电子开关网络的制作方法

专利名称：电子开关网络的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子及RF切换领域。应用包括但不限于无线系统、微波组件、 收发器、CMOS放大器、及便携式电子装置。
背景技术：
在模拟和射频(RF)应用中的开关通常必须处理大范围内的信号强度。特 别地，传送器有时必须处理非常高的峰值电压。由于信号强度可以超过装置的 击穿电压，这在开关设计的领域中可能是一个问题。另一个问题是可利用的控 制电压远小于信号强度。这使得难以将开关保持在开或关的位置。无线手机的 开关就是体现这些问题的明显例子。例如，在GSM手机中，最大的信号强度 可高达35dBm。通过50 0hm系统的传送导致17.88V的峰值电压，而控制电压 及最大可利用供应电压分别是2.5V及3.5V。
图1阐示了用于处理上述问题的最老的电路中的一种。在此情况下，离散 PIN二极管用作切换元件。此类型的二极管呈现具有大击穿电压的优良特性。 直流(DC)电压用于正向或反向偏压二极管以形成低或高阻抗。四分之一波匹 配网络被要求将断开端口与导通端口隔离。该方案在多端口系统中工作良好。 不过，高性能PIN二极管不容易被集成。而且，需要大量的被动元件以提供偏 压及匹配。另一显著问题在于正向偏压二极管需要的电流。由于设计可配置成 使得导通二极管仅被用于传送模式中，这在简单的传送一接收系统中是可接受 的。不过，多端口系统在接收模式中也需要电流。
另一个常见的方案如图2所示。在此情况中，场效应晶体管(FETs)被用 作切换元件。砷化镓(GaAs)赝配高电子迁移率晶体管(PHEMTs)，由于其 低损耗和高击穿电压，是最常使用的。然而，击穿电压仅约16V，其太低而无 法由其本身操作GSM系统的高信号电平。而且，2.5V的控制电压将在输出信号的负摆幅期间导致断开的晶体管导通。解决这些问题的该方案是采用多个串 联的FETS，如图3所示。这有效地将信号电压均匀地分配到各个晶体管上。该 该解决方案能够在引入可接受损耗量的同时操作高信号电平。它也具有接近零
电流要求的优点，可针对多端口应用进行配置，并可集成在单个裸芯(die)上。 其一个缺点在于需要大量的控制信号。在GaAs上缺乏补偿晶体管技术意味着 任何逻辑功能将吸取大量的电流。为此，经常将独立的CMOS控制芯片与GaAs 开关裸芯一起使用。而且，采用外部的技术意味着开关在手机中无法与其他功 能整合在一起。
已尝试使用CMOS作为切换技术具有有限的成功。在某些情况下，已使用 DC变换器来克服控制信号的限制。不过，基板的高损耗已经是不可接受的。 硅蓝宝石(SOS)及其他外部的技术已克服此问题，但高成本使其不适于整合 其他功能。

发明内容
本发明的一实施例涉及一种可在传送模式及接收模式中操作的切换系统。 该切换系统包括传送端口，经由传送路径被耦合至输入/输出端口；接收端口， 经由接收路径被耦合至输入/输出端口；以及位于接收路径中的切换电路。所述 切换电路包括开关装置，所述开关装置包括输入终端、输出终端、及接收控制 信号的控制终端，所述控制信号控制所述开关装置在导通状态及断开状态之间 的状态。当所述开关装置处于导通状态时，所述切换系统适于在传送模式中操 作，其中所述传送端口被操作地耦合至所述输入/输出端口且所述接收端口与所 述输入/输出端口至少实质上隔离。当所述开关装置是处在断开状态时，所述切 换系统适于在接收模式中操作，其中，所述接收端口被操作地耦合至所述输入 /输出端口。
本发明的另一实施例涉及一种CMOS构建的切换系统，包括一个或多个传
送端口，各端口经由各自的传送路径被耦合至输入/输出端口；以及一个或多个
接收端口，各端口经由各自的接收路径被耦合至所述输入/输出端口。各接收路 径包括切换电路，所述切换电路包括晶体管及与所述晶体管并联的电感器。所 述切换电路适于当晶体管处在导通状态时将各自的接收端口与所述输入/输出 端口至少实质地隔离，且当晶体管处在断开状态时操作地将各自的接收端口耦 合至所述输入/输出端口。
本发明的另一实施例涉及一种传送/接收装置，包括天线；射频传送器； 射频接收器；以及切换系统。该切换系统包括传送端口，被设置于所述传送 器及所述天线之间，其中，所述传送端口经由传送路径被耦合至所述天线；接 收端口，被设置于所述接收器及所述天线之间，其中，所述接收端口经由接收路径被耦合至所述天线；及位于接收路径中的切换电路。所述切换电路包括开 关装置，所述开关装置包括输入终端、输出终端、及接收控制信号的控制终端， 所述控制信号控制所述开关装置在导通状态及断开状态之间的状态。当所述开 关装置位于导通状态时，所述切换系统适于在传送模式中操作，其中，接收端 口被操作地耦合至输入/输出端口，并且所述接收端口与所述输入/输出端口至 少实质上隔离。当所述开关装置处在断开状态时，所述切换系统适于在所述接 收模式中操作，其中所述接收端口被操作地耦合至所述输入/输出端口。
本发明的另一实施例涉及一种切换方法，包括下列步骤使用CMOS切换 电路，在传送模式及接收模式之间切换传送/接收装置，其中，在传送模式中包 括传送载波信号的传送信号从传送端口被传送至输入/输出端口，在接收模式中 接收载波信号从所述输入/输出端口被传送至接收端口。当在所述传送模式中被
操作时，相对于所述传送载波信号，所述CMOS切换电路产生不大于约一60dB 的谐波。当在所述传送模式中被操作时，所述CMOS切换电路将信号损失加到 不大于约2.5dB的传送信号上。
本发明的另一实施例涉及一种切换系统，包括CMOS切换电路，适于在传 送模式及接收模式之间切换，其中，在传送模式中包括传送载波信号的传送信 号从传送端口被传送至输入/输出端口 ，在接收模式中接收载波信号从所述输入 /输出端口被传送至接收端口。当在所述传送模式中被操作时，相对于所述传送 载波信号，所述CMOS切换电路适于产生不大于约一60dB的谐波。当在所述 传送模式中被操作时，所述CMOS切换电路适于将信号损失加到不大于约 2.5dB的传送信号上。
本发明的另一实施例涉及一种可在传送模式及接收模式中操作的切换系 统。所述切换系统包括多个端口，包括被耦合至输入/输出端口的至少一个传 送端口以及被耦合至所述输入/输出端口的至少一个接收端口 ；以及切换电路， 适于选择多个端口中的一个以被操作地耦合至所述输入/输出端口，其中，当所 述切换系统是在传送模式中被操作时，传送端口被操作地耦合至所述输入/输出 端口，并且其中，当所述切换系统是在传送模式中被操作时，接收端口被耦合 至所述输入/输出端口。所述切换电路包括至少一个晶体管，且其中，当所述切 换系统是在传送模式中被操作时，切换电路的各晶体管是处在导通状态中。
本发明的另一实施例涉及一种可在第一模式及第二模式中操作的切换系
统。所述切换系统包括第一端口，经由第一路径被耦合至输入/输出端口，其 中，所述第一端口通过第一信号；第二端口，经由第二路径被耦合至所述输入 /输出端口，其中，所述第二端口通过具有功率比所述第一信号低的第二信号； 以及位于第二路径中的切换电路，所述切换电路包括开关装置，所述开关装置 包括输入终端、输出终端、及接收控制信号的控制终端，所述控制信号控制所述开关装置的状态。所述切换电路适于在第一模式及第二模式之间切换切换系 统，(1)在第一模式中，穿过所述开关装置的电压实质上为零，所述第一端 口被操作地耦合至所述输入/输出端口 ，且所述第二端口与所述输入/输出端口 至少实质地隔离，及(2)在第二模式中，所述第二端口被操作地耦合至所述 输入/输出端口。'
本发明的另一实施例涉及一种切换系统包括 一个或多个第一端口，各经 由各自的第一路径被耦合至输入/输出端口，其中，各第一端口通过各自的第一 信号；及一个或多个第二端口，各经由各自的第二路径被耦合至所述输入/输出 端口，其中，各第二端口通过具有功率比各第一信号低的各自第二信号。各第 二路径包括切换电路，所述切换电路包括晶体管及并联于所述晶体管的变压 器；并且所述切换电路适于在第一模式及第二模式之间切换所述切换系统，其 中(1)在第一模式中，穿过所述晶体管的电压实质上为零，第一端口被操作 地耦合至所述输入/输出端口，且第二端口与输入/输出端口至少被实质地隔离， 及(2)在第二模式中，所述第二端口被操作地耦合至所述输入/输出端口。


图1显示了使用PIN 二极管构建的现有开关； 图2显示了第一种现有的开关构建的PET开关； 图3显示了第二种现有的开关构建的PET开关；
图4显示了执行单刀双掷(SPDT)功能的切换系统的第一实施例； 图5显示图4的电路带有输出匹配网络(OMN)的第一例子； 图6显示图4的电路带有OMN的第二例子；
图7显示切换系统的另一实施例； 图8显示图7电路的变型；
图9显示可用于多端口操作的切换系统的实施例；
图IO显示可用于多端口操作的切换系统的另一实施例；
图11显示可用于多端口操作的切换系统的另一实施例；以及
图12显示可用于多频带、多端口操作的切换系统的另一实施例。
具体实施例方式
图1显示PIN二极管传统上如何被用以切换RF信号。开关100包括传送 端口 104及接收端口 105，各耦合至天线106。传送路径包括电容器108和二 极管IOI、耦合在该电容器108和二极管101之间的电感器109、以及被耦合 在该电感器109和地之间的电容器110。控制信号Vc被施加至电感器109和电 容器之间的节点lll。接收路径包括四分之一波线103、电容112、以及一端被耦合在四分之一波线103及电容器112之间的二极管102。在另一端，二极管 102被耦合至地。
在传送模式，控制信号Vc设置成高，其正向偏压两个二极管101和102。 当二极管101被正向偏压时，其呈现从传送端口 104至接收端口 105的低阻抗 路径。当二极管102被正向偏压时，其呈现对于接收端口 105的近似短路，这 有助于将它与高传送信号电平隔离。四分之一波线103将接收端口 105的短路 阻抗转换成天线106的高的新开路阻抗。当Vc被设置成低，两个二极管101 和102被反向偏压并处于高阻抗状态。二极管101提供高阻抗路径并且隔离传 送和天线端口 104、 106。 二极管102也是位于高阻抗状态，其允许信号在接收 和天线端口 105、 106之间自由流动。
图2显示了使用场效应晶体管(FETs) 201及202实现的单刀双掷(SPDT) 开关200的常见实施方式。GaAsPHEMTs对于该应用是最常用的。因为这些 是耗尽模式装置，栅极必须被偏压到漏极和源极端子以下，以断开晶体管。为 了符合该点，开关通常经由使用在各自传送、接收和天线端口 206、 207、 208 处的阻隔电容器203、 204、 205而被DC隔离或"漂移(floating)"。然后， 被施加至电阻器209 —端的控制信号Vref，则被设定成最高控制电压。等于 Vref的控制信号从而可将开关打开，而零控制信号可将开关断开。当补偿信号 被用于分别耦合至FETs202和FETs201的控制信号Vcl和Vc2时，FETslOl 和102被切换，且开关在传送模式和接收模式之间移动。
图3显示与图2的SPDT开关类似的开关300，其中FETs201和202各自 被三个串联的FETs201a—c及202a_c取代。控制信号Vc2及Vcl用以控制 FETs201及202的各自的链。此技术的优点在于电压被分配穿过断开链，以避 免击穿。
单刀双掷开关的布局对于传送/接收系统都有一个共同的问题。这部分源于 该设计的互补特性。在传送期间，当多个接收分支被断开时，开关的一个分支 被导通。该开关在对接收端口提供足够的隔离以保护耦合至这些端口低噪放大 器(LNAs)时应具有低损耗。不过，相反的情况则不是这样。在接收模式，损 耗很重要，而与传送端口的隔离仅在其影响损耗的情况下是重要的。接收信号 强度将不对耦合至传送端口的功率放大器造成任何损坏。单刀双掷开关的布局 倾向对两种情况提供类似的隔离。在此揭露的某些示范性实施例可利用这些不 均匀的或不可互补的要求。
用于传送/接收系统的开关的另一方面在于当开关处理最高的信号电平时， 因为切换晶体管以高阻抗保持在断开位置，装置发生最大的失真和潜在的损 坏。当晶体管处于高阻抗状态时，所有信号电位可能跨越装置终端而出现。这 增加了进入晶体管击穿区域的风险。正负电压摆动的存在使得难以保持晶体管
11完全断开，造成某些通道调制和信号失真。通常处于打开位置的装置中不会出 现此类具有击穿和控制问题的风险的高电压电位。这些装置可处于低阻抗状 态。而它们可能必须通过大电流。假如装置被依比例设置以便在线性区域中操 作，电压电位可保持为低，以避免击穿及信号失真，且装置可保持在打开状态。 在此所揭示的某些实施例中，开关可以被配置成在传送模式期间所有的晶体管 保持在打开状态中。
图4显示了利用上述不均匀的或不可互补要求的切换系统的实施例，且其 可配置成在传送模式期间所有的晶体管保持在打开状态中。传送/接收切换系统
400包括传送路径，其包括传送端口 408，其经由功率放大器401及阻抗匹配 网络403被耦合至输出端口 409。输出端口 409被耦合至负载阻抗404。切换 系统400也包括接收路径。在接收路径中，接收阻抗407、切换晶体管406及 变压器405彼此并联且被耦合在接收端口 410及阻抗匹配网络403之间。被耦 合在功率放大器401及阻抗匹配网络403之间的电感器402被用于偏压功率放 大器401。变压器405被耦合至阻抗匹配网络403的分流元件。分流元件可具 有多种配置，包括单独或结合的一个或多个电阻器、电容器及电感器。在此实 施例中，分流元件可被有利地选择为将被使用于没有接收路径的传送器中的元 件，且从阻抗匹配网络被耦合至地，以便提供正确的匹配阻抗给功率放大器。
在传送模式中，功率放大器401可被开启，并且将信号Vin放大至电平Vd。 然后，信号Vd传播通过匹配网络403。切换装置406被开启并且从接收端口提 供低阻抗至地。这可有效地将变压器405的两个初级端短路。变压器可由方程 式Zs二i^Zp将在初级绕组看到的阻抗映射到次级绕组。当初级组抗接近短路 时，次级阻抗也会接近短路。这可有效地将阻抗匹配网络中的分流元件耦合至 地。然后，分流元件可能具有适当的阻抗以将功率放大器401匹配至负载阻抗 404。例如，分流元件可被设计使得当如上述般被耦合至地时，分流元件具有 阻抗以适于将功率放大器401匹配至负载阻抗404。开关的低阻抗可对接收阻 抗提供隔离。当尺寸安排正确时，开关可提供充分的隔离并且具有跨过其终端 的低电位电压。循环电流可出现在变压器中，且开关装置可将尺寸安排成使这 些电流无失真地通过。
在接收模式中，功率放大器401可被断开，并且对于匹配网络403呈现出 已知的阻抗。取决于功率放大器401的设计，这可为开路、短路、或无功阻抗 (reactive impedance)。开关406可被断开且负载阻抗404可通过变压器405 及输出匹配网络403被耦合到接收阻抗407。功率放大器的输出阻抗可实现接 收端口至输出负载的连接。因为通常不关心在输出负载及功率放大器之间的隔 离，阻抗匹配网络可被设计成提供断开状态的功率放大器阻抗。可产生最佳设 计，使得在输出及接收端口 409、 410之间提供具低损失的良好匹配。也可在
1接收端口使用其他的匹配元件以改善接收匹配、损失及带宽。
图5显示图4的切换系统的更详细的实施例。特别地，显示了图4的阻抗
匹配网络403的一示范实施方式。阻抗匹配网络503包括第一分流电容器508、 串联电感器509、第二分流电容器510、及串联的阻隔电容器511。分流电容器 510被耦合至变压器505的次级绕组。当开关被开启时，电容器510被有效地 耦合至地且功率放大器401能够以适当的阻抗操作。接收端口 410可被开关的 低阻抗阻隔且仅低信号电位可出现在开关终端。在接收模式中，功率放大器401 可被断开且提供阻抗，该阻抗的特征在于具有与分流电容并联的高实数部。与 分流电容器508结合的装置之输出电容可与偏压电感器402共振。电感器402 的值可被选择使得电抗消除且在串联电感器509呈现高阻抗。然后，接收端口 410可通过变压器405、分流电容510及阻隔电容器511被直接耦合。变压器 的漏电感可被设计成消除电容器510的串联电抗，而在接收端口及输出负载之 间留下低阻抗路径。
图6是以图4的阻抗匹配网络403的另一示范实施方式显示图4的切换系 统。在此实施例中，阻抗匹配网络603包括分流电容器608、串联电容器609、 及分流电容器610。在传送模式中的操作类似于图5中的电路，且具有为了适 当匹配而将电感器610耦合至地的接收网络。在接收模式中，功率放大器可被 放进低阻抗状态。这可能在某些功率放大器电路中发生。举例而言，次级匹配 网络可在输出将放大器装置之自然的高状态转换至低阻抗。在此状态中，电容 器608及电感器602从电路中被有效地移除，且串联电容器609的一侧见到短 路。然后，电容器609作为与电感器610、变压器的漏电感及接收负载并联的 分流电容。此电容可被用以调谐接收分支，以达到最优性能。
图7显示一切换系统的另一示范实施例。在切换系统700中，匹配网络703 可表示图5的低通网络或图6的高通网络。分流匹配电感器704位于匹配区块 之外来阐示开关的操作。如图所示，变压器已使用耦合的电感器705a及705b 来实现。这些电感器的特征在于各线圈的自感及互感。本领域技术人员将可用 特征化为许多圈及漏电感的变压器网络转换此实际结构。耦合的线圈可由绕着 线圈的并联绕组、印刷在板或基板上的螺旋电感器、或耦合的传输线而实现。 电容器706及707可被用以与漏电感共振并且改善变压器的损失。接收阻抗407 及切换装置406可以类似于在图6的电路中之对应装置的方式操作。
图8显示一切换系统800，其类似于图7的切换系统700，但以更复杂且 随意的阻抗匹配网络807取代电容器707。这给与漏电感共振提供了更多的弹 性，且同时向负载阻抗RKx407提供了适当的匹配。阻抗匹配网络807可由分 流及串联的电容器及电感器组成。
图9的电路显示准备两接收端口的实施例。这有效地产生单刀三掷(SP3T)开关。类似于在此说明的其他切换系统，切换系统900包括功率放大器401，
被耦合在传送端口 408及偏压电感器402之间。偏压电感器402被耦合至阻抗 匹配网络703，其在输出端口 409被依次耦合至输出负载404。阻抗匹配网络 703经由电感器904被耦合至对应于第一及第二接收端口 913、 914的第一及第 二变压器905、 910 (或第一及第二耦合的电感器对905a、 b及910b、 c)。电 感器905b与接收负载908及切换装置909并联耦合，而电感器910b与第二接 收负载911及切换装置912并联耦合。在传送期间，两开关909、 912导通且 电感器905b及910b被有效地短路。在接收模式期间，开关之一可保持断开以 将相关的电感器实际上维持为短路，而另一开关是开路。这样在保持传送模式 期间相同的优点同时，还提供在两个或多个端口间的选择性。尽管有额外的漏 电感及由于循环电流的损失之不利结果，此技术可被扩展至任意数目的接收端 口。其他技术及实施例对于本领域技术人员将是显而易见的。
图10显示图9的多端口开关之一替代的实施例。特别地，切换系统IOOO 省略变压器910 (或耦合的电感器910a、 910b)，使得开关1011位于变压器 905 (或耦合的电感器905a、卯5b)的接地路径中。在此情况中，开关1011可 被用以对于电感器905a之一端提供真正的短路，而非由图9的变压器910 (或 耦合的电感器910a、 910b)提供的虚短路。本领域技术人员将认识到各种匹配 元件可被加入以改善性能。
图11显示图9的切换系统的变型，其中，放大器901及匹配网络903已 利用一对放大器卯la、 901b而实现，这一对放大器利用耦合的电感器或变压器 1103a、 1103b而匹配。放大器901a及901b与各自的第一及第二传送端口 908a 及908b结合。放大器对901a及901b可被差动地或同相地配置，且是相等或大 体上不同的尺寸。两个以上的放大器也可以此方式被结合。耦合的电感器或变 压器1103a或1103b也可以类似的方式被构建至1105及1110的耦合电感器或 变压器。1103a及1103b的变压器之实施方式可使用1:1的圈数比，如图所示， 或者差不多任何其他的圈数比。
图12显示本发明一示范实施例，其中，放大器由许多小组件构成，各组 件经由耦合的电感器变压器网络被结合。例如，放大器1201及1202可表示覆 盖不同的频率范围的独立放大器。接收开关区段1203及1204是以类似于图9 的电路之方式工作，在此情况中可考虑在四个接收器Rxl、 Rx2、 Rx3、 Rx4间 选择。在此实施例中，开关区段1203及1204可被设计成与独立的放大器一起 工作并且覆盖不同的频率范围。额外的传送或接收路径可根据任何上述实施例 依要求被加入。此外，任何数目的接收开关可使用互补式金属氧化物半导体 (CMOS)技术被制造。此主题之其他变化形对于本领域技术人员将是明显的。
在此说明的切换系统的电路可使用例如硅双极性晶 管、CMOS晶体管、砷化镓(GaAs)、金属半导体场效应晶体管(MESFETs) 、 GaAs异质接面双 极性晶体管(HBTs)、和/或GaAs假型高电子迁移率晶体管(PHEMTs)。电 路也可与上面技术有关的不同的集成电路(IC)技术兼容，并且可产生单石型 的解决办法。
在此说明的切换系统的一示范应用是传送/接收开关。在此说明的方法及系 统中，当切换系统在传送模式中被操作时，相对于传送载波信号，开关可产生 不大于约一60dB (或根据另一例子为一70dB)的谐波。此外，在此说明的方法 及系统中，开关将信号损失加到传送信号上，该信号不大于约2.5dB (或根据 另一例子为1.5dB)。从而，传送/接收开关可有利地以减少的损失及失真操作。 应认识到尽管传送/接收开关是在此说明的切换系统的一种有利的应用，但并未 对本发明作这样的限定。
已经如此说明本发明之至少一实施例的几个特征，应知可在本发明的精神 和范畴内进行各种改变、修改和改进。这些改变、修改和改进意欲成为本说明 内容的一部分，并且意欲在本发明的精神和范围之内。因此，上述的说明和附 图仅是作为例子。
权利要求
1.一种切换系统，可在传送模式及接收模式下操作，所述切换系统包括传送端口，经由传送路径被耦合至输入/输出端口；接收端口，经由接收路径被耦合至所述输入/输出端口；以及位于所述接收路径中的切换电路，所述切换电路包括开关装置，所述开关装置包括输入终端、输出终端、及接收控制信号的控制终端，所述控制信号控制所述开关装置在导通状态及断开状态之间的状态；其中，当所述开关装置处于所述导通状态时，所述切换系统适于在传送模式下操作，在所述传送模式下，所述传送端口被操作地耦合至所述输入/输出端口且所述接收端口与所述输入/输出端口至少实质上隔离；并且其中，当所述开关装置是处在所述断开状态时，所述切换系统适于在接收模式下操作，在所述接收模式下，所述接收端口被操作地耦合至所述输入/输出端口。
2. 如权利要求1所述的切换系统，其中所述开关装置包括晶体管。
3. 如权利要求1所述的切换系统，其中所述切换系统是以CMOS构建。
4. 如权利要求l所述的切换系统，其中在所述接收模式下，所述传送路径 不与所述输入/输出端口隔离。
5. 如权利要求4所述的切换系统，还包括位于所述传送路径中的功率放大 器，其中当所述切换系统处在所述接收模式时，所述功率放大器具有预定的阻 抗。
6. 如权利要求5所述的切换系统，其中当所述切换系统处在所述接收模式 时，所述功率放大器的阻抗实质上是零。
7. 如权利要求5所述的切换系统，其中当所述切换系统处在所述接收模式 时，所述功率放大器的阻抗是开路的阻抗。
8. 如权利要求1所述的切换系统，其中所述切换系统包括至少一个晶体 管，且其中当所述切换系统处在所述传送模式时，所述切换系统的各晶体管适 于处在导通状态。
9. 如权利要求1所述的切换系统，还包括第二接收端口，经由第二接收路径被耦合至所述输入/输出接口；以及 位于所述第二接收路径的第二切换电路，所述第二切换电路包括第二开关 装置，所述第二开关装置包括输入终端、输出终端、及接收第二控制信号的控 制终端，所述第二控制信号控制所述第二开关装置在导通状态及断开状态之间 的状态；其中，当所述第二开关装置位于所述断开状态时，所述切换系统适于在第二接收模式下操作，在所述第二接收模式下，所述第二接收端口被操作地耦合 至所述输入/输出端口。
10. 如权利要求1所述的切换系统，其中，所述切换电路适于在所述接收 端口及地之间产生至少实质上的短路。
11. 如权利要求1所述的切换系统，其中所述切换元件还包括与所述开关 装置并联的电感器。
12. 如权利要求11所述的切换系统，其中当所述开关装置处在所述导通状 态时，所述开关装置适于将所述电感器实质地短路。
13. 如权利要求1所述的切换系统，其中所述切换元件还包括与所述开关装置并联的变压器。
14. 如权利要求1所述的切换系统，其中所述传送端口及所述接收端口经 由阻抗匹配网络被耦合至所述输入/输出端口。
15. 如权利要求14所述的切换系统，其中所述传送模式下，所述切换电路 适于在所述阻抗匹配网络及所述接收端口之间的节点处产生虚接地。
16. 如权利要求1所述的切换系统，还包括用于在所述传送模式中至少实 质上将所述接收端口与所述输入/输出端口隔离的装置。
17. 如权利要求1所述的切换系统，其中所述输入/输出端口包括天线。
18. 如权利要求1所述的切换系统，还包括位于所述传送路径的功率放大器。
19. 如权利要求18所述的切换系统，其中所述功率放大器以CMOS构建。
20. 如权利要求1所述的切换系统，其中当所述切换系统在所述传送模式 中被操作时，所述切换电路是适于产生不大于约一60dB的谐波，且其中当所述 切换系统在所述传送模式下被操作时，所述切换电路适于将信号损失加到被传 送的不大于约2.5dB的信号上。
21. —种CMOS构建的切换系统，包括一个或多个传送端口，各端口经由各自的传送路径被耦合至输入/输出端 口；以及一个或多个接收端口，各端口经由各自的接收路径被耦合至所述输入/输出 端口；其中，各接收路径包括切换电路，所述切换电路包括晶体管及与所述晶体 管并联的电感器，其中，所述切换电路适于当所述晶体管处在导通状态时将各 自的接收端口与所述输入/输出端口至少实质地隔离，且当晶体管处在断开状态 时操作地将各自的接收端口耦合至所述输入/输出端口 。
22. 如权利要求21所述的CMOS构建的切换系统，其中所述一个或多个 接收路径包括第一及第二接收路径。
23. 如权利要求21所述的CMOS构建的切换系统，其中所述第一及第二 接收路径分别包括第一及第二切换电路，所述第一及第二切换电路分别包括第 一及第二晶体管，并且其中所述第一及第二切换电路被构造及设置成，使得所 述第一及第二晶体管的每一个在所述切换系统的传送模式期间处在导通状态 中。
24. —种传送/接收装置，包括 天线；射频传送器； 射频接收器；以及 切换系统，包括传送端口，被设置于所述传送器及所述天线之间，其中，所述传送端口经 由传送路径被耦合至所述天线；接收端口，被设置于所述接收器及所述天线之间，其中，所述接收端口经由接收路径被耦合至所述天线；及位于所述接收路径中的切换电路，所述切换电路包括开关装置，所述开关 装置包括输入终端、输出终端、及接收控制信号的控制终端，所述控制信号控 制所述开关装置在导通状态及断开状态之间的状态；其中，当所述开关装置位于导通状态时，所述切换系统适于在传送模式下 操作，在所述传送模式下，所述传送端口被操作地耦合至所述输入/输出端口， 并且所述接收端口与所述输入/输出端口至少实质上隔离；并且其中，当所述开关装置处在所述断开状态时，所述切换系统适于在接收模 式下操作，在所述接收模式下，所述接收端口被操作地耦合至所述输入/输出端 Pl。
25. 如权利要求24所述的传送/接收装置，还包括位于所述传送路径中的 功率放大器。
26. 如权利要求24所述的传送/接收装置，其中，所述切换系统以CMOS 构建。
27. —种切换方法，包括下列步骤使用CMOS切换电路，在传送模式及接收模式之间切换传送/接收装置， 其中，在传送模式下包括传送载波信号的传送信号从传送端口被传送至输入/ 输出端口，在接收模式下接收载波信号从所述输入/输出端口被传送至接收端其中，当在所述传送模式中被操作时，相对于所述传送载波信号，所述 CMOS切换电路产生不大于约一60dB的谐波；并且其中，当在所述传送模式中被操作时，所述CMOS切换电路将信号损失加到不大于约2.5dB的传送信号上。
28. —种切换系统，包括CMOS切换电路，适于在传送模式及接收模式之间切换，其中，在传送模 式下包括传送载波信号的传送信号从传送端口被传送至输入/输出端口，在接收 模式下接收载波信号从所述输入/输出端口被传送至接收端口；其中，当在所述传送模式下被操作时，相对于所述传送载波信号，所述 CMOS切换电路适于产生不大于约一60dB的谐波；且其中，当在所述传送模式下被操作时，所述CMOS切换电路适于将信号损 失加到不大于约2.5dB的传送信号上。
29. 如权利要求28所述的切换系统，其中所述CMOS切换电路被集成在 非绝缘层覆硅(SOI)的硅基板上。
30. 如权利要求29所述的切换系统，其中，所述非SOI硅基板包括至少一 部分的单晶硅晶片。
31. —种切换系统，可在传送模式及接收模式下操作，所述切换系统包括 多个端口，包括被耦合至输入/输出端口的至少一个传送端口以及被耦合至所述输入/输出端口的至少一个接收端口；及切换电路，适于选择多个端口中的一个以被操作地耦合至所述输入/输出端 口，其中，当所述切换系统是在传送模式中被操作时，传送端口被操作地耦合至所述输入/输出端口，并且其中，当所述切换系统在传送模式下被操作时，接 收端口被耦合至所述输入/输出端口 ；其中，所述切换电路包括至少一个晶体管，且其中，当所述切换系统是在 所述传送模式下被操作时，所述切换电路的各晶体管是处在导通状态中。
32. 如权利要求31所述的切换系统，其中在至少一个接收端口和所述输入 /输出端口之间的至少一个接收路径包括至少一个晶体管。
33. —种切换系统，可在第一模式及第二模式下操作，所述切换系统包括 第一端口，经由第一路径被耦合至输入/输出端口，其中，所述第一端口通过第一信号；第二端口，经由第二路径被耦合至所述输入/输出端口，其中，所述第二端 口通过具有功率比所述第一信号低的第二信号；以及位于第二路径中的切换电路，所述切换电路包括开关装置，所述开关装置 包括输入终端、输出终端、及接收控制信号的控制终端，所述控制信号控制所 述开关装置的状态；其中，所述切换电路适于在第一模式及第二模式之间切换所述切换系统， (1)在第一模式下，穿过所述开关装置的电压实质上为零，所述第一端口被 操作地耦合至所述输入/输出端口 ，且所述第二端口与所述输入/输出端口至少实质地隔离，及(2)在第二模式中，所述第二端口被操作地耦合至所述输入/ 输出端口。
34. —种切换系统包括一个或多个第一端口，各经由各自的第一路径被耦合至输入/输出端口，其 中，各第一端口通过各自的第一信号；及一个或多个第二端口 ，各经由各自的第二路径被耦合至所述输入/输出端 口，其中，各第二端口通过具有功率比各第一信号低的各自第二信号；其中，各第二路径包括切换电路，所述切换电路包括晶体管及并联于所述 晶体管的变压器；且其中，所述切换电路适于在第一模式及第二模式之间切换所述切换系 统，其中(1)在第一模式下，穿过所述晶体管的电压实质上为零，所述第一 端口被操作地耦合至所述输入/输出端口，且所述第二端口与所述输入/输出端 口至少被实质地隔离，及(2)在第二模式下，所述第二端口被操作地耦合至 所述输入/输出端口。
35. 如权利要求34所述的切换系统，其中，所述一个或多个第一端口包括 单个端口，且其中，所述一个或多个第二端口包括多个端口。
36. 如权利要求34所述的切换系统，其中，所述一或多个第一端口包括多 个端口，且其中，所述一个或多个第二端口包括多个端口。
37. 如权利要求34所述的切换系统，其中，所述一或多个第一端口包括单 个端口，且其中，所述一个或多个第二端口包括单个端口。
38. 如权利要求34所述的切换系统，其中，所述一或多个第一端口包括多 个端口，且其中，所述一个或多个第二端口包括单个端口。
全文摘要
披露了切换电子信号的系统和方法。该切换可以低损失和低峰值电压来实施。该切换方案适于切换RF信号，例如，并可用在诸如无线系统、终端以及手机中。一示范实施例涉及CMOS构建的传送/接收切换系统。该系统包括一个或多个传送端口，各端口经由各自的传送路径被耦合至输入/输出端口；以及一个或多个接收端口，各端口经由各自的接收路径被耦合至所述输入/输出端口。各接收路径包括切换电路，所述切换电路包括晶体管及与所述晶体管并联的电感器。所述切换电路适于当晶体管处在导通状态时将各自的接收端口与所述输入/输出端口至少实质地隔离，且当晶体管处在断开状态时操作地将各自的接收端口耦合至所述输入/输出端口。
文档编号H04B1/44GK101617474SQ200780049542
公开日2009年12月30日 申请日期2007年11月15日 优先权日2006年11月16日
发明者罗伯特·J·麦克莫罗 申请人:恒星射频公司