专利名称：用于通信信道的自适应均衡器的制作方法
技术领域：
本发明 一般涉及通信设备和所述设备中所使用的用于均衡或补 偿通过通信信道传输的信号的自适应均衡器，并且更具体地涉及用于 改进所述均衡器的技术和设备。
背景技术：
均衡器和自适应均衡器通常用于补偿信号在通过通信信道传输 期间发生的干扰或变形，包括在发射机或接收机处和通过传输介质产 生的信号中的异常。 一种常见类型的干扰通常被称为符号间干扰
(ISI)，表示由相邻符号(通常为之前发射的符号)引起的对给定符 号的影响。ISI可源自各种因素，包括有意的原因(例如用于光谱效
率的发射机滤波器或用于相邻信道干扰减小的接收滤波器)或不希望 的和很大程度上不可控制的原因(例如信道的多径衰落或发射机&接 收机不完整性)。
多路衰落在形状和符号持续时间或长度上使发射符号变形(通常 称为频散)。通信信道可存在于不同的衰落环境中，并且得到显著不 同的变形。广泛地用于各种蜂窝电话通信系统的本通信系统的 一个例
子通常被称为EDGE (增强型数据速率GSM演进，其中GSM是全 球移动通信系统的首字母缩写)。在EDGE信号传输中，发射的符号 脉沖持续4个符号周期。已观察到通过基于山区(HT)信道或农村 区域(RA)信道的通信可将接收到的符号脉冲扩展或加长5.4个符号 周期。此外，发射机和接收机之间的移动(通常由相对于基站(BS) 行进的移动站(MS)导致)将导致接收到的符号脉冲随时间的变化， 并且变化率为移动的速率(行进的速度)的函数。
许多通信系统，诸如EDGE系统，使用作为突发(burst)(多个符号的集合)的 一部分发射的并且在EDGE中位于突发的中间的训 练序列。该训练序列允许移动或基站处的接收机估计信道的特性(信 道估计)。对于信道估计，已使用或提出了减小ISI的各种形式的均 衡器。不幸地，当处理信道复杂性(衰落的量或衰落速率)和信号电 平的不同组合时，这样的均衡器趋向于消耗大量处理资源，例如处理 器周期、存储器空间等，并且通常具有性能限制。
其中在各个图中相似的附图标记指代相同或功能相似的元件并 且与下面的详细解释说明 一起并入并形成说明书一部分的附图用来 进一步示例各个实施例，并且用来解释所有根据本发明的各个原理和 优点。
图1以简化和代表的形式描绘了包括根据一个或更多实施例的 自适应均衡器的接收机的高级图2描绘了示例性EDGE突发传输中的比特分配的图3以代表形式示出了图1的接收机和均衡器的更详细的图，该 图示例了根据各个实施例的均衡器的新结构；
图4描绘了现有技术RSSE (减少状态序列估计器)的代表性高
级图5描绘了可用于图3的根据一个或更多实施例的均衡器的某些 功能元件；
图6描绘了用于根据一个或更多 一般实施例的图3的均衡器的信 号处理的一部分;
图7示例了釆用与图6的信号处理相似的信号处理的，并且适合 用于根据一个或更多实施例的分集接收机的均衡器的一部分；
图8示例了采用与图5的信号处理相似的信号处理的，并且适合 用于根据一个或更多实施例的分集接收机的均衡器的一部分；
图9示出了可用于根据一个或更多个实施例选择如图3、图5-图8的一个或更多个所示的均衡器结构的各个参数的处理的流程7图10示出了用于根据一个或更多个实施例调整用于采用与图3、 图5至图8的均衡器结构相关的各个系数的追踪速度的途径；图ll整体示出了图3接收机和均衡器的一部分，并且用于示例 根据一个或更多个实施例的频率误差估计；以及图12示出了根据一个或更多个实施例示出了均衡的代表性方法 的流程图。
具体实施方式
总体来讲，本申请涉及通信设备和其中所使用的均衡器，例如， 对于一些通信信道具有改进的性能的自适应均衡器，并且这样的均衡器所需的资源有一些减少。更具体地讲，将讨论并公开该方法和设备 中包括的用于执行自适应均衡的各种发明概念和原理。提供本申请是为了在应用的同时，以使能的方式(enabling fashion)进一步解释进行和使用根据本发明的实施例的最佳实施方 式。本申请还被进一步用于增强对其发明原理及其优点的理解和评 价，而不是以任何方式限制本发明。本发明仅由所附权利要求限定，求的等同物。还应理解诸如第一和第二、顶部和底部等的相关术语的使用，如 果有的话，仅用于区分一个和另一个实体或行为，而不一定必须要求许多发明功能和许多发明原理最好利用集成电路或在集成电路 中实现，所述集成电路包括可能的应用专用IC或具有由所包舍的软 件或固件或其各种组合控制的集成处理的IC。尽管可能很费力并且许 多设计选择是由例如可用时间、当前技术和经济考虑激发的，但期望 本领域技术人员当由本文公开的概念和原理引导时，容易能够以最少 的实验生成这样的软件指令和程序、以及IC。因此，为了使模糊根据 本发明的原理和概念的风险短且小，关于这样的软件和IC的进一步 讨论(如果有的话)将被限制为关于各个实施例的原理和概念的要点。参照图1，将简要地讨论和描述根据一个或更多实施例的包括自 适应均衡器的接收机的简化的和代表性的高层图。图l示出了接收机前端101，所述接收机前端101接收例如来自天线的发射信号，然后对该信号进行放大、滤波并将其变换或翻译为低频信号，还通常将合 成的模拟信号变换为数字信号。来自接收机前端的信号被耦合至信道估计器103或估计功能以及信道均衡器或均衡器105。来自均衡器的 输出作为软信息(软比特或符号，即带有保密信息(confidence information)的符号)被提供至解码器107，解码器107处理误差校 正，并提供耦合至其它功能(例如媒体接入控制(MAC)等)的接收到 的比特或数据。可如下表示接收到的信号其中hn (hi)是基于L符号周期的复合信道脉沖响应(CPR)， L是符号中的复合CPR的长度，In是发射的信息或符号序列，并且r]n 表示加性高斯白噪声(AWGN)、同信道干扰和相邻信道干扰的组合。 复合CPRhn包括信道对发射的符号脉沖的效应，包括ISI、多径衰落、 和接收机滤波。另外参照图2，将简要地讨论和描述示范性EDGE突发传输中的 比特分配的图，并使用该图进一步描述图l的信道特性和均衡器等。 图2示出了 EDGE系统中的一个突发。应理解，其它系统和空中接口 标准可具有其它分配图。EDGE突发占据或具有或跨越156.25符号周 期200或156.25比特周期或每符号1比特的比特时间。在EDGE中， 每个符号周期等于577微秒。如图所示，EDGE突发包括并跨越了 3 个尾部比特201、包括或跨越58比特的第一数据域203、 26比特的训 练序列205、包括或跨越58比特的第二数据域207、附加的3个尾部 比特209、然后是等于8.25比特时间的间隙211。训练序列是如相关 标准，例如EDGE标准中指定的符号或比特的预定序列。如EDGE 系统的各个空中接口标准中已知和指定的，8突发脉冲包括经由一个 射频载波发射的一个时分多址(TDMA)帧。不同TDMA帧可以基于不同的射频载波跳频。二十六(26)个TDMA帧包括一个复帧 (multiframe )。五十一个复帧包含在一个超帧中，而2048个超帧包 含在一个超高帧中。信道估计器103或估计处理使用一个或更多通常已知的技术，例 如最小均方误差(MMSE)或加权MMSE，经由等式(1)中的关系 从对应于训练序列的接收到的信号xn和每个发射和接收突发的已知 训练序列In205估计复合CPRhn。对于来自信道估计器的信道估计， 均衡器105通常运算或用来去除或减小接收到的符号或比特中的变形 或干扰。通过将训练序列放置在突发的中间，所述训练序列使得离训 练序列最近的信息符号辅助减小在突发范围内或在突发期间信道变 化的影响。利用训练序列的该设置，均衡器可在两个方向上运算或调 整或补偿，即从训练序列到较早接收到的数据或第一数据域203、和 较晚接收到的数据或第二数据域207,由此更好地考虑在接收信号突 发(或接收到的信号的突发)的时间持续期间或跨度期间的信道变化。参照图3，将讨论和描述图1的接收机和均衡器的代表性的和更 详细的图，图3示出了根据各个实施例的均衡器的新结构。图3示出 了接收机前端101，所述接收机前端101还包括耦合至例如天线并且 驱动混频器305的放大器303。在图3的简化的图中，没有具体示出 各个选择等，但本领域技术人员应认识到通常和放大器一起使用。混 频器305是具有同相和正交(I, Q)输出(未具体示出)的复合混频 器。通常为锁相环频率合成器(也未具体示出)的一部分的本地振荡 器在307处供应具有频率fu)的本地振荡信号。由加法器功能311调整本地振荡器信号的频率以去除在309处供应的频率误差ferr，以提供合成频率f。由相量运算313提供具有频率f的相量，并且该相量 被用于驱动混频器305以翻译或降频变换接收信号。由滤波器315对 混频器的输出滤波以去除较高频率分量，并且来自滤波器的输出^皮模 数变换器(ADC) 317变换为数字信号。在一个或更多示范性实施例 中，ADC317的输出是复合采样，其中I、 Q信号的每一个包括(例 如，在一个实施例中为EDGE信号)以1-2倍符号速率(即270.8310千符号每秒)的采样速率的16比特I和Q采样。信号或复合采样由 解旋器或解旋函数319根据相关标准解旋，例如对于EDGE系统，解 旋为对于8PSK (相移键控)调制为3tt/8,对于GMSK (高斯最下频移键控)调制为71/2。解旋器319的输出被提供给或耦合至信道估计器103和均衡器 105，具体地讲，预滤波器321或非自适应和(在给定突发期间)固 定预滤波器。信道估计器103如上所述提供复合CPR h。的估计值。 广泛地用于均衡器以去除ISI的一种技术或方法为最大似然序列估计 (MLSE)处理。为了减小MLSE的复杂性，已使用的一种替换技术 或方法被称为判决反馈均衡器(DFE)。在DFE中，由信道估计器 103提供的复合CPR h。先被预滤波器321或前馈滤波器fn，实质地变 换为近最小相位的CPR{bn，n=0，l，2，...，Nb}，其中Nb是CPR的长度。 在一个或更多实施例中，b。被设定为常数，例如b。-l，其中应认为 这些讨论中提及的b。 = l仅为常数的一个例子。该CPR在本文中被 称为近最小相位CPR、最小相位CPR、 CPR bn或相似的称谓。在 EDGE系统或环境下，Nb-6是所需选择并且代表复杂度和性能之间 的平衡。预滤波器或前馈滤波器fn，通常具有20个抽头(tap )或系数。从估计的复合CPR hn计算预滤波器fn，的系数和最小相位CPR K的处理被称为DFE系数计算，并且由DFE系数计算器323提供。DFE 系数计算器使用一个或更多通常已知的技术(给定复合CPR hn)来 确定合适的系数。 一种熟知的技术被称为最小均方误差(MMSE)法， 在N.A1-Dhahir和J.M.Cioffi的"Fast Computation of Channel Estimate Based Equalizer In Packet Data Transmission" ， IEEE Trans.On Signal Processing, Vol.43， No.ll， 1995年11月，第2462页 至2473页中描述了该方法。一般来讲，对于每个发射的(即，接收的)突发，或当训练序列 可用时有时地，并且可能基于信道随时间的变化率，信道估计器提供 复合CPR的估计值，并且DFE系数计算器提供近最小相位CPR或 CPR bn和预滤波器系数f"在处理能力和时间方面的资源主要限制信道估计器和D F E系数计算器可更新C P R b n和预滤波器系数fn ，的速 率，从而每次发射(从而接收)突发时这些参数仅被更新或重新计算 一次，即对于每个新接收的训练序列一次。预滤波器系数从系数计算 器323被传递至固定预滤波器或预滤波器321。预滤波器至少在给定 的接收到的信号的突发期间或具体地在给定突发的较早一半和较晚 一半期间是固定或非自适应滤波器。预滤波器321被配置为耦合至接 收到的信号或其突发，并且基于接收到的信号进行运算，并在其输出端 提供预滤波器或预滤波的信号 r"-，:x"一丄' (2)
其中M是符号周期中的预滤波器的长度，例如，20-25; n是 符号索引；k是滤波器系数索引。因此， 一个或更多实施例中的固定 预滤波器被耦合至接收信号，并且被配置为提供预滤波器信号。可根 据由判决反馈均衡器(DFE)系数计算器提供的滤波器系数配置固定 预滤波器。可为接收信号的突发的较早一半和较晚一半中的每一个提 供这些滤波器系数，即对于突发早于训练序列的部分(203， 201) — 次，并且对于突发晚于训练序列的部分(207， 209) —次。应认为该 讨论中所提及的对于或基于给定突发的DFE系数计算包括基于给定 训练序列对DFE系数的计算，并且可能包括为给定突发的每个部分 计算系数一次。
预滤波的结果或信号rn也可被示出为通过下式与发射的信息序 列L和近最小相位CPRbn相关
~ = A+w (3)
其中bo-l,并且Wn是加性高斯白噪声。由于预滤波器fn，将干 扰和噪声iin(见等式1)变换为AWGNWn或近似AWGNWn的事实，
预滤波器fn，有时也称为白化滤波器。从等式(3)可看出，在预滤波
器之后剩余的ISI仅为(bn，n-l，2，…，Nb!。预滤波的信号或结果与CPR
bn和噪声加千扰电平(来自信道估计器的SINR估计值) 一起被传递
或耦合至参数设定功能325。参数设定功能325确定或计算各个参数，例如，Ku K2， Lb, p，并且将这些参数提供至系数适配器326或系 数适配计算器，所述系数适配器或系数适配计算器如下所述在适配处 理中使用这些参数。
预滤波的信号rn也被传递至自适应滤波器327，例如自适应有限 沖激响应(FIR)滤波器(fk， k-Id， ...0，...K2)，其中系数fk是由 系数适配器326提供的。自适应滤波器327被设置和构造并操作为补 偿由在发射和接收突发期间发生的信道衰落引起的预滤波的信号的 相位或幅度的变化。下面将参照图5讨论和描述具有单个系数f。 (Id =K2 = 0)的简单版本的自适应滤波器327。适配的fo系数也被提供 给本地振荡器误差估计器329，所述本地振荡器误差估计器329如下
所述在一个或更多实施例中在309处提供fw值。如果合适并且需要，
则可用其它自适应滤波器系数补偿在突发期间发生的其它高阶信道 变化。请注意，现有技术的均衡器不使用任何自适应滤波器或滤波功 能，诸如基于预滤波信号进行运算的自适应滤波器327。用预滤波的 信号iv作为输入的自适应滤波器327的输出是补偿的信号rcn (补偿 信道衰落等)，并且可由下式表示
=i;yr、—t. (4)
因此，自适应滤波器被耦合至和配置为在接收到的信号突发期间 或跨越接收到的信号的突发补偿预滤波信号的相位或幅度的变化，以 便提供补偿的信号。在一些实施例中，自适应滤波器还包括多抽头有
限沖激响应(FIR)滤波器并且可以是单抽头自适应滤波器(图5, 8)。 系数适配器被配置为在接收到的信号突发期间确定和动态地改变或 适配单抽头或多抽头版本的FIR滤波器的系数。
自适应滤波器的补偿信号或输出rcn被提供至或耦合至例如反馈 滤波器的干扰去除器331，所述干扰去除器311被配置为和操作或作 用为补偿、去除或减小接收到的信号中的干扰，例如ISI。系数适配 器326将近最小相位CPR系数{1^，11=-1，2，...]\()}(取回bo被设定为1) 以及在一些实施例中可能各种其它参数也提供给干扰去除器331。在 一些实施例中，可用在给定突发期间保持固定(即，非适配的)的剩余CPR系数如图3所建议地适配近最小相位CPR系数的部分Lb，即 bn ...bLb，而在其它实施例中，在给定突发期间不适配任何CPR系 数(见，例如图5)。仅适配CPR系数的一部分或不适配CPR系数 与现有技术均衡器不同，在现有技术均衡器中在给定突发期间适配 CPR的所有系数{1)11，11=0，1，2...，]\1}}。如下所述由参数设定功能325确 定值或参数Lb，然后如图所示将U提供给系数适配器326。如下所 述，千扰去除器331将误差项en返回给系数适配器326以在其中使用。
来自干扰去除器331的输出作为软符号或比特耦合至解码器 107，所述解码器107如已知的进行运算，以将接收到的数据或比特 提供给其它功能，例如MAC层109等。均衡器105或自适应均衡器 可被看作信号处理器333或处理功能或运算、和控制器335或均衡器 控制器或控制功能和运算。均衡器105的信号处理器333部分包括预 滤波器321、自适应滤波器327和干扰去除器331。这些信号处理器 333或处理功能基于接收到的信号进行运算以去除干扰，例如ISI等。 控制器335包括DFE系数计算器323、参数设定功能325、系数适配 器326,所述元件对于给定突发对给定信道估计值进行运算，以建立 初始条件，例如预滤波器系数和最小相位CPR以及各个其它参数， 并且在一些实施例中可辅助各个系数或参数的适配。
应认为图3的许多功能元件，例如附图标记为319或更高和105 的那些元件、或下面讨论的相似功能元件可以按照各种方式被实现， 包括基于处理器的功能(例如具有合适的存储器资源和软件指令的数 字信号处理器)、或基于硬件的功能、或各个功能的一种或更多組合。 应注意上面所使用的并且贯穿这些讨论的n是时间索引或符号索引， 其中n = 0出现在图2的训练序列的中央，并对于较早的符号(向图2 中的n-0的左侧的移动)假设为负值，对于较晚的符号(向图2中 的n-O的右侧的移动)假"^殳为正值。ADC 319的输出端的数字信号 可以包括多个对应于每个符号的采样。
参照图4，将利用使用RSSE (缩减状态序列估计器)的均衡器 的代表性高级图来描述各个均衡器及其各自的限制。图4的均衡器示出了非自适应预滤波器，例如，类似输出与自适应RSSE的输入相耦 合的预滤波器321，从而提供恢复的软符号的预滤波器。非自适应预 滤波器的系数以及CPR(bn，n-0，l，2，…，Nb)被理解为是由DFE系数计 算器(例如，DFE系数计算器323)提供的。用于均衡器的RSSE方 法是从最大似然序列估计(MLSE)技术及其问题开始发展的。
对于MLSE，通过巻积所有可能的发射的信息序列和估计的复合 CPRhn，将结果与接收到的信号相比较，并选择具有最小匹配误差的 值作为估计信息序列/ 来估计信息序列In。已知的维特比算法(VA) 对于序列搜索是有效的途径，其中用搜索网格(trellis)表示所有可 能的信息序列。网格中的具有最小误差度量的径给出了发射的信息序 列的估计值。VA的复杂度随复合CPRhn的长度而成指数地增加。
为了减小MLSE的复杂度，发展了判决反馈均衡器(DFE)。 在DFE中，由信道估计器提供的复合CPR hn 103被预滤波器321或 前馈滤波器V变换为近最小相位的CPR{bn，n=0，l，2，...，Nb}，其中b0
=1。从估计的复合CPRK计算预滤波器fn，和最小相位CPRbn的处
理被称为DFE系数计算。
使用DFE的信息序列的估计可以被表示为下式
Y = s xj-i!/^ (5)
其中yn是软信息序列，通常被称为软符号，而/ 是基于软符号
yj古计或确定的硬符号。在二进制或两个状态的情况下，硬符号仅为 软符号的标记，/ = sig[yn。在更多常见的情况下，硬符号估计值被 选择为最接近相应的软符号的符号。DFE的问题包括误差传播，即/: 的误差将继续影响另一个Nb符号的软信息序列yn，所述问题在衰落 信道中可显著地使无线链路性能劣化。
在理论上减小误差传播可通过使用DFE+MLSE,并且如上所述 (见等式3 )观察剩余的ISI被限制为CPR(bn,n-0，l，2，…，NtJ来实现。 然而，即使将Nb选择为6，维特比搜索网格将具有86或262144个状 态要计算、记忆等，这对于具有有限计算资源的设备(例如，手持通 信设备)而言是明显不实际的。为了减小DFE+MLSE的复杂度，考虑了被称为缩减状态序列估 计器(RSSE)的次最佳方案。RSSE使用CPR(bn，i^0,l，2，…，Nb)的最 小相位特性或最小能量延迟特性，并且包括两个部分的状态缩减。第 一部分的状态缩减包括利用MLSE对由CPR(bn，n-0，l，2，…，Nb)的前几 个抽头导致的ISI贡献进行补偿，而利用DFE补偿与其余抽头相关的 ISI贡献。由于CPR的最小相位特性，CPR(bn，n-0，l，2，…，NtJ的前几 个抽头比其余抽头具有更多能量集中。同时，前几个抽头与维特比网 格搜索中的最新的判决的ISI贡献相关，所述最新的判决比较早的判 决较不成熟。并且其余抽头与更成熟的(误差的可能性较小)较早的 判决的ISI贡献相关，从而利用DFE更准确地补偿这部分ISI。因此， 在获得显著的复杂度减小的同时，对于该状态缩减几乎没有观察到性 能让步。对于8PSK调制和Nb-6的CPRbn的情况，如果4吏用MLSE 补偿ISI的前4个抽头，而使用DFE去除ISI的剩余的2个抽头，则 网格状态的数量将为84 = 4096， 64倍的缩减，尽管对于手持设备仍然 有限制。
RSSE中的第二部分的状态缩减涉及被称为大尺寸字母 (alphabet)调制的集合分割的技术，诸如8PSK。集合分割使用温格 柏集合分割原理将信息符号字母分割为组。例如，在EDGE信号传输 中的8PSK符号的字母包括8个可能性{/*，fc = o，i,...，7};如果字母被
分割为两组，则一个组是{/*,* = 0，2,4，6}，而另一个组是{/^"1,3，5,7}，
以确保每组内的元素之间的最小欧氏距离被最大化。在与该集合分割 相关的缩减状态网关搜索中，接收到的符号先被本地确定为属于与每
个幸存的径相关联的每个组内的哪个符号；随后的网格搜索实际上是 确定接收到的符号属于哪个组。在第一步骤中，每个组内的元素之间 的最小欧氏距离大于原始字母中的最小欧氏距离，从而减小了在第一 判决中出现误差的可能性。这就是为什么在复杂度减小显著的同时， 基于两个独立步骤作出的判决相对于一步联合判决将不引起显著的 性能劣化。在8PSK调制和Nb-6的(bd的情况下，如果利用MLSE 补偿前4个抽头，并且与前4个抽头相关联的4个符号的每一个都被分割为2组，并且利用DFE补偿后两个抽头的ISI，则搜索网格的状 态的数量将是24-16,这可以在手持设备中容易地被处理。RSSE的 该配置通常被称为J=2，2，2，2，1，1。
上述RSSE均衡器是非自适应的，即假设信道在发射的突发内保 持不变，或者至少均衡器对于这样的改变不进行任何改变。实际上， 示出了该均衡器仅对于静态和緩慢衰落工作正常。然而，即使在静态 和緩慢衰落的情况下，其性能对于RF前端LO误差也可以非常敏感， 特别是对于高字母调制，诸如8PSK。此外，即使在诸如TU50的緩 和衰落的情况下，非自适应RSSE均衡器的性能也劣化至相当的水平， 并且在诸如HT 100和RA 250环境的快速衰落的情况下显著劣化。在 均衡器远离训练序列运算的同时，衰落和LO偏置都使得复合CPR h 从估计的复合CPR偏离。理想地，应自适应地更新从估计CPRhn推 导的预滤波器fn，和最小相位CPRbn，例如，对于EGDE中的8PSK， 预滤波器fn，通常具有20个抽头，而反馈滤波器K具有7个抽头。在 上述16-状态RSSE的情况下，在网格搜索的每个阶段都存在16个 幸存的径。对于每幸存者处理原则，需要更新16对V和bn以跟踪信 道变化，每一对对应于一个幸存者。在EGDE中的8PSK调制的情况 下，自适应地更新16个幸存者上的f 和bn的16个副本可能过于昂 贵。实际上，除了复杂度或资源问题以外，还观察到在GSM/EDGE 操作环境下，在每个幸存径上的这样多的系数的适配可引起稳定性问 题，其包括大范围的信噪比、干扰电平和大范围的衰落条件。
对于自适应RSSE，为了减小复杂性并且包含不稳定问题，典型 的均衡器使用在给定发射突发期间不随时间变化的(即非自适应的) 预滤波器fn，，并且适配仅对每个幸存径上的bn使用或运算。每个幸 存径上的bn的更新独立于其它径，从而可被称为基于每幸存者的自适 应RSSE。因此，下述讨论将省略幸存径索引。对于RSSE的K的更 新基于实际接收到的信号(例如，在预滤波器的输出端)和可被表示 为下式的模型(等式3)之间的误差
<formula>formula see original document page 17</formula>可如下更新CPR或反^t贵系数bn:
、0"一 /;; _
厂i
-艮:
，n=l，2，.
(7)
其中，由DFE系数计算器提供
、
的初始值；并且p是控制跟
踪速度的参数。
系数适配(6)和(7)可用于图4的均衡器，其强调对于反馈抽
头(bQ，b^…，bN"的每一个进行适配的事实。(7)中的系数更新通常被
称为最小均方误差(LMS)法，其中不同系数(bo，bi，…，bNb》的适配实 际上彼此独立。LMS方法的优点是其低复杂度。然而，所付出的代价 是其緩慢的收敛性或緩慢的跟踪能力。对于具有大量特征值的自相关 矩阵的复杂信道，该緩慢跟踪将引起显著的性能让步，特别是对于复 杂衰落和快速衰落。实际上，发现该方案可在緩和和简单的衰落中提 供一些增益。然而，相对于非自适应RSSE，在静态和緩慢衰落的情 况下，该性能增益是以性能损失为代价而获得的。此外，发现该方案 在快速和复杂衰落的情况下不能正常工作。因此，该方案在实际中具 有有限的成功，尤其是在高字母调制中，例如，在EDGE操作环境下 的8PSK调制。因此，图4的均衡器没有提供在大范围的操作环境下 工作而不在静态和緩慢衰落中引起劣化的有效率的和有效的方案。
参照图5，将讨论和描述在根据一个或更多实施例的图3的均衡 器中可使用的某些功能元件。图5示出了将输出rn提供给自适应滤波 器501的非自适应预滤波器321。自适应滤波器501是图3的自适应 滤波器327的简化的实施例，并且如图所示，在发射的和接收的信号 突发期间银适配或动态改变一个系数fo,而反馈抽头(bc，bh…，bNb)是 固定。来自自适应滤波器501的输出被耦合至干扰去除器503。在一 个或更多实施例中，其可以是基于RSSE的千扰去除器，即反馈滤波 器，其中如图所示，bo被"^殳定为"l"，而其余的CPR系数是固定的，即在接收的信号突发期间不适配或不改变。在适当的条件下的其它实
施例中，可使用MLSE、 DFE、 RSSE或基于每幸存者的RSSE、或 这些方法的组合来实现干扰去除器503。
通过认识到例如在EDGE突发内的信道变化的第一阶近似可被 表示为相位变化和幅度变化而使图5的特定实施例成为可能，其中相 位变化可以是由衰落和接收机前端LO误差导致的，而幅度度变化可 以是由衰落导致的。对于接收到的信号x(n)的信道变化的第一阶近 似可以被表示为下式
7(") = #( ) (8)
其中c(n)-a(n)^(")，a(n)表示幅度衰落，并且cp(n)表示由衰落和 LO误差引起的相位变化。对于信道变化的第一阶近似的观察表明可 以仅用一个复杂系数补偿信道变化。基于简化的信道变化模型，提出 了对于这样的跟踪所使用的自适应跟踪或误差项
e"=/0"、-(9)
NO
其中在突发期间不跟踪或适配(b。，lh，b2，…，bNb },并且假设1)0 = 1，其可以在DFE系数计算期间被确保。该误差项或等式与等式6类 似，其中等式9中的第一项指示实际接收的并且在预滤波器321和自 适应滤波器501之后的对千扰去除器的输入，并且第二项是来自模型 (等式3)的预期值。图5示出了该方法，其强调了在本实施例中不 适配反馈抽头{ bo，lh，b2,…，bNb }中的任何一个，并且在自适应滤波器 501中仅由例如系数适配器326适配一个系数fo的事实，并且该系数 基于预滤波器输出进行运算。这与用于实现均衡器的已知方法完全不 同。应认为对于单抽头自适应滤波器501也可以使用不同的干扰去除 器，例如干扰去除器331。
综上，图5的自适应滤波器包括具有单抽头和相应的系数fo的有 限冲激响应(FIR)滤波器，并且FIR滤波器械」没置和配置为通过适 配或动态地改变系数fe,逐符号地在接收到的信号突发期间补偿预滤 波的信号的相位和幅度变化。在接收到的信号突发期间适配单抽头FIR滤波器的系数fo，其中，如下所述，系数的适配根据对应于适配 的跟踪速度的参数(p)。干扰去除器503与来自自适应滤波器的补 偿信号相耦合，并且被配置为减小接收信号的突发中的干扰，以提供 相应的软符号。干扰去除器503包括根据由例如DFE系数计算器323
经由系数适配器326提供的近最小相位系数{ b。，b!，b2，…，bNb }配置的
反馈滤波器。在图5中的干扰去除器503的实施例中，对于接收信号 的每个突发仅提供一次最小相位系数，并且这些系数被用于初始化和 操作干扰去除器。
参照图6，将进一步讨论和描述根据一个或更多个常见实施例的 图3的均衡器的一部分信号处理。图6示出了如参照图3所讨论的相 互耦合的，并且被操作为在干扰去除器的输出端提供软信息或恢复软 符号的预滤波器321、自适应滤波器327和干扰去除器331。图3和 图6所示的信号处理功能可以被用于跟踪更复杂的信道改变或细节， 即使均衡器适应这样的改变或细节。
以下面的形式给出了与等式9类似并且可用于适配的误差项的
等式
其中i;/TV^表示来自自适应滤波器327，即多抽头FIR滤波器
的补偿信号，其系数可在接收信号突发期间被适配或动态地改变，基
于预滤波输出iv进行运算；其中对于DFE系数或反馈抽头 { b。,lh，b2，…，bNb }， b。-l或固定某一常数，其可以在DFE系数计算 中被确保(计算系数并将所有得到的系数除以b0)，并且在其余反馈 抽头中，仅更新第一部分，例如前Lb个抽头，而不更新另一部分， 例如剩下的反馈抽头Nb - U。
对于仅需要跟踪、适配或动态地改变一部分CPRbn或反馈抽头 以补偿特定突发期间的信道变化存在各种原因。 一个原因是由于自适 应滤波器327,例如自适应FIR滤波器，该滤波器基于预滤波器输出 rn进行运算，以补偿由信道衰落而引起的相位变化和幅度变化，从而更新反馈抽头的剩余目的仅为了补偿高阶信道变化。在没有处理预滤
波器输出rn的自适应滤波器327的情况下，需要更新所有包括W的 反馈抽头以便补偿由信道衰落在发射的突发期间引起的相位和幅度 变化。另一个原因是关于高阶信道变化前几个抽头比其余抽头携带更 多信息的反馈抽头的最小相位或最小能量延迟特性。因此，对前几个 CPR bn或反馈抽头的适配比对其余抽头的适配更有效。
对于基于预滤波器输出进行运算的自适应滤波器327,如上所 述，抽头/(T1是为了跟踪在每个接收到的信号突发期间的预滤波器输 出或信号rn的相位变化和幅度变化。自适应滤波器327的其它抽头或 系数旨在跟踪高阶信道变化。为了关于要被适配的自适应滤波器系数 和干扰去除器系数(如果有的话)形成系数更新方案，等式10中的 误差计算被重新设置如下
， /"—A)-(/s2厶('
其中en如图3所示被反馈回系数适配器326。
应注意，为方便起见改变6;， K，2，…，U的符号；然而这不是一
个问题，因为其在适配方案中被更新并且可在它们的初始化时^L偏置 或取反。误差计算的矩阵形式可被表示为下式
e"=(、+岔/ —A)-C'(")y(")
(12)
其中
"1
and =
(13)
要被适配的系数的数量为N = K1 + K2 + Lb+1。图5所示的最简 单的适配或误差项(等式9)是当K,O， K2 = 0， Lb-0时的等式(12) 和(13)的特定情况。适配的该通用形式可用于图3和图6和其它实施例中的各个系数的适配或动态更新，其中的一些将在下文中被进一 步讨论。
为了一步实现对于每个幸存径上的这些系数的最佳跟踪，可使用
递推最小二乘(RLS)法。 一般来讲系数适配器326使用例如下面的 等式或其它适配方法，例如平方根算法(Hsu， F.M.(1982))来进行 提供合适的系数所需要的处理和计算，其中"Square-Root Kalman Filtering for High-Speed Data Received over Fading Dispersive HF Channels", IEEE trans.Information Theory,
Vol.IT-28，pp.753-763，Sept.中描述了所述平方根算法。 一种RLS适配
或方法被称为卡尔曼适配，其中如下更新系数
<formula>formula see original document page 22</formula>(14)
其中参数(5控制跟踪速度，C和P如等式(15)所示被初始化， Y，是Y的转置，而Y+是Y的共轭。对于RLS适配存在多种方案，并 且对于不同数量的要跟踪的系数有不同的数值稳定性和不同效率。
<formula>formula see original document page 22</formula>(15)
从等式12= 14观察到系数适配器326将被配置为响应于来自参 数设定功能的参数、最小相位系数和由干扰去除器提供的误差信号 en，动态地改变在接收信号的突发跨度期间的自适应滤波器的一个或 更多个系数。
图6和图3等示出了包括使用第一系数b。被设定为1的判决反馈均衡器(DFE)系数的反馈滤波器的干扰去除器331。干扰去除器 可被操作为减小接收到的信号中的，或具体地讲接收到的信号的每个 突发中的干扰，例如ISI,并且在各个实施例中可使用最大似然序列 估计和判决反馈均衡器或缩减状态序列估计(RSSE)、自适应RSSE 和DFE或基于每幸存者的自适应RSSE等。对于图6和3等所示的 自适应干扰去除器， 一个或更多实施例可使用根据由DFE系数计算 器提供的最小相位系数配置或初始化的反馈滤波器，其中第一系数被 设定为常数，例如1，并且其中在接收信号的每个突发或接收到的信 号突发的跨度期间动态地改变或适配最小相位系数的第一部分Lb，并 且其中在接收信号的突发或接收到的信号突发的跨度期间将最小相 位系数的第二部分或剩余的最小相位系数固定为初始化的值。
参照图7，将讨论和描述使用与图6相似的信号处理的并且适合 用于根据一个或更多个实施例的分集接收机的均衡器的一部分。对于 典型的分集接收机，从相应的两个或更多接收机前端(例如，诸如接 收机前端101)接收两个或更多RF前端信号。通常，对于每个前端， 还提供与信道估计器103类似的信道估计器，并且该信道估计器103 操作用于提供对应于各个RF前端信号的信道估计值。这些估计的信 道将被提供给DFE系数计算器以产生非自适应或固定的预滤波系数， 一个预滤波系数对应于每个RF前端信号，并且一组系数对应于干扰 去除器，即反馈滤波器{1)()，1)1，...，1^1)}。这些滤波器通常被一起确定为 提供合理的分集增益。已知的DFE系数计算器使用所有的各个通信 估计值来提供对于各个预滤波器专用的预滤波器系数，并且提供使各 个RF前端信号相关联的最小相位CPR。图7没有具体示出这些前端、 信道估计器或DFE系数计算器，示出了三个预滤波器701、705和709， 所述三个预滤波器的每一个分别耦合至三个自适应滤波器703、 707、 711，其中预滤波器和自适应滤波器与预滤波器321和自适应滤波器 327类似。来自自适应滤波器703、 707、 711的输出在组合器713处 被组合，其结果耦合至干扰去除器715。
对于通用位置图7所示的分集接收机的自适应均衡器可容易地从参照图6在上面描述的一个分支接收机的均衡器延伸。矩阵形式的 误差计算与等式(12)相似，不同点在于如下限定C (n)和Y (n):
—"(")—
"(")々(《)
/(H-l)
其中
1)andr"+i，/=l,2，..，NA(17a)
Jat2 _
、—Z
一)=and
(17b)
其中,(")是从第1个天线或接收机前端输出的预滤波器，并且 /'(w)是基于第l个天线的预滤波器输出进行运算的自适应滤波器的系 数。
图8示出了使用与图5的信号处理相似的信号处理并且适用于在 根据一个或更多个实施例的分集接收机中使用的均衡器的一部分。有 关接收机前端、信道估计器和DFE系数计算器的参照图7在上面的 意见在此处均等地应用。与图5的一个分支的接收机和相应的均衡器 相似，图8示出了分集接收机的自适应结构或均衡器的简单但实用的 形式。以该形式，每个天线或接收机前端需要一个自适应抽头，例如 分别由自适应滤波器803、 807、 811所示的抽头，以跟踪其相位变化 和幅度变化，并控制其在由组合器813 (与组合器713类似)提供的 分集组合中的权重。来自组合器813的输出被提供至干扰去除器815， 所述干扰去除器815如描述的那样不需要被适配或动态地改变(见图 5的干扰去除器503和上述讨论)。
如参照图5描述的，应认为干扰去除器815可以更复杂并且包括在发射的突发期间对一些系数进行适配。这将是图7的更加通用的结 构的一个实施例。还应认为这些实施例中的一个或更多个中可能需要 图5-8中没有具体示出的某些参数。这样的参数在图3中被概括示 出并且如上所述由参数设定功能325提供。
因此，图7和图8示出了适合用于作为图3和图5的延伸的分集 接收机的自适应均衡器，其中固定的或非自适应的预滤波器包括多个 固定预滤波器，每个预滤波器与对应于分集接收机的唯一分支的接收 信号相耦合，并且每个预滤波器提供唯一的预滤波的信号；其中自适 应滤波器包括多个自适应滤波器，每一个自适应滤波器耦合和配置为 在接收到的信号突发期间补偿多个唯一的预滤波的信号中的一个的 相位和幅度变化，以提供多个补偿信号中的一个；其中自适应均衡器 还包括耦合至多个补偿信号的每一个的组合器，所述组合器被配置为 组合多个补偿信号并提供合成信号；并且其中干扰去除器被耦合至合 成信号。
新的自适应均衡器结构，例如参照图3、 6、 7描绘和描述的，具 有参数K， K2， Lb。参数设定功能225操作为关于这些参数(以及 在下面描述的p)设定或选择值。为了从这些均衡器结构实现足够的 性能，需要恰当地选择这些参数。 一般来说，参数设定功能225被配 置为将参数提供至系数适配器326或适配处理。从上面和图3所示的 内容，参数设定功能225提供用于设定自适应或FIR滤波器(无论单 抽头还是多抽头)的多个系数的第一参数(K" K2)、用于设定要由 干扰去除器适配的多个系数的第二参数(Lb)、和用于设定用于系数 适配器的跟踪速度的第三参数(p)。这些参数的适当的选择可与信 道衰落条件和噪声和干扰电平相关。更具体地讲，复杂的信道衰落具 有基于时间变化的高阶衰落细节，因此需要在突发期间适配或动态地 跟踪更多抽头。此外，简单信道衰落典型地具有较少细节需要跟踪， 并且跟踪不必要的细节，例如跟踪过多数量的滤波器抽头可导致性能 劣化、稳定性问题等。此外，在低干扰环境下，对于复杂衰落信道可 被构造为跟踪高阶衰落细节；而在高干扰环境下，由于对自适应跟踪处理或算法的干扰扰乱，跟踪高阶衰落细节并适配较多系数可以是有害的。下面的描述解释说明了用于估计信道复杂度和干扰电平的处理的一个或更多个实施例，然后描述用于基于估计的信道复杂度和干扰
电平确定自适应参数(K^，K2，L"的一个或更多个方法。
一般来讲，在统计学上，复杂信道比简单衰落信道具有更大的信道分布的延迟扩展。信道延迟扩展是指复合信道的持续时间。信道延迟扩展反映在由信道估计器103提供的估计复合CPR hn(再见等式1)上。然而，通常估计复合CPR hn不具有精确的定时，因此其会难以提供信道延迟扩展的准确的估计值。然而，已观察到，在DFE系数计算期间从估计的复合CPR计算的反馈抽头K或最小相位CPR包含相似的延迟扩展信息，并且CPR不具有与复合CPR K相关联的时间不确定问题。因此，CPRK可用于提供准确的延迟扩展估计值。等式(18)描述了用于从CPR或反馈抽头K测量信道延迟扩展的一种途径或处理。
基本地，延迟扩展是由低阶反馈抽头K或CPR系数(例如前4个抽头b。-b3)中包括的能量与反馈抽头的总能量的比率估计的。因此，等式18提供前4个抽头的量值的平方的总和除以所有这样的抽头或CPR系数的量值的平方的总和的比率。
现在将描述用于评估或确定噪声加干扰电平的一种技术。请注意，在图3中，信道估计器提供该信息作为SINR， SINR被耦合至参数设定功能325。给定接收到的信号《作为到解旋器319的输入，用
于例如EDGE信号的《的解旋版本可以被表示为x,《e—《"。在信道估计器103提供定时和信道估计之后，可如下计算基于并且对应于训练序列确定的接收到的信号的能量&=1卜《|2 (19)
将训练序列(见图2)表示为sf，可通过对训练序列和信道估计器103提供的复合CPR hn求巻积来合成没有干扰和AWGN的接收的训练信号，以提供或确定对应的接收到的信号的估计值。这可以被
表示为
、=^ * 、 (20)
可将噪声加干扰估计为误差信号、或合成信号或在训练序列期间的估计的接收到的信号和在同一时间和位置处的实际接收到的信号(对信道估计器的输入)之间的差，其可以被表示为^=; -、。因此
噪声加干扰的能量可由下式估计
^=￡卜 ""2 (2D
可将噪声加千扰的电平表示、测量或确定为信号(具有噪声和干
扰)与噪声+干扰的比率(SINR),其中等式19、 21给出的各个值被表示为
纖=告， (22)
其中，在图3中，该估计的噪声和千扰电平由信道估计器103提供至参数设定功能325。
参照图9,将讨论和描述根据一个或更多实施例可由例如参数设定功能225用来选择在图3、图5-8中的一个或更多个图中示出的均衡器结构的各个参数。在给定了被测量为SNIR和最小相位CPR系数K901的干扰加噪声的估计电平的情况下，图9示例了用于确定自适应参数中的一个或更多个的各种方法。计算延迟扩展Dspread，并且以对数比例变换和限制SNIR以如903所描绘的并且如下提供s眉""'
2.5if log,o(S卿> 2.55羅"'。=. 1.5iflog10OS,<1.5 (23)log10(SM/ ) Otherwise
(if:如果；otherwise:否则)
然后，例如对于每个发射或特别接收的突发两次(对于突发的早于训练序列的一半一次，对于突发的晚于训练序列的一半一次)如下确定或建立或选择各个参数IQ、 K2和Lb,并且分别在905、 907、 909处示例各个参数& = w""4(—)(SATO，。-.5)^_ ]'& = — Z)", )(SAW "。 — 1.5)K2mM ] > (24)
LA =職顺-Z —)(纖，。-1.5仏_ ]
其中max，K2max，Lbmax}实质上控制均衡器结构的复杂度的最大级别。
实验观察建议设定Klmax-2, K2max = 0和Lbmax = 3足够覆盖3GPP (第三代合作伙伴计划)中指定的许多衰落环境。应认为其它信道和相关环境的其它标准和合适的特征化可导致对于这些最大参数的不同设定。2、 0、 3设定指示最大复杂度涉及在第一抽头b。被固定为1而其余的Nb个抽头(即3个反馈抽头)在特定突发期间被固定或不适配之后，对基于预滤波器输出进行运算的自适应滤波器321的3抽头的适配，和对干扰去除器331、 715、 815中的3反馈抽头h-b3的适配。
为了减小实现复杂度，并且对于复杂信道衰落有一些有限的性能让步，可选择最简单的适配设定Klmax = 0， K2max = 0， Lbmax = 0。该最简单的设定导致Id-O, K2-0和Lb-0，这意味着对于自适应滤波器(例如自适应滤波器327等)避免了基于Id、 K2和U的动态判决，并且不适配干扰去除器中的任何反馈抽头。因此，在如图5、 8所示的突发期间动态地适配或改变基于预滤波器输出运算的自适应滤波器327、 703、 707和711的仅一个抽头。此外，对于一个系数适配，RLS更新(等式14、 15)中的运算仅涉及标量运算，因此比更复杂的适配有效得多。如上所述，该最简单的适配补偿第一阶信道变化。已观察到利用该最简单的适配的性能仅对于复杂衰落信道(诸如HT100和EQ100信道)让步约ldB，相对于已知的RSSE均衡器结构(例如，图4)，对于新的均衡器结构当与Klmax = 2， K2max = 0#且U^x-3大于10dB增益相比时是小的劣化。因此，对于一些信道条件，最简单的适配提供了与已知均衡器相比约9 dB的提高。
参照图10,将讨论和描述根据一个或更多实施例的，用于调整用于适配与图3、图5-图8的均衡器结构相关联的各个系数的跟踪速度参数的方法。在各个图中，等式(14)中的参数p控制用于适配或动态地改变自适应滤波器的系数或干扰去除器的系数的跟踪速度。
恰当地挑选或选择RLS适配方法或任何其它方法的跟踪速度辅助均衡器的合适的适配以及均衡器的性能。参数设定功能325操作为根据下面所讨论的处理选择P。如下所述，基于和根据干扰电平和变化速率，例如预滤波器信号中的包络的变化速率来选择或确定参数p。直观地，自适应跟踪速度应该是信道变化的速度或速率的函数。然而，适配处理中的容许AWGN和干扰的能力可随着跟踪速度上升或增加而减小。因此，在高干扰或高噪声环境下，即使接收到的信号正在经历快速衰落，均衡器的跟踪速度可以比在低干扰或低AWGN环境下经历相同速率的衰落的信号的跟踪速度更慢。因此，合适的跟踪速度可以是信道变化的速度和噪声加千扰电平的函数。
在等式22 (和相应的讨论)中描述了噪声加干扰电平的测量，并且关于参数{K^K^Lb}的动态判决或自适应选择讨论了噪声加干扰电平的测量。相同的测量可用于跟踪速度控制参数P的确定。为了估计衰落速度，观察到信道变化的速度通常反应在预滤波器之后的接收到的信号"的包络变化上。然而， 一些调制方案产生恒定的包络信号而其它方案不这样。例如，GMSK和其它产生恒定的包络信号，而8PSK调制不是恒定的或相等的包络调制。对于不恒定的包络调制，在不衰落的情况下基于移动窗口对包络量级求平均值将产生相对固定或恒定的值，并且可使用观察到的该平均量值的变化来测量衰落速度。因此，即使对于非恒定包络调制，例如8PSK， 一种用于确定衰落速度的方法包括关于非自适应预滤波器的输出端的信号以相等的时间间隔建立多个窗口。对于每个窗口，计算包络量值的平均值或和。这些包络平均值的变化速率可用于测量或评估信道变化或这样的变化的速率。
作为一个实例，考虑图2的EDGE信号，并且更具体地讲，右半个突发，包括87个符号如图10的1001所示，26个训练符号，跟着58个信息符号，然后是3个尾符号。在一个或更多实施例中，对于87个符号，以窗口之间的相等间距分配三个窗口 1003、 1005、1007，并且每个窗口包括20个符号。例如，通过对基于窗口的所有采样的量值或量值的平方求和来计算来自每个窗口内的预滤波器的接收到的信号rn的包络量值的和，得到(E。，EbE^。由衰落导致的包络变化的速率可由下式表示
<formula>formula see original document page 30</formula>
跟踪速度确定参数p可被确定为预滤波器信号中的包络变化的速率和接收到的信号中的噪声加干扰电平的函数，例如
<formula>formula see original document page 30</formula>
其中
<formula>formula see original document page 30</formula>
(if:如果；otherwise:否则；and:并且)其中SNIR是从上面的等式22计算的。可如下限定一些实施例中的跟踪速度控制参数P:
<formula>formula see original document page 30</formula>
(if:如果；otherwise:否则)
并且，对于一些实施例，下限/ _=0.8而上限/ _=().975 。参照总体示出了图3的接收机和均衡器的一部分的图11，将讨
论并描述根据一个或更多实施例的用于确定频率误差的估计值的一个或更多个方法。接收到的信号中的频率误差可以是由于衰落或相对
于接收机LO的RF前端LO误差导致或引起的。两个频率误差在实际产品中可以是时间变化的。由于操作环境变化，RF前端LO偏置或误差随时间变化，例如，特别是对于用于产生LO的参考晶体振荡器的温度。对于正常运行的整个系统，该系统要求补偿LO误差，特 别是对于高调制字母。这种补偿的一种方法是具有解调器或在此处具 有突发恢复功能1101 (图1、 3中的解旋器319、信道估计器103、均 衡器105、解码器109)以估计和报告频率误差，使得可以补偿由LO 误差或偏置而导致的频率误差。由衰落导致的频率误差随时间变化， 尽管其基于时间的平均值为0。因此，图11的系统将经由频率误差估 计器1103，逐发射的突发地从突发恢复功能1101收集频率误差估计 值，并且在移动窗口 1105上对这些频率误差求平均，以去除由衰落 导致的波动，然后使用309处的平均值或f^来经由加法器311更新 307处的LO频率，以将校正的频率f提供至相量发生器313和混频 器305。在下面讨论的能力可以由图3的LO误差估计器324执行。 应认为实际接收机中发现的一些功能，例如频率、帧和符号同步功能 没有被具体示出。此外，本文描述的频率误差的去除或频率跟踪通常 与这样的功能和各种媒体接入控制(MAC)功能协同，从而可呈现与 MAC处理或层的一些接口或互动和频率误差的确定和应用。
如图3、 5-8所示的新自适应跟踪结构特别适合于频率误差估 计。如上所述，自适应滤波器327、 501、 703等和803等的一个特征
或功能是为了补偿在相应的预滤波器的输出端的接收信号的相位变 化和幅度变化。相位变化^通过下式与频率误差y;直接相关
A = 2("A〖 (30)
其中，n是符号索引而A,是符号持续时间。
因此可从自适应滤波器的适配补偿过的相位变化推导频率误差。 如上所述，基于预滤波器输出进行运算的自适应滤波器系数/。"中的一 个补偿接收到的信号中的相位变化和幅度变化。让/。"为最终幸存者径 上的自适应系数/。"，然后可将/。"的反相看作用于频率估计的相位变化 的估计值，A。因此，可通过下式从力估计相位变化
其中近似是考虑到半个突发内的相位变化相对小而进行的。考虑 图2中的EDGE突发结构，对于右半个突发从符号索引14至74进行适配，并且对于左半个突发从-14至-74进行适配(即训练序列的 中央为n = 0)，得到相位变化的估计值，》 , n=-74,...，-14，+14,...,+74。
通过经由下述表达式最小化误差能量
￡= If [(^-2("A/f+ S (^-2《"Af]2， (32)
然后可如下估计频率误差，
—74 , 74 *
* I f -74- 74 A 〕 ，"、
J" =—0.1573风-风 .(33)
考虑跟踪相位和实际相位之间的延迟和等式(31)中作出的近似， 如下用校正因子C修改最终频率估计
义=-0.1573C<f 2W - (34)
其中C是常数。对于等式(27)中给出的跟踪速度控制参数， 实验性地确定了 C = 1.5对于宽操作范围的GSM/EDGE是一个合理的 选择，尽管对于其它通信协议或其它跟踪速度控制方法，也可指出C
的其它值。
上面描述的频率误差估计算法基于最终幸存径上的自适应系数 /。"，该自适应系数是在MLSE或RSSE干扰去除器中的网格剪枝
(trellis pruning )的最后阶段被确定的。换句话说，在网格剪枝期间， 必须存储在剪枝的每个阶段的16个幸存径上的/。"的所有16个副本。 在EDGE的情况下，半突发具有61个符号，从而需要61x16-976 个存储单元来存储这些系数。为了减小存储要求，提出了简化的方法。 利用维特比算法(VA)，在网格剪枝的每个阶段的末尾，存在 16个幸存径。假设当前的网格剪枝是在第n个符号索引处结束的，得 到16个幸存径。通过从16个幸存径中选择最强的幸存径，并且在最 强的幸存径上向回跟踪m步，将发现自适应系数。将来自在最强
幸存径上向回跟踪的该自适应系数看作最终幸存径上的自适应系数。 对于该方法，需要(m+l) xl6个存储单元。实际上，实验性地确定 了可使用m-l，并且具有可忽略的性能让步。
根据上述讨论，本地振荡器(LO)误差估计器324提供基于自适应滤波器的系数/。的频率误差估计值，因为该系数实际上是通过在 突发期间累积相位误差而在接收到的信号突发期间被适配的。
参照图12,将讨论和描述示例了根据一个或更多实施例的均衡 的代表性方法的流程图。图12所示例的处理或方法通常与参照前迷 各图中的一个或更多个讨论和描述的一个或更多功能类似，从而此处 的讨论将以总结或概述的形式，关于详情读者可参照上述更详细的意 见。可经由上述结构或其它具有相似或类似的功能和能力的结构来实 现图12所示的处理或方法。可按照需要或要求重复图12所示例的处 理和方法，例如对于每个接收到的信号突发或训练序列。
如图12所示，通过通信信道发射的自适应地均衡信号的处理或 方法从接收对应于突发的采样开始(1201)。根据各个调制类型解旋 这些采样，以提供接收到的信号、(1203)。接收到的信号被耦合并
用于确定或计算信道估计，即从位于突发内的已知训练序列计算复合 CPRhn( 1205 )。下面，使用复合CPR来完成DFE系数计算(1207)， 其中该处理提供预滤波器系数fk和近最小相位 CPR(bn:bo-l，bl…bNb〉。此夕卜，使用来自1203的^和来自1205的CPR
hn来确定或估计噪声和千扰电平(1209)。在一个或更多实施例中， 这可以包括才艮据上述等式19 - 23和28确定SINR。 一般来讲，可通 过信道估计器，例如信道估计器103来执行在1205和1209处示出的 处理。
使用来自1207的预滤波器系数A配置非自适应预滤波器，例如 预滤波器221，然后由该预滤波器处理来自1203的接收到的信号、以 提供预滤波的信号rn (1211)。如1211所示例的， 一个处理包括用 固定预滤波器对接收信号的每个突发进行滤波，以提供预滤波器信 号，其中固定预滤波器是根据为接收信号的每半个突发或每个数据域 (203, 207)提供一次的滤波器系数配置的。在一个或更多个实施例 中，使用来自1209的噪声和干扰电平(SINR)、来自1211的预滤波 的信号rn的包络和来自1207的CPR bn确定或计算用于设定适配特性 的参数或自适应参数。在各个实施例中，这包括使用上面的等式18、24、 25-27、 29设定自适应参数(Id， K2， Lb， p}，并且在一些情况 下对于这些参数中的一个或更多个外部地提供有限值。还应注意对于 每个突发可以并且通常两次确定这些参数，对于向训练序列的左侧
(负符号索引)移动一次，再对于向训练序列的右侧(正符号索引) 移动一次(见图2)。给定来自1213的自适应参数(IQ，K2，Lb，W和来 自1207的最小相位CPR系数(b….bNb)，进一步均衡或补偿、初始化 随着来自突发的数据符号适配或动态地改变的所有参数和系数
(1215)，即这些参数的初始化是根据等式15执行的。可通过例如
参数设定功能325来执行1213中的处理，并且在系数适配器326中
初始化1215参数和系数。
使用初始化的参数和系数的系数适配操作或用于提供自适应滤 波器327等的系数厶("、以及正在被适配的最小相位CPR系数6,(")...《
(如果有的话)中的一部分(1217)。系数适配可以根据等式12-14 进行运算，以关于每个幸存径适配各个系数。可如f和b系数的脚标
(n)所示，逐符号地执行适配，或者可有时适配或更新这些系数， 例如每m个符号或基于一些计划等，以一些潜在的性能为代价节约一 些处理资源。
系数y/")被提供并用于配置自适应滤波器(1219 )(如所描绘的
多个滤波器建议的一样，每幸存径一个)。自适应滤波器处理或自适
应地滤波预滤波的信号rn以提供相应的补偿信号rcn (在接收信号的
突发的跨度期间补偿相位和幅度的变化)，其中为每个幸存径提供一
个补偿信号。因此1219示例了用自适应滤波器自适应地滤波预滤波
器信号，以提供器相位和幅度变化在接收信号的突发的跨度期间被补
偿了的补偿信号。用自适应滤波器自适应地滤波预滤波器信号还包括
或借助于根据一个或更多个系数配置自适应滤波器，所述一个或更多
个系数响应于由干扰去除器提供的适配参数和误差值en在接收信号
的突发的跨度期间动态地改变。
将补偿信号rcn、每个幸存径一组的CPR系数6,("、.《、和来自
1207的CPR系数的余额Nb-Lb提供至序列估计处理1221。序列估计可以是如图所示的缩减状态序列估计器，或更通常地可由干扰去除
器331等执行。序列估计为每个幸存径提供en值，所述en值被返回 系数适配1217并在其中祐 使用。序列估计处理1221还以一种或更多 已知方式将软符号或信息提供至解码处理1225。解码处理1225以根 据空中接口以已知方式变化的方式操作，以执行诸如误差校正、解码 等的功能，以将硬信息或比特提供至MAC层1227。序列估计处理或 更广泛的干扰去除利用例如干扰去除器减小接收信号的突发中的干 扰，以提供相应的软符号，其中根据最小相位系数来配置干扰去除器 或RSSE,所述最小相位系数对于接收信号的每半个突发初始化一次 (对于早于训练序列的数据域一次，对于晚于训练序列的数据域一 次)。基于其实施例和详细内容，利用根据最小相位系数配置的干扰 去除器减小接收信号的突发中的干扰可包括设定为1的第一系数集、 在接收信号的半个突发的跨度期间动态地改变的最小相位系数的第 一部分、和在接收信号的突发的跨度期间固定为初始化值的最小相位
系数的第二部分。
此外，力")系数被提供至LO误差估计处理1223，并用于根据等
式31-34提供用于LO误差的估计值。LO误差估计处理也可使用上 面讨论的有效方案，其中来自幸存径的/。("，)，即符号n向回跟踪m个 符号的f0，被用于频率误差估计。因为在序列估计1221处确定幸存 径，所以序列估计1221将合适的径信息(例如，幸存径索引p)提供 给LO误差估计1223。因为序列估计是以两个阶段(即，从训练序列 向左和向右)基于发射的突发进行运算的，所以每个突发有两个幸存 径指示并且每个突发有一个频率误差估计(见上面的等式)。
如上所述，对于由衰落和RF前端LO误差导致的例如EDGE突
发内的基于时间的信道变化的第 一 阶近似可以被表示为基于接收到 的信号相乘的复杂变量。该近似导致简单而有效的适配结构，即通过 新提出的自适应滤波器的单抽头适配，其基于每个幸存径的预滤波器 输出相乘。为了补偿高阶衰落细微的变化，描述了基于每个幸存者的 自适应RSSE的更通用的结构。该通用结预滤波器输出进行运算的自适应FIR滤波器、和其中对于所有幸存径 RSSE的第一反馈抽头被固定或设定为1的RSSE、在对于每个幸存 径适配了第一个反馈抽头并且使其余的反馈抽头被固定并且对于所 有幸存径相等之后的几个(Lb)反馈抽头。因为自适应抽头之一具体 负责补偿由衰落和RF前端LO误差引起的相位变化和幅度变化，所 以该被跟踪的抽头可用于推导补偿的接收到的信号中的相位变化以 及频率误差。基于对信道衰落条件和干扰条件的分析，已开发了一组 技术用于动态地设定自适应参数，包括自适应跟踪速度。自适应系数 的该动态判决确保了在例如GSM/EDGE系统运行的宽操作范围内的 近最佳性能。
本公开旨在解释如何形成和使用根据本发明的各个实施例，而不 是为了限制其真正的、计划的和公正的范围和精神。上述解释说明不 旨在穷尽本发明或将其限制为所公开的精确的形式。考虑上述教导， 修改或变形是可能的。选择和描述实施例以提供对本发明的原理及其 实际应用的最佳示例，使得本领域技术人员能够以各个实施例和各种 修改(如果适合于所构思的特定使用)使用本发明。所有这样的修改 和变形都在如所附权利要求(所附权利要求可能在该申请专利的待决 期间被修改)及其所有等同物确定的本发明的范围内，当根据它们被 正当地、合法地和公正的授权的范围被解释时。
权利要求
1、一种用于通信信道的自适应均衡器，所述自适应均衡器包括固定预滤波器，被配置为耦合至接收到的信号并提供预滤波器信号；自适应滤波器，被耦合和配置为关于相位和幅度的变化来补偿预滤波器信号；以及干扰去除器，耦合至所述自适应滤波器，并且被配置为减小接收到的信号中的干扰。
2、 如权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述干扰去除器还 包括使用判决反馈均衡器(DFE)系数的反馈滤波器，其中第一系数 b0被设定为常数。
3、 如权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述干扰去除器使 用最大似然序列估计和判决反馈均衡器。
4、 如权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述干扰去除器使 用缩减状态序列估计(RSSE)和判决反馈均衡器(DFE),其中DFE 系数bO被设定为常数。
5、 如权利要求4所述的自适应均衡器 其中所述干扰去除器包括自适应干扰去除器；以及 其中所述自适应均衡器还包括系数适配器，被配置为用在接收到的信号突发期间被固定的DFE系数的一部分在接收到的信号突发 期间对DFE系数的另一部分进行适配。
6、 如权利要求l所述的自适应均衡器，其中所述自适应滤波器还被配置为在接收到的信号突发期间补 偿预滤波器信号在相位和幅度上的变化，并且还包括多抽头有限冲激 响应(FIR)滤波器；以及其中所述自适应均衡器还包括系数适配器，所述系数适配器被配 置为在接收到的信号突发期间确定和动态地改变所述多抽头FIR滤 波器的系数。
7、 如权利要求6所述的自适应均衡器，还包括参数设定功能， 所述参数设定功能被配置为将参数提供至所述系数适配器，所述系数 适配器使用所述参数确定并动态地改变所述系数。
8、 如权利要求7所述的自适应均衡器，其中所述参数设定功能 被配置为提供包括下述参数中的一个或更多个的参数设定所述多抽 头FIR滤波器的多个系数的第一参数(K1，K2)、设定要对于所述干扰 去除器适配的多个系数的第二参数(Lb)、以及为所述系数适配器设 定跟踪速度的第三参数(p)。
9、 如权利要求1所述的自适应均衡器，其中所述自适应滤波器 包括具有单抽头和对应系数的有限冲激响应(FIR)滤波器，所述FIR 滤波器被配置为逐个符号地在接收到的信号突发期间补偿预滤波器 信号在相位和幅度上的变化。
10、 如权利要求9所述的自适应均衡器，其中在接收到的信号突 发期间适配单抽头FIR滤波器的相应系数，其中相应系数根据对应于 适配的跟踪速度的参数(p)来适配。
11、 如权利要求10所述的自适应均衡器，其中参数(p)取决于 预滤波器信号的干扰电平和变化率。
12、 如权利要求1所述的自适应均衡器其中所述固定预滤波器包括多个固定预滤波器，每个固定预滤波 器耦合至与分集接收机的唯一分支对应的接收到的信号，并且每个固 定预滤波器提供唯一预滤波的信号；其中，所述自适应滤波器包括多个自适应滤波器，每个自适应滤 波器被耦合并配置为在接收到的信号突发期间补偿多个唯一预滤波 器信号之一在相位和幅度上的变化，以提供多个补偿信号中的一个；其中所述自适应均衡器还包括耦合至所述多个补偿信号中的每 一个的组合器，所述组合器被配置为组合所述多个补偿信号并提供合 成信号；以及其中所述干扰去除器耦合至所述合成信号。
13、 如权利要求1所述的自适应均衡器，还包括本地振荡器(LO)误差估计器，其基于所述自适应滤波器的系数，在所述系数在接收到 的信号突发期间被适配时提供频率误差估计值。
14、 一种用于通信信道的自适应均衡器，所述自适应均衡器包括 固定预滤波器，耦合至接收信号并被配置为提供预滤波器信号，所述预滤波器是根据由判决反馈均衡器(DFE)系数计算器提供的滤 波器系数配置的，所述滤波器系数为接收信号的突发中的每个数据域 提供一次；自适应滤波器，耦合至所述预滤波器信号并被配置为在接收信号 的突发的跨度期间补偿预滤波器信号在相位和幅度上的变化，以提供 补偿信号；以及干扰去除器，耦合至所述补偿信号并被配置为减小接收信号的突 发中的干扰和提供相应的软符号，所述干扰去除器包括根据由DFE 系数计算器提供的近最小相位系数配置的反馈滤波器，所述近最小相位系数为接收信号的突发中的每个数据域提供一次。
15、 如权利要求14所述的自适应均衡器，其中所述自适应滤波 器是根据单个系数配置的有限沖激响应(FIR)滤波器，所述单个系 数在接收信号的突发的跨度期间动态地改变。
16、 如权利要求14所述的自适应均衡器，其中所述反馈滤波器 是根据近最小相位系数配置的，其中笫一系数被设定为常数，所述近 最小相位系数的第一部分在接收信号的突发的跨度期间动态地改变， 并且所述近最小相位系数的第二部分在接收信号的突发的跨度期间 是固定的。
17、 如权利要求14所述的自适应均衡器，还包括系数适配器， 其被配置为响应于参数、所述近最小相位系数和由所述干扰去除器提 供的误差信号而在接收信号的突发的跨度期间动态地改变所述自适 应滤波器的系数。
18、 如权利要求17所述的自适应均衡器，其中为所述接收信号 的所述突发确定所述参数，并为所述接收信号的另 一个突发再次确定 所述参数。
19、 一种对通过通信信道发射的信号自适应地进行均衡的方法， 所述方法包括以下步骤用固定预滤波器对接收信号的突发进行滤波以提供预滤波器信 号，根据滤波器系数配置的所述固定预滤波器为接收信号的突发中的 每个数据域提供一次；用自适应滤波器对预滤波器信号进行自适应滤波，以提供补偿信 号，所述补偿信号是补偿了在接收信号的突发的跨度期间在相位和幅 度上的变化的信号；以及用干扰去除器减小接收信号的突发中的千扰，以提供相应的软符 号，所述干扰去除器是根据为接收信号的突发中的每个数据域初始化 一次的近最小相位系数而配置的。
20、 如权利要求19所述的方法，其中用自适应滤波器对预滤波 器信号进行自适应滤波的步骤还包括根据响应于自适应参数和由干 扰去除器提供的误差而在接收信号的突发的跨度期间动态地改变的 一个或更多系数，来配置自适应滤波器。
21、 如权利要求19所述的方法，其中用自适应滤波器对预滤波 器信号进行自适应滤波的步骤还包括用具有单抽头和相应系数的有 限沖激响应(FIR)滤波器对预滤波器信号进行自适应滤波。
22、 如权利要求21所述的方法，其中用具有单抽头和相应系数 的有限冲激响应(FIR)滤波器对预滤波器信号进行自适应滤波的步 驟还包括根据计划并且根据对应于适配的跟踪速度的参数(P)， 在接收信号的突发的每个数据域上适配相应的系数。
23、 如权利要求19所述的方法，其中用根据近最小相位系数配 置的干扰去除器减小接收信号的突发中的干扰的步骤还包括根据近 最小相位系数配置千扰去除器，所述近最小相位系数包括被设定为常 数的第一系数、在接收信号的突发期间动态地变化的近最小相位系数 的第一部分、和在接收信号的突发的每个数据域期间固定为初始化值 的最小相位系数的第二部分。
全文摘要
描述了一种用于通信信道的自适应均衡器和相应的均衡方法。所述自适应均衡器包括被配置为耦合至接收信号并提供预滤波器信号的固定预滤波器(321)；耦合并配置为补偿预滤波器信号的相位和幅度变化的自适应滤波器(327)；以及耦合至自适应滤波器并且被配置为减小接收到的信号中的干扰的干扰去除器(331)。
文档编号H04B7/005GK101636928SQ200880009059
公开日2010年1月27日 申请日期2008年3月6日 优先权日2007年3月21日
发明者陈卫忠 申请人:飞思卡尔半导体公司