专利名称：在尤其是tds-ofdm的系统内对长回波的信道估计方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及按照权利要求1的前序部分所述的在尤其是 TDS-OFDM的系统内对长回波的信道估计方法，以及涉及在尤其是 TDS-OFDM的系统内对长回波的信道估计i殳备。
背景技术：
时域同步OFDM (TDS-OFDM， OFDM:正交频分复用)系统 是一般OFDM系统的一种变体，组合了时域和频域两者处理。它被釆 用为中国的数字多媒体地面广播(DMTB)的强制性国家标准中的一 种操作模式。TDS-OFDM提供一个伪随机(PN)序列作为在每两个 OFDM符号帧之间的保护间隔。这种特殊的帧结构导致提出新颖的信 道估计方法的任务。
作为一般OFDM系统的核心部分，信道估计的质量直接影响到 总体系统性能。TDS-OFDM系统的特殊帧结构在接收机侧需要使用新 颖的信道估计方法，而不是在一般OFDM系统内所使用的那些方法。 此外，地面环境通常具有长回波延迟。这要求对地面系统的信道估计 能够估计长达大约40 ja s的长回波。
在TDS-OFDM系统内，信道估计向频域均衡器提供对信道脉冲 响应的估计。它直接影响到系统性能。对信道估计有若干要求。
首先，估计应该尽可能精确，即使是在低SNR(信噪比)情况下。 第二，估计应该能应付具有长达尤其是40iis的长回波的信道。然而， 希望覆盖更长的回波。第三，估计应该能处理动态信道。
图5示出了一般OFDM系统图中的信道估计功能块。它根据所 接收的数据得出信道响应，再将该估计馈给频域均衡器4。示出了OFDM系统图中的一般信道估计的配置。发射机TX通过天线将发送 数据发送至接收机RX的天线。这两个天线之间的路径V提供了误差 数据和多重效应，使得发送数据成为由接收机RX的天线接收到的最 初接收数据。最初接收数据提供给自动增益控制(AGC) 1。自动增 益控制1的输出数据转送给IQ(同相/正交相)解调(IQM)功能块2。 IQ解调功能块2输出的数据作为接收数据y(i)输入到一个尤其是包括 信道估计功能块3的功能块。信道估计功能块3输出的数据和信道估 计结果一同转送给频域均衡器4。频域均衡器4输出的数据转送给前 向差错控制(FEC) 5。
由于TDS-OFDM的特殊帧结构，不能直接应用OFDM系统中 的一般信道估计方法，图6示出了分别具有每帧4200个符号和每帧 4725个符号的两种不同才莫式的TDS-OFDM帧结构。
第一部分符号是循环移位符号和在这样的循环移位符号之间的 PN数据。在循环移位符号之间的这些PN数据的长度在4200帧结构 的情况下为255，而在4725帧结构的情况下为511。也就是说，帧,皮 分成两个部分。开始部分，例如在4200帧结构内的420个符号，称为 保护间隔，是一个在时域内的循环PN序列。而后面部分，例如在4200 帧结构内的3780个符号，是OFDM数据部分。
假设发送信号为s ( n )，而加性噪声为n ( n )，是白高斯噪声， 则接收信号y (n)为
y(/ ) = s(") /7(") + n(/7) = J]a(r)s(/7-r)+ , (1)
其中，h (n)为多径信道的脉冲响应，a(t)为广义平稳窄带复高斯 随机过程，最长回波在L个符号延迟处。假设它们在发送一个OFDM 符号期间是不变的，这是在OFDM系统中的一般假设。在这里，" " 表示线性巻积。
信道估计问题是怎样从接收信号y ( n )作出对这些cc ( t )的接近估计。
现有技术的使用接收信号内PN的纯净部分的解决方案只能提供
6对短回波的信道估计。对于PN长度为420的情况，比255个符号长 的回波将成为不能辨别的，如图7所示。
这是由于保护间隔的循环特性而导致的。如在图7中可以看到的 那样，两个接收信号内的示为阴影部分的用于训练的PN的纯净部分 是相同的。如果估计方法基于接收信号内的PN的纯净部分，就不能 辨别长回波和短回波。
对于短回波信道，即在255个符号的长度内，不会发生图7的情 况。可将时域相关方法或像LMS (最小均方)那样的其他方法用在接 收信号内的PN的纯净部分上以进行信道估计。对于长回波信道，这 些方法不能辨别长回波。例如，对像图7中的信道l那样的长回波信 道的信道估计将看起来与对信道2的相似。如果方法是基于接收信号 内的PN的纯净部分，对长回波的估计就被"折叠"入在255个符号 内的范围。
如果基于像时域相关那样的现有方法，基于PN的纯净部分的信 道估计方法就是精确的，但是它只能估计小于255个符号延迟的短回 波。在地面广播环境中，长回波是常见的，尤其是在单频网络内。因 此，希望在接收机内的回波信道估计具有大覆盖范围
发明内容
技术问题
本发明的一个目的是提供在TDS-OFDM系统内对长回波的另一 种信道估计方法和设备，这种方法和设备可以估计长回波，尤其是应 该可以估计长达大约40|LAS的长回波。也就是说，尤其是应该可以估 计大于254个符号延迟的长回波。
技术方案
这个目的是通过一种具有按照权利要求1所述的特征的在 TDS-OFDM系统内对长回波的信道估计方法和通过一种具有按照权 利要求9所述的特征的在TDS-OFDM系统内对长回波的信道估计设 备来实现的。本发明的优选方面和实施例是各从属权利要求的主题。尤其是，本发明提供了一种在通信系统内对回波的信道估计方
法，其中对短回波进行估计；通过执行长回波范围信道估计来估计 比第一短回波长的长回波；以及组合所迷对短回波的估计和所述对长 回波的估计以得到组合信道估计。 有益效果
此外，本发明还提供了一种方法，在这种方法中，短回波估计基 于接收信号的纯净伪随机序列部分，而长回波范围信道估计基于接收 信号内的PN与数据混合的部分。尤其是，在长回波范围信道估计中 选捧接收信号内的PN与数据混合的部分，并使这部分通过一系列抑 制数据干扰的尤其是可编程低通滤波器。优选的是，这些低通滤波器 的低通滤波器输出被用作判定以产生用于训练自适应FIR滤波器的系 数的误差。经训练的系数是对长回波的估计。通过组合所述对短回波 的估计和所述对长回波的估计以得到组合信道估计的步骤，能够使用 这些长回波估计来去除短回波估计中由循环保护间隔而引入的模糊。
尤其是，选择用于长回波估计的伪随机序列与数据混合的部分在 保护间隔结束后开始，具有小于非循环伪随机序列长度的符号持续时 间。
对于具有可变的或固定的PN相位的保护间隔，可以使用将PN 与数据混合的部分传送给 一 系列低通滤波器以消除数据干扰的方法。 对于不同的相位保护间隔，对所选的伪随机序列与数据混合的部分施 加按照当前帧的伪随机序列保护间隔的相位的移位，然后将经移位的 输入传送给一些低通滤波器，以保证每个低通滤波器对带有各帧上的 数据干扰的同样的伪随机序列符号进行处理。
此外，优选的是本发明提供了 一种在通信系统内用于回波估计的 信道估计设备，尤其是执行这种方法的在通信系统内对长回波的信道 估计设备，这种信道估计设备包括适合估计短回波的短回波估计功 能块；适合通过执行长回波范围信道估计来估计比第 一短回波长的长 回波的长回波估计功能块；以及适合组合所述对短回波的估计和所述 对长回波的估计以得到组合信道估计的组合功能块。
8尤其是，短回波估计功能块适合基于接收信号的纯净伪随才几序列
部分而执行估计，而长回波估计功能块适合基于接收信号内的PN与 数据混合的部分而执行长回波范围信道估计，其中在长回波范围信道 估计中， 一个选择器单元适合选择接收信号内的PN与数据混合的部 分并使这部分通过一系列适合抑制数据干扰的尤其是可编程低通滤波 器。
尤其是，这种设备包括自适应FIR滤波器和误差产生器，适合于 以下方式低通滤波器的低通滤波器输出被输入并被用作判定以产生 用于训练自适应FIR滤波器的系数的误差，其中经训练的系数是对长 回波的估计。
可以在用时域循环伪随机序列作为帧之间的保护间隔的系统内 执行或配置这样的方法和设备。尤其是，可以在作为通信系统的 TDS-OFDM系统内执4亍或配置这种方法和^:备。
这种方法和设备使得可以基于时域和利用特殊保护间隔进行长 回波信道估计。使用所接收的PN的纯净部分的时域法只能估计短回 波，尤其是对于420的PN长度为大约30/as的短回波。这是由于保 护间隔的循环特性而导致的。相反，本发明的长回波信道估计方法和 设备使用滤波器来在估计训练前处理受到污染的PN部分。因此，它 可以提供长回波信道估计，尤其是长达例如对于420的PN长度为48 lis的长回波信道估计。
下面将结合附图更详细地说明实施例。在这些附图中
图1示出了信道估计的优选方面；
图2示出了对于短和长回波估计的训练数据；
图3示出了对于长回波估计的优选组件；
图4示出了短和长回波估计的组合情况；
图5示出了在一般OFDM系统图内的信道估计功能块；
图6示出了两种不同模式的TDS-OFDM帧结构；以及图7示出了通过两个不同信道接收的信号。
具体实施例方式
图1示出了用来接收数据和执行信道估计的优选设备或组件的优 选配置。尤其是，其中一些硬件组件可以用软件算法来代替。包括数 据y(i)的接收信号被输入这样的信道估计设备3。接收数据y(i)中的序 号i与接收数据y(i)中要用于信道估计的用于训练的序列中的数据位 置相应。
长回波信道估计的一个优选方面是保留短回波估计方法，将它与 校正方法一起再用于长回波估计，如图l所示的组合信道估计。
包括数据y(i)的接收信号和帧头fli被输入第一阶段或功能块31。 第一阶段或功能块31执行对短回波的估计，并将数据y(i)、帧头fh 和信道估计ce输出给第二阶段或功能块32。第二阶段或功能块32执 行对长回波的估计和校正，并输出接收信号或数据y(i)、帧头fh和信 道估计ce。
第 一功能块31内的短回波估计使用基于接收信号y(i)内的PN的 纯净部分的时域相关或其他LMS训练方法。第二功能块32内的校正 负责估计长回波，尤其是是估计大于255个符号延迟的长回波，以及 负责校正第一功能块31内的短回波估计的结果中的"折叠，，长回波。 这样，第一功能块31内的短回波估计的结果就被再用作对长回波的预 校正估计。
如果长回波估计没有得出估计，就不对短回波估计结果施加校 正。这是当回波在255个符号内尤其是大约33jLis时的情况。否则， 就用在第二功能块32中的长回波估计中检测到的长回波来去除这些 长回波在第一功能块31中的短回波估计结果中的"折叠"副本。这种 短和长回波估计的组合提供了对于在尤其是0-48 ms延迟内的回波的 统一估计性能。这意味着回波(尤其是短的或长的)的位置不会影响 估计性能。
短回波估计方法可以使用现有的基于如图2中的阴影部分中所示
10的PN的纯净部分的时域相关法或LMS训练方法。
对于长回波估计，优选的是用可编程低通滤波器41来消除对PN 的数据干扰，如图3所示。此后，将LMS训练方法应用于滤波器输 出，以进行长回波估计。长回波估计方法使用PN与数据的混合部分 (在图2中示为打点部分)而不是PN的纯净部分(在图2中示为阴 影部分)来估计长回波。长回波的影响可以在这个打点的窗口内被观 察到而没有如图7中所示的由短回波引起的模糊。
然后，将这些训练数据馈给低通滤波器，以便减轻数据的干扰。 低通滤波器41的数目等于非循环PN的长度，例如对于420的循环 PN长度为255个。对于一定数量的帧，数据部分可被处理为随机的， 平均值为零，而PN部分保持相同。因此，低通滤波器41的输出将含 有强的PN部分，具有较低的数据干扰。在这里，每个帧中PN的相 位可被假设为以按照中国的数字地面电视广播标准预定义的方式变 化。变化的PN相位意味着，可以通过对于若干帧观察图2中所示的 打点窗口而得到全部PN的情况。根据滤波器的输出，应用LMS方法 来估计长回波。在这里，LMS方法与时域相关方法相比是优选的，因 为在低通滤波器后仍然有数据干扰残余的情况下LMS方法提供较好 的干扰抑制。
图3更详细示出了用于长回波信道估计的第二功能块32。接收信 号内PN与数据混合的部分被输入一 个或多个低通滤波器41的加法器 42。从加法器42输出的信号或数据a转送给具有延迟值D的延迟元 件43。延迟元件43的输出被输入到加法器42的另一个输入端，以进 行相加。
此外，从加法器42输出的信号或数据a是带有经抑制的数据的 PN，被转送给LMS训练功能块44内的误差产生器45。误差产生器 45估计并输出误差e,误差e被转送给自适应FIR (有限脉冲响应) 滤波器46。此外，本地PN,皮输入自适应FIR滤波器46。自适应FIR 滤波器46将经滤波的值输出给误差产生器45，以便用于产生误差e 的下个值。此外，自适应FIR滤波器46还输出长回波估计。
ii自适应FIR滤波器46的训练系数相应地为长回波估计。 一旦长 回波估计就绪，就可以通过组合短和长回波估计并去除在短回波估计 中的长回波的"折叠"映像而获得整个长范围的信道估计。图4示出 了校正过程。以信道l为例来例示该校正。
这种组合信道估计方法的优点是它能够在大的传《番延迟范围(例 如，尤其是对于420的PN长度为0-48jas延迟)内提供对于任意回波 的统一估计性能。这意味着只要回波处在这种组合方法的检测范围之 内回波的位置就不会影响估计精度。例如，对于在48jus处的0dB回 波或在5jus处的OdB回波的估计性能将是相同的。此外，在短和长 回波估计中所用的LMS方法保证了在动态信道下的快速跟踪性能和 在低信噪比(SNR)情况下的噪声抑制。
权利要求
1.一种在通信系统内对回波的信道估计方法，其中对短回波进行估计，其特征在于通过执行长回波范围信道估计来估计比第一短回波长的长回波；以及组合所述对短回波的估计和所述对长回波的估计以得到组合信道估计。
2. 按照权利要求l所述的方法，其中所述短回波估计基于接收信号(y(i))的纯净伪随机序列部分；以及所述长回波范围信道估计基于接收信号(y(i))内的PN与数据 混合的部分。
3. 按照权利要求2所述的方法，其中在长回波范围信道估计 中，所述接收信号内的PN与数据混合的部分被选择并通过一系列尤 其是可编程低通滤波器(41)以抑制数据干扰。
4. 按照权利要求3所述的方法，其中所述低通滤波器(41) 的低通滤波器输出被用作判定以产生用于训练自适应FIR滤波器(46 ) 的系数的误差(e)。
5. 按照权利要求4所述的方法，其中经训练的系数是对长回 波的估计。
6. 按照权利要求5所述的方法，其中通过组合所述对短回波 的估计和所述对长回波的估计以得到组合信道估计的步骤，使用这些 长回波估计来去除短回波估计中由循环保护间隔而引入的模糊。
7. 按照以上任一权利要求所述的方法，其中选择用于长回波 估计的伪随机序列与数据混合的部分在保护间隔结束后开始，具有小 于非循环伪随机序列长度的符号持续时间。
8. 按照以上任一权利要求所述的方法，其中对于不同的相位保护间隔，对所选的伪随机序列与数据混合的部分施加按照当前帧的伪随机序列保护间隔的相位的移位；以及然后将经移位的输入传送给低通滤波器，以保证每个低通滤波器 对带有各帧上的数据干扰的同样的伪随机序列符号进行处理。
9. 一种在通信系统内用于回波估计的信道估计设备，尤其是执 行按照以上任一权利要求所述的方法的在通信系统内对长回波的信道 估计设备，包括适合估计短回波的短回波估计功能块(31), 其特征在于适合通过执行长回波范围信道估计来估计比第 一短回波长的长 回波的长回波估计功能块(32);以及适合组合所述对短回波的估计和所述对长回波的估计以得到组 合信道估计的组合功能块。
10. 按照权利要求9所述的设备，其中所述短回波估计功能块(31)适合基于接收信号(y(i))的纯净 伪随机序列部分而执行估计；以及所述长回波估计功能块(32)适合基于接收信号(y(i))内的PN 与数据混合的部分而执行长回波范围信道估计；以及其中，在长回波范围信道估计中， 一个选择器单元适合选择所述 接收信号内的PN与数据混合的部分并使该部分通过一系列适合抑制 数据干扰的尤其是可编程低通滤波器(41)。
11. 按照权利要求10所述的设备，包括自适应FIR滤波器(46 ) 和误差产生器(45)，适合于以下方式低通滤波器(41)的低通滤 波器输出被输入并被用作判定以产生用于训练自适应FIR滤波器(46 ) 的系数的误差(e)，以及其中，经训练的系数是对长回波的估计。
12. 按照以上任一权利要求所述的方法或设备，所述方法或设备置。
13.按照以上任一权利要求所述的方法或设备，所述方法或设备 在作为所述通信系统的时域同步TDS-OFDM系统内执行或配置。
全文摘要
本发明涉及在尤其是TDS-OFDM通信系统内对回波的信道估计方法和设备，其中对短回波进行估计。此外，还通过执行长回波范围信道估计来估计比第一短回波长的长回波，然后组合所述对短回波的估计和所述对长回波的估计以得到组合信道估计。尤其是，短回波估计基于接收信号(y(i))的纯净伪随机序列部分，而长回波范围信道估计基于接收信号(y(i))内的PN与数据混合的部分。
文档编号H04L5/02GK101690050SQ200780053120
公开日2010年3月31日 申请日期2007年3月26日 优先权日2007年3月26日
发明者宋博伟, 李晓翔, 王媛丽 申请人:特莱登特微系统(远东)有限公司