，该实现方法包括使该滤波级中的第一电容的第一电极端与该滤波级中的第一节点分离，转 接至具有第一预设电位的第二节点，进而调整该滤波级的频宽至宽于该滤波级 的正常操作频宽，以响应该基频信号；应用直流偏移校正程序消除该信号处理单元输出信号中的直流偏移；以及 使该第一电容的第一电极端连接至该第一节点，进而调整该滤波级的频宽 至该正常操作频宽。
23. 如权利要求22所述的实现方法，其特征在于该接收器进一步包含用于 传送信号给该信号处理单元的低噪声放大器，在调整该滤波级的频宽至宽于该 正常操作频宽之前，先关闭该低噪声放大器。
24. 如权利要求23所述的实现方法，其特征在于在使该滤波级的频宽调回 该正常操作频宽的步骤中，进一步包括下列步骤开启该低噪声放大器。
25. 如权利要求23所述的实现方法，其特征在于该滤波级是差动低通滤波 器，在调整该滤波级的频宽至宽于该正常操作频宽的步骤中，进一步包括使 该滤波级中第二电容的电极端与该滤波级中的第三节点分离，转接至具有第二 预设电位的第四节点。
26. 如权利要求25所述的实现方法，其特征在于在调整该滤波级的频宽回 到该正常操作频宽的步骤中，进一步包括下列步骤开启该低噪声放大器，并 使该第二电容的电极端连接至该第三节点。
27. 如权利要求25所述的实现方法，其特征在于该滤波级包括运算放大器， 以及该第 一预设电位及该第二预设电位分别实质等同于该运算放大器的各直流 输入电位。
28. 如权利要求22所述的实现方法，其特征在于该滤波级为单端低通滤波器。
29. 如权利要求28所述的实现方法，其特征在于该单端低通滤波器包括运 算放大器，以及该第一预设电位实质等同于该运算放大器的直流输入电位。
30. 如权利要求22所述的实现方法，其特征在于该滤波级对该基频信号进 行滤波及放大，并产生作为该信号处理单元的输出信号，以及该直流偏移校正 程序是用于补偿该滤波级的输入，以消除该信号处理单元的输出信号中的直流 偏移。
31. 如权利要求22所述的实现方法，其特征在于该信号处理单元进一步包 括耦合至该滤波级的增益级，且该增益级的输出信号是作为该信号处理单元的 输出信号。
32. 如权利要求31所述的实现方法，其特征在于该直流偏移校正程序是用 于补偿该滤波级的输入，以消除该信号处理单元的输出信号中的直流偏移。
33. 如权利要求31所述的实现方法，其特征在于该直流偏移校正程序是用 于补偿该增益级的输入，以消除该讯号处理单元的输出讯号中的直流偏移。
34. 如权利要求22所述的实现方法，其特征在于该信号处理单元进一步包 括增益级，耦合至该滤波级与该信号处理单元的输入之间，且该直流偏移校正 程序是用于补偿该增益级的输入，以消除该信号处理单元的输出信号中的直流 偏移。
35. 如权利要求22所述的实现方法，其特征在于该接收器为直接降频接收器。
36. —种增强直流偏移校正速度的接收器，用于接收第一基频信号，该接收 器包括信号处理单元，包括滤波级，该滤波级对该第一基频信号进行滤波并输出 第二基频信号；以及直流偏移校正单元，用于消除该第二基频信号中的直流偏移； 其中该滤波级如权利要求12 - 19中任一项所述。
37. 如权利要求36所述的接收器，其特征在于该第一切换开关选择性地将 该第一电容的第一电极端切换至该第一节点，或者切换至该具有第一预设电位 的第二节点；该第二切换开关选择性地将该第二电容的第一电极端切换至该第三节点，或者切换至该具有第二预设电位的第四节点，该第一预设电位及该第 二预设电位分别实质等同于该差动放大器的各第 一直流输入电位及第二直流输 入电位，且该第一参考直流电压源及该第二参考直流电压源会分别对该第一电 容及该第二电容进行预先充电，以将该低通滤波器的频宽调整为宽于该正常操 作频宽。
38. 如权利要求37所述的接收器，其特征在于当该第一切换开关及第二切 换开关分别选择性地将该第一电容及该第二电容的各第一电极端切换至该第一 节点及第三节点时，该第一电容及该第二电容会分別对该差动放大器的第一输 入及第二输入进行放电，以将该低通滤波器的频宽调整为回到该正常操作频宽， 进而加快该低通滤波器的稳定时间。
39. 如权利要求36所述的接收器，其特征在于该滤波级对该第一基频信号 进行滤波及放大，并输出该第二基频信号以作为该信号处理单元的输出信号， 使该直流偏移校正程序是用于补偿该第一基频信号，以消除该信号处理单元的 第二基频信号中的直流偏移。
40. 如权利要求36所述的接收器，其特征在于该信号处理单元进一步包括 增益级，该增益级耦合至该滤波级，且该增益级的输出信号是作为该信号处理 单元的第二基频信号。
41. 如权利要求40所述的接收器，其特征在于进一步包括直流偏移校正电路，该直流偏移校正电路用于补偿该滤波级的输入，以消除该信号处理单元的 第二基频信号中的直流偏移。
42. 如权利要求40所述的接收器，其特征在于该直流偏移校正回路用于补 偿该增益级的输入，以消除该信号处理单元的输出信号中的直流偏移。
43. 如权利要求36所述的接收器，其特征在于该信号处理单元进一步包括 一个增益级，耦合至该滤波级与该信号处理单元的输入之间。
全文摘要
本发明揭示一种用于增强直流偏移校正速度的接收器及实现方法。该接收器具有至少一级的信号处理单元及控制器。前述每一级信号处理单元具有基带滤波器、增益级，以及直流偏移校正电路应用在增益级上。控制器通过切换基带滤波器中电容的电极端的连接方向，即可执行预先充电程序或放电程序，如此可调整基带滤波器的频宽至正常操作频宽或宽于正常操作频宽，进而加快基带滤波器的稳定时间。
文档编号H04L25/06GK101115038SQ20071013649
公开日2008年1月30日 申请日期2007年7月12日 优先权日2006年7月13日
发明者屈庆勋, 王守琮 申请人:联发科技股份有限公司