专利名称：电子调谐器及利用该设备的高频接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种在由电池驱动的便携用电视接收装置等中使用的利用了直接转 换(direct conversion)方式的电子调谐器的高频接收装置。
背景技术：
以下，利用
以往的高频接收装置。图17是以往的高频接收装置1的电路框图。在图17中，以往的高频接收装置1 包括输入端子3，其被连接到天线；电子调谐器5，其从该输入端子3输入的接收信号中选 择期望ch ；解调部7，其对从该电子调谐器5输出的I、Q信号进行解调。在该电子调谐器5中，设置有滤波器13，其使来自输入端子3的接收信号通过； 放大器15，向其提供该滤波器13的输出；混频器17、25，向这些混频器17、25的一个输入 提供该放大器的输出；振荡器33，其经由移相器35而被连接到混频器17、25的另一个输入 上；合成器19、27，分别向这些合成器19、27的一个输入提供这些混频器17、25的输出；低 通滤波器21、29，分别向这些低通滤波器21、29提供这些合成器19、27的输出；放大器23、 31，分别向这些放大器23、31提供这些低通滤波器21、29的输出；输出端子9、11，分别向这 些输出端子9、11提供这些放大器23、31的输出；DC偏置检测电路45，用于检测DC偏置电 压；DC偏置校正电路47，其连接在该DC偏置检测电路45的输出上且对DC偏置电压进行校 正；和DC偏置判定电路46，其连接在DC偏置检测电路45和DC偏置校正电路47之间，且 用于判定DC偏置电压。此外，将分别从DC偏置校正电路47输出的第一、第二消除信号分别提供给合成器 19,27的另一个输入。此外，在解调部7中，设置有A/D转换器37、39，分别被连接到输出端子9、11 ；解 调电路41，其分别被连接到来自这些A/D转换器37、39的输出；和输出端子43，其输出来自 该解调电路41的解调信号。并且，A/D转换器37、39的输出分别被输入到DC偏置检测电 路45的输入中。以下，说明这样构成的高频接收装置1的动作。混频电路49通过混频器17、25、振 荡器33以及90度的移相器35，成为直接转换方式的混频电路。通过该混频电路49，从混 频器17、25输出相位相差90度的I、Q信号。这些I、Q信号分别经由低通滤波器21、29而从输出端子9、11分别被输出。并且， 这些I、Q信号通过A/D转换器37、39而成为数字信号。并且，通过解调电路41而成为解调 信号之后从输出端子43被输出。采用这样的直接转换方式的混频电路49中，在混频器17、25中分别产生第一、第 二 DC偏置电压。通过这些第一、第二 DC偏置电压，在接收信号内产生DC电压，因此会使接 收品质恶化。为了减小该DC偏置电压，需要进行DC偏置电压的校正。因此，将A/D转换器37、 39的输出分别输入到DC偏置检测电路45中，该DC偏置检测电路45对DC偏置电压进行检
7测和判定。 基于该判定结果，将从DC偏置校正电路47输出且用于分别抵消第一和第二 DC偏 置电压的第一和第二消除信号输入到合成器19、27，消除第一、第二 DC偏置电压。另外，作 为有关本申请的发明的现有技术文献信息，例如公知有专利文献1。这里，在便携用电视这样由电池驱动的装置中使用的高频接收装置中，耗电量小 尤其重要。因此，在以往的高频接收装置中，以始终向DC偏置校正电路47供电的状态进行 DC偏置电压的校正。因此，耗电量会变大。专利文献1日本特开2003-134183号公报
发明内容
本发明提供一种耗电量低的高频接收装置。在本发明的高频接收装置，在解调部中，设置有接收品质判定电路，其与第一基 准值比较接收信号的品质，从而进行判定，并输出判定信号；和驱动电路，其输入该判定信 号，在接收品质判定电路中判定为接收信号的品质良好的情况下，通过驱动电路停止向DC 偏置控制环路的供电。由此，能够实现低耗电化的高频接收装置。此外，在本发明的电子调谐器中，解调部包括接收品质检测电路，其对接收信号 的品质进行检测；第一衰减检测电路，其检测因移动而引起的衰减频率；接收品质判定电 路，其输入来自接收品质检测电路的接收品质信号和来自第一衰减检测电路的衰减频率; 和驱动电路，其输入从该接收品质判定电路输出的接收品质判定信号，并且向DC偏置控制 环路供电或者停止供电，根据来自第一衰减检测电路的衰减频率而设定接收品质判定电路 的品质判定基准值，并在接收品质判定电路判定为接收信号的品质良好的情况下，通过驱 动电路停止向DC偏置控制环路供电。由此，能够实现低耗电化的高频接收装置。此外，在本发明的电子调谐器中，设置输入从DC偏置判定电路输出的第一判定信 号的驱动电路，将从该驱动电路输出的第一驱动电压连接在DC偏置校正电路上，在DC偏置 判定电路中，在第一和第二 DC偏置电压比基准值小的情况下，通过驱动电压停止向DC偏置 校正电路供电。由此，能够实现低耗电化的电子调谐器。
图1是本发明的实施方式1中的高频接收装置的电路框图。图2是表示高频接收装置的DC偏置电压的一般的校正方法的流程图。图3是表示本发明的实施方式1中的高频接收装置的DC偏置的校正方法的流程 图。图4是本发明的实施方式2中的高频接收装置的电路框图。图5是表示高频接收装置的DC偏置电压的一般的校正方法的流程图。图6是表示本发明的实施方式2中的高频接收装置的DC偏置电压的校正方法的 流程图。图7是本发明的实施方式3中的高频接收装置的电路框图。图8A是本发明的实施方式3中的高频接收装置的某一瞬间的输入信号的频谱结 构图。
图8B是本发明的实施方式3中的高频接收装置的其他瞬间的输入信号的频谱结 构图。图9是从本发明的实施方式3中的高频接收装置的FFT输出的符号(symbol)结 构图。图10是相对于本发明的实施方式3中的高频接收装置的衰减频率的C/N的特性 图。图11是表示本发明的实施方式3中的高频接收装置的DC偏置电压的校正方法的 流程图。图12是本实施方式4中的高频接收装置的电路框图。图13A是本发明的实施方式4中的高频接收装置的某一瞬间的输入信号的频谱结 构图。图13B是本发明的实施方式4中的高频接收装置的其他瞬间的输入信号的频谱结 构图。图14是本发明的实施方式5中的高频接收装置的电路框图。图15是表示DC偏置电压的一般的校正方法的流程图。图16是表示本发明的实施方式5中的高频接收装置的DC偏置电压的校正方法的 流程图。图17是以往的高频接收装置的电路框图。图中3-输入端子；9、43、113、213_输出端子；11_输出端子；17-混频器；19-合 成器；25-混频器；27-合成器；33-振荡器；35-移相器；45-DC偏置检测电路；46-DC偏置判 定电路；47-DC偏置校正电路；101、141、201、401、501-高频接收装置；102、103_电子调谐 器；105、202、403_解调部；106、147-DC偏置控制环路；106a_电源输入端子；109、210_接收 品质判定电路；111、145-驱动电路。
具体实施例方式(实施方式1)以下，利用
本实施方式1中的高频接收装置。图1是本发明的实施方式1中的高频接收装置的电路框图。在图1中，与在以往 例子中示出的图17相同的部分使用相同的序号。高频接收装置101包括输入端子3，其被连接到天线；电子调谐器103，其从该输 入端子3输入的接收信号中选择期望ch (频道)；以及解调部105，其对从该电子调谐器103 输出的I、Q信号进行解调。在该电子调谐器103中，设置有滤波器13，其使来自输入端子3的接收信号通 过；放大器15，向其提供该滤波器13的输出；混频器17、25，向这些混频器17、25的一个输 入提供该放大器的输出；振荡器33，其经由移相器35而被连接到混频器17、25的另一个输 入上；合成器19、27，分别向这些合成器19、27的一个输入提供混频器17、25的输出；低通 滤波器21、29，分别向这些低通滤波器21、29提供这些合成器19、27的输出；放大器23、31， 分别向这些放大器23、31提供这些低通滤波器21、29的输出；输出端子9、11，分别向这些 输出端子9、11提供这些放大器23、31的输出；DC偏置检测电路45，用于检测DC偏置电压；DC偏置校正电路47，其连接在该DC偏置检测电路45的输出上且对DC偏置电压进行校正； 和DC偏置判定电路46，其连接在DC偏置检测电路45和DC偏置校正电路47之间，并且用 于判定DC偏置电压。此外，将分别从DC偏置校正电路47输出的第一、第二消除信号分别提供给合成器 19,27的另一个输入。此外，由DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、DC偏置校正电路 47构成DC偏置控制环路106。在解调部105中，设置有A/D转换器37、39，分别被连接到输出端子9、11 ；解调电 路107，其分别被连接到来自这些A/D转换器37、39的输出上；以及输出端子113，其输出来 自该解调电路107的解调信号。在解调电路107中，设置有接收品质检测电路108，其对接收信号的品质进行检 测；以及接收品质判定电路109，其输入来自该接收品质检测电路108的接收品质信号，并 且对接收品质进行判定。此外，在该接收品质判定电路109中，设置有可输入第一基准值的 外部端子109a。此外，将从接收品质判定电路109输出的控制信号连接到驱动电路111。将从该驱 动电路111输出的驱动电压连接到设置在DC偏置控制环路106中的电源输入端子106a。 而且，将A/D转换器37、39的输出分别输入到DC偏置检测电路45的输入中。另外，也可以 将驱动电路111内置在解调部105或电子调谐器103中。以下，说明这样构成的高频接收装置101的动作。另外，从输入端子3输入的 高频信号例如是已被数字调制的数字电视广播，在UHF中可使用约470MHz (CH13)至约 770MHz (CH62)的频率。在电子调谐器103中，输入到输入端子3的高频信号中的干扰信号被滤波器13抑 制。通过放大器15，对该滤波器13的输出进行增益控制。将该放大器15的输出提供给混 频电路49。混频电路49通过混频器17、25、振荡器33及90度的移相器35，构成直接转换方 式的混频器。通过该混频电路49，从混频器17、25输出相位相差90度的I、Q信号。将这些 I、Q信号输入到低通滤波器21、29中。将这些低通滤波器21、29的输出输入到放大器23、 31中。这些放大器23、31的输出经由输出端子9、11而分别输出I、Q信号。在解调部105中，将这些I、Q信号输入到A/D转换器37、39中。从这些A/D转换 器37、39的输出分别输出数字信号。进而，通过解调电路107成为解调信号之后从输出端 子113输出。另外，在这样使用直接转换方式的混频电路49中，振荡器33的振荡信号会泄露到 混频器17的一个输入或者混频器25的一个输入中。该泄露的振荡信号和从振荡器33输 入的原来的振荡信号会在混频器17或25中进行自我混频(mixing)，由此，从混频器17或 混频器25产生DC偏置电压。或者，在输入端子3中输入较大的干扰信号的情况下，该干扰信号会泄露到混频 器17的一个输入或者混频器25的一个输入中。该泄露的干扰信号和从振荡器33输入的 原来的振荡信号会在混频器17或25中进行自我混频，由此，从混频器17或混频器25产生 DC偏置电压。这样，从混频器17、25分别产生第一、第二 DC偏置电压，接收品质会恶化。
所以，以下说明通过DC偏置控制环路106来改善这些第一、第二 DC偏置电压的方法。DC偏置控制环路106由DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、DC偏置校正电 路47构成。在DC偏置检测电路45中，根据分别从A/D转换器37、39输出的I、Q信号，分别检 测第一、第二 DC偏置电压，并将该检测信号输入到DC偏置判定电路46。在该DC偏置判定电路46中，在第一、第二 DC偏置电压比第二基准值小的情况下， 不会从DC偏置校正电路47提供第一、第二消除信号。另外，不进行从DC偏置校正电路47 的第一、第二消除信号的提供，而是在合成器19、27中分别保持第一、第二消除信号也能够 获得同样的效果。另一方面，在第一、第二 DC偏置电压比第二基准值大的情况下，DC偏置校正电路 47将用于抵消第一、第二 DC偏置电压的第一、第二消除信号分别提供给合成器19、27。另 外，该第二基准值能够从外部端子103a输入。由此，在合成器19、27中，分别合成第一、第二DC偏置电压和第一、第二消除信号， 能够抑制第一、第二 DC偏置电压。此外，在DC偏置判定电路46中，能够设置存储器115 (未图示)。该存储器115中 存储有基准值。由此，DC偏置判定电路46能够对检测出的第一、第二 DC偏置电压和存储 在存储器115中的基准值进行比较。 接着，在下面说明通过驱动电路111向DC偏置控制环路106供电或停止供电的方法。图2是表示高频接收装置的DC偏置电压的一般的校正方法的流程图。在图2中， 开始接收时，在接收步骤S151中，经由DC偏置控制环路106的电源输入端子106a提供来 自驱动电路111的电源。进而，转移到接收步骤S152，通过DC偏置检测电路45检测第一、 第二 DC偏置电压。进而，转移到接收步骤S153，通过DC偏置判定电路46进行第一、第二 DC偏置电压和第二基准值的比较和判定。作为该检测结果，在第一、第二 DC偏置电压比第二基准值大的情况下(NG)，转移 到接收步骤S154，将来自DC偏置校正电路47的第一、第二消除信号分别提供给第一、第二 合成器19、27，从而进行DC偏置校正，进而转移到接收步骤S152。另一方面，在第一、第二 DC偏置电压比第二基准值小的情况下(OK)，不进行DC偏 置校正，返回到接收步骤S152。针对上述的一般的校正方法，以下说明本实施方式1中的第一、第二 DC偏置电压 的校正方法。图3是表示本发明的实施方式1中的高频接收装置的第一、第二 DC偏置电压的校 正方法的流程图。在图3中，开始接收时，通过接收步骤S161，向DC偏置控制环路106供 电。进而，转移到接收步骤S162，通过DC偏置检测电路45检测第一、第二 DC偏置电压。进 而，转移到接收步骤S163，通过DC偏置判定电路46进行第一、第二 DC偏置电压和第二基准 值的比较和判定。作为该检测结果，在第一、第二 DC偏置电压比第二基准值大的情况下(NG)，转移 到接收步骤S164，通过DC偏置校正电路47进行DC偏置校正。另一方面，在第一、第二 DC偏置电压比第二基准值小的情况下(OK)，不进行DC偏置校正，转移到接收步骤S165。在该 接收步骤S165中，通过驱动电路111停止向DC偏置控制环路106的供电。进而，转移到步骤S166，通过接收品质判定电路109，将接收品质信号与第一基准 值进行比较，从而进行判定。在该接收品质信号比第一基准值小的情况下，即接收品质良好 的情况下(OK)，返回到接收步骤S166并判定接收品质。另一方面，在接收品质信号比第一 基准值大的情况下，即接收品质差的情况下(NG)，返回到接收步骤S161，重复进行接收步 骤S162以后的步骤。另外，作为接收品质信号，例如可使用C/N、比特误码率(BER)、分组误码率(PER) 等。作为这些接收品质信号，按照C/N、BER、PER的顺序，C/N可在最短时间内检测接收品 质。此外，按照PER、BER、C/N的顺序，虽然PER最需要接收品质的检测时间，但接收品质的 检测精度最好。因此，例如在停止向DC偏置控制环路106供电的情况下，可使用接收品质 的判定精度高的PER。另一方面，在向DC偏置控制环路106供电而使其工作的情况下，可使 用在接收品质的检测时间上优先的BER或C/N。进而，在向DC偏置控制环路106供电而使其工作的情况下，需要充分确保接收品 质。例如，在使用C/N的情况下，虽然检测精度低但能够在短时间内进行检测，在使用PER 的情况下，虽然需要时间但能够以高精度进行检测。因此，在由接收品质检测电路108检测 出这三个PER、BER、C/N中的至少一个接收品质的情况下，能够向DC偏置控制环路106供电 而使其工作。由此，能够将DC偏置校正动作的延迟而引起的接收品质的劣化抑制到最小限 度。由此，因为能够高精度或最适当地控制向DC偏置控制环路106的供电或停止供 电，所以能够实现耗电量低的高频接收装置101。如上所述，在通过高频接收装置101接收期望ch的情况下，若由接收品质判定电 路109判定的接收品质良好，则能够通过驱动电路111停止向DC偏置控制环路106的供电。 由此，因为能够停止向DC偏置控制环路106的供电，所以能够实现耗电量低的高频接收装置。另外，在接收品质信号比第一基准值良好的情况下，从驱动电路111停止向DC偏 置控制环路106的供电。但是，此时，也可以向DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、 DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。此外，在本实施方式1中，在混频器17和低通滤波器21之间插入了合成器19，在 混频器25和低通滤波器29之间插入了合成器27，但也可以将该合成器19设置在低通滤波 器21和输出端子9之间，将合成器27设置在低通滤波器29和输出端子11之间。进而，在接收ISDB-T的数字电视广播的情况下，例如，可接收13数据段(segment) 中的12数据段或1数据段。接收该1数据段时，如在本实施方式1中说明那样，需要校正 DC偏置电压。相对于此，在接收12数据段的情况下，由于1数据段存在于中心位置处，并且 不需要该1数据段，所以能够放宽DC偏置电压的允许值。S卩，在DC偏置判定电路46中，相对于接收1数据段时的第二基准值，能够大幅放 宽接收12数据段时的第二基准值。或者，接收12数据段时，能够向DC偏置检测电路45、 DC偏置判定电路46、DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。进而，在接收1数据段的情况下，从1数据段的中心频率偏离1数据段的带宽(约428. 5KHz)的1/2(约214KHz)以上而设定振荡器33的振荡频率。由此，能够将混频电路 49用作外差式(heterodyne)接收，并从DC成分偏离1数据段的频带的1/2(约214KHz)以 上而变换1数据段的中间频率信号，此时，不会发生DC偏置的问题。因此，在通过混频电路49接收1数据段时，能够停止向DC偏置控制环路106的供 电。此时，也可以向构成DC偏置控制环路106的DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、 DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。另外，在分别接收1数据段和12数据段的情况下，如以上所述那样进行接收，并且 在集中接收13数据段的情况下，当第一、第DC偏置电压比第二基准值小时，能够通过驱动 电路111进行停止向DC偏置校正电路47供电的控制。(实施方式2)以下，使用
在本实施方式2中的高频接收装置。图4是实施方式2中的高频接收装置141的电路框图。在图4中，高频接收装置 141的电路模块结构与实施方式1中的高频接收装置101基本相同。本实施方式2中的高 频接收装置141和在实施方式1中说明的高频接收装置101的不同点在于第一、第二 DC偏 置电压的校正方法。以下进行说明。高频接收装置141包括输入端子3，其被连接到天线；电子调谐器103，其从由该 输入端子3输入的接收信号中选择期望ch ；以及解调部105，其对从该电子调谐器103输出 的I、Q信号进行解调。在该电子调谐器103中，设置有滤波器13，其使来自输入端子3的接收信号通 过；放大器15，向其提供该滤波器13的输出；混频器17、25，向这些混频器17、25的一个输 入提供该放大器的输出；振荡器33，其经由移相器35而被连接到混频器17、25的另一个输 入上；合成器19、27，分别向这些合成器19、27的一个输入提供混频器17、25的输出；低通 滤波器21、29，分别向这些低通滤波器21、29提供这些合成器19、27的输出；放大器23、31， 分别向这些放大器23、31提供这些低通滤波器21、29的输出；输出端子9、11，分别向这些 输出端子9、11提供这些放大器23、31的输出；DC偏置检测电路45，用于检测DC偏置电压； DC偏置校正电路47，其连接在该DC偏置检测电路45的输出上且对DC偏置电压进行校正； 和DC偏置判定电路46，其连接在DC偏置检测电路45和DC偏置校正电路47之间，并且用 于判定DC偏置电压。此外，将分别从DC偏置校正电路47输出的第一、第二消除信号分别提供给合成器 19,27的另一个输入。此外、由DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、DC偏置校正电路 47构成DC偏置控制环路106。在解调部105中，设置有A/D转换器37、39，分别被连接到输出端子9、11 ；解调电 路107，其分别被连接来自这些A/D转换器37、39的输出；以及输出端子113，其输出来自该 解调电路107的解调信号。在解调电路107中，设置有接收品质检测电路108，其对接收信号的品质进行检 测；以及接收品质判定电路109，其输入来自该接收品质检测电路108的接收品质信号，且 对接收品质进行判定。此外，在该接收品质判定电路109中设置有可输入品质判定基准值 的外部端子109a。此外，从接收品质判定电路109输出的控制信号连接在驱动电路111上。从该驱动电路111输出的驱动电压连接在设置于DC偏置控制环路106中的电源输入端子106a上。而且，将A/D转换器37、39的输出分别输入给DC偏置检测电路45的输入。另外， 驱动电路111也可以内置在解调部105或电子调谐器103中。以下说明在这样构成的高频接收装置141中，通过接收品质判定电路109来判定 接收信号的品质且通过该接收品质的判定信号来控制向DC偏置控制环路106供电的动作。以下，说明这样构成的高频接收装置141的动作。另外，从输入端子3输入的 高频信号例如是已数字调制的数字电视广播，在UHF中可使用约470MHz (CH13)至约 770MHz (CH62)为止的频率。在电子调谐器103中，输入到输入端子3中的高频信号中的干扰信号被滤波器13 抑制。通过放大器15，对该滤波器13的输出进行增益控制。将该放大器15的输出提供给 混频电路49。混频电路49通过混频器17、25、振荡器33以及90度的移相器35，构成直接转换 方式的混频器。通过该混频电路49，从混频器17、25输出相位相差90度的I、Q信号。将这 些I、Q信号输入给低通滤波器21、29。这些低通滤波器21、29的输出被输入到放大器23、 31中。这些放大器23、31的输出经由输出端子9、11而分别输出I、Q信号。在解调部105中，将这些I、Q信号输入给A/D转换器37、39。从该A/D转换器37、 39的输出分别输出数字信号。进而，通过解调电路107成为解调信号之后从输出端子113 输出。但是，在这样使用直接转换方式的混频电路49中，振荡器33的振荡信号会泄露到 混频器17的一个输入或者混频器25的一个输入中。该泄露的振荡信号和从振荡器33输 入的原来的振荡信号在混频器17或25中会进行自我混频，由此，从混频器17或混频器25 产生DC偏置电压。或者，在输入端子3中输入了较大的干扰信号的情况下，该干扰信号会泄露到混 频器17的一个输入或者混频器25的一个输入中。该泄露的干扰信号和从振荡器33输入 的原来的振荡信号在混频器17或25中会进行自我混频，由此，从混频器17或混频器25产 生DC偏置电压。这样，从混频器17、25分别产生第一、第二 DC偏置电压，接收品质会恶化。所以，以下说明通过DC偏置控制环路106来改善第一、第二 DC偏置电压的方法。该DC偏置控制环路106由DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、DC偏置校正 电路47构成。在DC偏置检测电路45中，根据分别从A/D转换器37、39输出的I、Q信号， 分别检测第一、第二 DC偏置电压，并将该检测信号输入给DC偏置判定电路46。该DC偏置判定电路46中，在第一、第二 DC偏置电压比偏置基准值小的情况下，从 DC偏置校正电路47不会提供第一、第二消除信号。另外，不进行从DC偏置校正电路47的 第一、第二消除信号的提供，而是在合成器19、27中分别保持第一、第二消除信号也能够获 得同样的效果。另一方面，在第一、第二 DC偏置电压比偏置基准值大的情况下，DC偏置校正电路 47将用于消除第一、第二 DC偏置电压的第一、第二消除信号分别提供给合成器19、27。另 外，可以从外部端子103a输入该偏置基准值。由此，在合成器19、27中，分别合成第一、第二DC偏置电压和第一、第二消除信号，能够抑制第一、第二 DC偏置电压。此外，在DC偏置判定电路46中，能够设置存储器(未图示)。在该存储器中存储 偏置基准值。由此，DC偏置判定电路46能够对检测出的第一、第二 DC偏置电压和存储在 存储器中的偏置基准值进行比较。接着，在下面说明通过驱动电路111向DC偏置控制环路106进行供电或停止供电 的方法。图5是表示高频接收装置的DC偏置电压的一般的校正方法的流程图。在图5中， 开始接收时，在接收步骤S151中，经由DC偏置控制环路106的电源输入端子106a而提供 来自驱动电路111的电源。进而，转移到接收步骤S152，通过DC偏置检测电路45检测第 一、第二 DC偏置电压。进而，转移到接收步骤S153，通过DC偏置判定电路46进行第一、第 二 DC偏置电压和偏置基准值的比较和判定。作为该检测结果，在第一、第二 DC偏置电压比偏置基准值大的情况下(NG)，转移 到接收步骤S154，将来自DC偏置校正电路47的第一、第二消除信号分别提供给第一、第二 合成器19、27来进行DC偏置校正，进而转移到接收步骤S152。另一方面，在第一、第二 DC偏置电压比偏置基准值小的情况下(OK)，不进行DC偏 置校正，返回到接收步骤S152。相对于该一般的校正方法，以下说明本实施方式2中的第一、第二 DC偏置电压的 校正方法。图6是表示本发明的实施方式2中的高频接收装置的第一、第二 DC偏置电压的校 正方法的流程图。在图6中，开始接收时，通过接收步骤S1161，向DC偏置控制环路106供 电。进而，转移到接收步骤S1162，通过DC偏置检测电路45检测第一、第二 DC偏置电压。 进而，转移到接收步骤Sl 163，通过DC偏置判定电路46，进行第一、第二 DC偏置电压和偏置 基准值的比较和判定。作为该检测结果，在第一、第二 DC偏置电压比偏置基准值大的情况下(NG)，转移 到接收步骤S1164，通过DC偏置校正电路47进行DC偏置校正。另外，基于该第一、第二消 除信号的DC偏置校正也可以在合成器19、27中分别进行保持。另一方面，在第一、第二 DC 偏置电压比偏置基准值小的情况下(OK)，不进行DC偏置校正，转移到接收步骤S1165。在 该接收步骤S1165中，通过驱动电路111停止向DC偏置控制环路106的供电。进而，转移到步骤S1166，通过接收品质判定电路109，将接收品质信号与品质判 定基准值进行比较，从而进行判定。例如，在作为接收品质信号而使用BER且该BER比品质 判定基准值小的情况下，即接收品质良好的情况下(0K)，返回到接收步骤S1166并判定接 收品质。另一方面，在作为接收品质信号的BER比品质判定基准值大的情况下，即接收品质 差的情况下(NG1)，返回到接收步骤S1161，反复进行接收步骤S1162以后的步骤。另外，在作为接收品质信号的BER比品质判定基准值明显大的情况下，即接收品 质明显差的情况下(NG2)，返回到接收步骤S1166，反复进行接收品质的判定166。另外，作为接收品质信号，例如可使用C/N、BER(比特误码率)、PER(分组误码率) 等。作为这些接收品质信号，按照C/N、BER、PER的顺序，C/N可在最短时间内检测接收品 质。此外，按照PER、BER、C/N的顺序，PER最需要接收品质的检测时间，但接收品质的检测 精度最好。因此，例如在停止向DC偏置控制环路106供电的情况下，可使用接收品质的判定精度高的PER。由于这样能够高精度地停止，所以能够将接收品质的劣化抑制到最小限 度。另一方面，在向DC偏置控制环路106供电而使其工作的情况下，可使用在接收品质的 检测时间上优先的BER或C/N。这样，在向DC偏置控制环路106供电而使其工作的情况下，需要充分确保接收品 质。例如，在使用了 C/N的情况下，虽然检测精度低但能够在短时间内进行检测，在使用了 PER的情况下，虽然需要时间但能够以高精度进行检测。因此，在由接收品质检测电路108 检测出这三个PER、BER、C/N中的至少一个的接收品质的情况下，向DC偏置控制环路106供 电而使其工作。由此，能够将DC偏置校正动作的延迟而引起的接收品质的劣化抑制到最小 限度。这样，由于能够高精度或最合适地控制向DC偏置控制环路106的供电或停止供 电，所以能够实现耗电量低的高频接收装置141。以上，在通过高频接收装置141接收期望Ch的情况下，若通过接收品质判定电路 109判定的接收品质良好，则能够通过驱动电路111停止向DC偏置控制环路106的供电。 由此，因为能够停止向DC偏置控制环路106的供电，所以能够实现耗电量低的高频接收装 置 201。另外，在接收品质信号比品质判定基准值良好的情况下，停止向DC偏置控制环路 106的来自从驱动电路111的供电，但在此时，也可以向DC偏置检测电路45、DC偏置判定 电路46、DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。此外，在本实施方式2中，在混频器17和低通滤波器21之间插入了合成器19，在 混频器25和低通滤波器29之间插入了合成器27，但也可以将该合成器19设置在低通滤波 器21和输出端子9之间，将合成器27设置在低通滤波器29和输出端子11之间。进而，在接收ISDB-T的数字电视广播的情况下，例如，可接收13数据段中的12数 据段或1数据段。在接收该1数据段时，如在本实施方式中说明的那样，需要校正DC偏置 电压。相对于此，在接收12数据段的情况下，由于在中心位置上存在1数据段，且不需要该 1数据段，所以能够放宽DC偏置电压的允许值。S卩，在DC偏置判定电路46中，相对于接收1数据段时的偏置基准值，能够大幅放 宽接收12数据段时的偏置基准值。或者，在接收12数据段时，能够向DC偏置检测电路45、 DC偏置判定电路46、DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。进而，在接收1数据段的情况下，从1数据段的中心频率偏离1数据段的带宽(约 428. 5KHz)的1/2(约214KHz)以上而设定振荡器33的振荡频率。由此，能够将混频电路 49用作外差式接收，从DC成分偏离1数据段的频带的1/2 (约214KHZ)以上而变换1数据 段的中间频率信号，此时，不会发生DC偏置的问题。因此，在通过混频电路49接收1数据段时，能够停止向DC偏置控制环路106的供 电。此时，也可以向构成DC偏置控制环路106的DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、 DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。另外，在分别接收1数据段和12数据段的情况下，如以上所述那样进行接收，此 外，在集中接收13数据段的情况下，当第一、第二DC偏置电压比偏置基准值小时，能够通过 驱动电路111进行停止向DC偏置校正电路47供电的控制。(实施方式3)
以下，使用
实施方式3中的高频接收装置201。图7是本实施方式3中的高频接收装置201的电路框图。相对于实施方式1的高 频接收装置101，本实施方式的高频接收装置201的解调部202的不同点在于，在形成解调 电路的快速傅里叶变换器(FFT) 205和检波电路207之间设置了用于校正由衰减引起的信 号劣化的波形等效电路部208，进而在该波形等效电路部208和接收品质判定电路210之间 连接衰减检测电路211。此外，也可以在合成器19、27中分别保持第一、第二消除信号，来代 替从DC偏置校正电路47不改变值而连续地向合成器19、27提供消除信号。在图7中，高频接收装置201包括电子调谐器103，其从输入端子3接收高频信 号；解调部202，其输入从该电子调谐器103输出的I、Q信号；以及输出端子213，其输出来 自该解调部202的解调信号。在解调部202中，设置有A/D转换器37、39，分别向这些转换器37、39提供从电 子调谐器103的输出端子9、11分别输出的I、Q信号；FFT205，分别输入从这些A/D转换器 37、39输出的信号，并且对信号进行快速傅里叶变换；波形等效电路209，该FFT205的输出 连接在一个输入209a上，并且对衰减等传输路径中的信号劣化进行校正；检波电路207，其 连接在该波形等效电路209的输出上，并且对信号进行检波；输出端子213，其连接在该检 波电路207的输出上；接收品质检测电路108，其对接收品质进行检测；以及接收品质判定 电路210，其对该接收品质检测电路108的输出连接在一个输入上的接收品质进行判定。而且，在该解调部202中，设置有SP离散导频(scattered pilot) (SP)提取电路 214，被连接到FFT205的输出；比较电路217，其一个输入连接在该SP提取电路214的输出 上；以及基准导频215，其连接在该比较电路217的另一个输入上。该比较电路217的输出 连接在波形等效电路209的另一个输入209b上。另外，由SP提取电路214、基准导频215、 比较电路217、波形等效电路209构成波形等效电路部208。此外，设置有衰减检测电路211，其输入对波形等效电路209的波形等效信号，并 且用于检测衰减频率。该衰减检测电路211的输出连接在接收品质判定电路210的另一个 输入上。该接收品质判定电路210的输出被输入到驱动电路111。该驱动电路111的输出 连接在DC偏置控制环路106的电源输入端子106a上。以下说明这样构成的高频接收装置201中的如下动作检测由移动接收所引起的 衰减频率，判定考虑到由该衰减频率所引起的接收品质劣化的接收信号的品质，并使用该 接收品质的判定信号来控制对DC偏置控制环路106的电源。输入到该高频接收装置201的数字信号是OFDM调制信号，例如在作为日本的数字 广播的ISDB-T的模式3中，由5617个副载波构成一个频道。该OFDM调制信号对5617个副 载波进行相位调制(QPSK)、振幅相位调制(QAM)、或者振幅调制(BPSK)。因此，该OFDM调制 信号可通过进行FFT的信号处理来观测频谱结构。因此，从FFT205的输出输出频谱结构。接着，说明波形等效电路部208的动作。图8A是本发明的实施方式3中的高频接收装置在某一瞬间ta从输入端子3输入 的频谱结构图。图8B是本发明的实施方式3中的高频接收装置在某一瞬间tb从输入端子 3输入的频谱结构图。其中，横轴是频率301，纵轴是振幅303。图8A中的处于频率301a的副载波305a的振幅303a和图8B中的处于相同的频
17率301a的副载波307a的振幅303b的大小不相同。这是因为高频接收装置201移动而产 生了衰减，导致副载波的振幅变动。这在副载波305a、307a以外的副载波中也是相同的。图9是从本发明的实施方式3中的高频接收装置的FFT205输出的、相对于时间 311的符号结构图。在图9中，从该FFT205输出对输入信号的各个调制信号进行了快速傅 里叶变换且对应于时间tl、t2、t3、-、-、_的符号结构S1、S2、S3、-、-。此外，时间tl的符号结构S 1在频率312方向上配置了各数据符号Sll、S12、 S13、-、-。同样地，时间t2的符号结构S2在频率方向上配置了各数据符号S21、S22、 S23、-、-。同样地，时间t3、t4、t5、-、-的符号结构S3、S4、S5、-、-也同样地分别被配置。在这些数据符号Sl、S2、S3-、-、_中，夹着11个数据符号插入一个SP信号。并且， 例如，若数据符号S 13为SP信号，则数据符号S26成为SP信号，而且数据符号S39也成为 SP信号。这样，按照在符号结构中决定的规则发送SP信号。该SP信号在OFDM传输中推测 传输路径，并且能够在接收侧校正相位和振幅。可通过SP提取电路214提取该SP信号。即，通过由比较电路217比较SP信号的 振幅电平和来自基准导频215的基准信号，能够从比较电路217输出波形等效信号。根据 该波形等效信号，在波形等效电路209中能够校正因衰减而引起的副载波的相位和振幅的
信号劣化。接着，使用图9，说明通过输入波形等效信号的衰减检测电路211检测衰减频率的 动作。向衰减检测电路211输入波形等效信号。在图9中，作为波形等效信号，时间tl的数据符号S13、时间t5的载波序号S53、 时间t9的载波序号S93全部具有相同的频率。因此，在衰减检测电路211中，通过按顺序 比较数据符号S13、S53、S93、-、-、-的振幅变化或相位变化，从而能够检测衰减频率。图10是相对于本发明的实施方式3中的高频接收装置的衰减频率的C/N的特性 图。在图10中，该衰减频率随着衰减频率而所需C/N不相同。因此，需要改变用于在接收 品质判定电路210中的判定的品质判定基准值。接着，以下说明与该衰减频率相应地改变接收品质判定电路210的第二基准值的 动作。该所需C/N特性330是对应于衰减频率331 (或者移动速度)的检波之后进行了 维特比译码(Viterbi decoding)的信号的比特误码率为0. 0002时的C/N333。所需C/N 特性330在衰减频率低的低速移动区域335 (移动速度慢)和衰减频率高的高速移动区域 337(移动速度为高速)中，需要较大值的C/N。另一方面，可知在衰减频率为中间的中速移 动区域339 (移动速度为中速)中，与低速移动区域335、高速移动区域337相比，所需C/N 可以是比较小值的C/N。例如，在从衰减频率339a约为20Hz (接收13ch时，移动速度约相当于45km/H)到 衰减频率339b约为60Hz (接收13ch时，移动速度约相当于140km/H)的中速移动区域339 中，所需C/N例如为6dB即稳定。相对于此，在衰减频率339a以下的低速移动区域335中， 随着移动速度变慢，所需C/N变大。此外，在衰减频率339b以上的高速移动区域337中，随 着移动速度变快，所需C/N变大。而且，由于静止状态340中的所需C/N341没有衰减，所以 例如为4dB。
这样，由于按衰减频率而所需C/N不同，所以能够根据该衰减频率，分别设定作为 接收品质判定电路210的品质判定基准值的C/N。在该接收品质判定电路210中，可由根据 衰减频率而设定的C/N来判定接收品质。因此，在基于该判定而没有接收品质的劣化的情 况下，能够通过驱动电路111停止向DC偏置控制环路106供电。图11是表示本发明的实施方式3中的高频接收装置的第一、第二 DC偏置电压的 校正方法的流程图。在图11中，接收步骤S1161 接收步骤S1165及接收步骤S1166与实 施方式2中的接收步骤相同。此外，在本实施方式3中，在实施方式2的接收步骤S1165、 S1166之间追加了接收步骤S1171 S1174。在接收步骤Sl 165之后转移到接收步骤Sl 171。在该接收步骤Sl 171中，通过衰减 检测电路211检测衰减频率。进而，通过该衰减检测电路211进行衰减频率是否为停止状 态340、低速移动区域335、中速移动区域339、高速移动区域337的判定。作为该判定结果，在静止状态340的情况下转移到接收步骤S1172，将品质判定 基准值设定为最小。此外，作为判定结果，在中速移动区域339的情况下转移到接收步骤 S1173，将品质判定基准值设定得较小。此外，作为判定结果，在低速移动区域335或高速移 动区域337的情况下转移到接收步骤S1174，将品质判定基准值设定得较大。另外，由于能 够从外部端子210a输入该品质判定基准值，所以能够根据接收状态而从外部设定为最佳。进而，转移到步骤S1166，通过接收品质判定电路210对接收品质信号和品质判定 基准值进行比较和判定。例如，作为接收品质信号而使用BER且该BER比品质判定基准值 小的情况下，即接收品质良好的情况下(0K)，返回到接收步骤S1166并判定接收品质。另一 方面，在作为接收品质信号的BER比品质判定基准值大的情况下，即接收品质差的情况下 (NG1)，返回到接收步骤S1161，进而反复进行接收步骤S1162以后的步骤。此外，在作为接收品质信号的BER比品质判定基准值明显大的情况下，即接收品 质明显差的情况下(NG2)，返回到接收步骤S1166并进行接收品质的判定1166。另外，作为接收品质信号，例如可使用C/N、BER(比特误码率)、PER(分组误码率) 等。作为这些接收品质信号，按照C/N、BER、PER的顺序，C/N可在最短时间内检测接收品 质。此外，按照PER、BER、C/N的顺序，PER最需要接收品质的检测时间，但接收品质的检测 精度最好。因此，例如，在向DC偏置控制环路106供电而使其工作的情况下，可使用将接收品 质的检测时间优先的BER或C/N。在向DC偏置控制环路106供电而使其工作的情况下，需要充分确保接收品质。例 如，在使用了 C/N的情况下，虽然检测精度低但能够在短时间内进行检测，在使用了 PER的 情况下，虽然需要时间但能够以高精度进行检测。因此，在通过接收品质检测电路108检测 出这三个PER、BER、C/N中的至少一个接收品质的情况下，能够向DC偏置控制环路106供电 而使其工作。由此，能够将DC偏置校正动作的延迟而引起的接收品质的劣化抑制到最小限 度。这样，由于能够高精度或最合适地控制向DC偏置控制环路106的供电或停止供 电，所以能够实现耗电量低的高频接收装置201。另外，在接收品质信号比品质判定基准值良好的情况下，停止向DC偏置控制环路 106的来自驱动电路111供电。但在此时，也可以向DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。以上，由衰减检测电路211根据衰减频率将品质判定基准值最佳化，并根据该品 质判定基准值在接收品质判定电路210中判定接收品质。由此，若接收品质良好，则能够通 过驱动电路111停止向DC偏置控制环路106的供电，所以能够实现耗电量低的高频接收装 置 201。(实施方式4)以下，使用
实施方式4中的高频接收装置401。图12是本实施方式4中的高频接收装置的电路框图。在图12中，相对于在实施 方式3的高频接收装置201中将衰减检测电路211连接在波形等效电路209和接收品质判 定电路109之间的情况，不同点在于在本实施方式4的高频接收装置401的解调部403中， 将衰减检测电路405连接在FFT205和接收品质判定电路210之间。因此，本实施方式4的高频接收装置401的动作除了衰减检测电路405之外，与实 施方式2的高频接收装置201的动作和效果相同。另外，针对在图13中使用的部件，对与 图8相同的部分赋予相同的标号并简化说明。高频接收装置401包括电子调谐器103，其从输入端子3接收高频信号；解调部 403，其输入从该电子调谐器103输出的I、Q信号；以及输出端子213，其输出来自该解调部 403的解调信号。在解调部403中，设置有衰减检测电路405，其输入FFT205的输出信号，并且检 测衰减频率。该衰减检测电路405的输出连接在接收品质判定电路210的另一个输入上。说明这样构成的高频接收装置401的衰减检测电路405的动作。图13A是本发明的实施方式4中的高频接收装置在某一瞬间的输入信号的频谱结 构图。图13B是本发明的实施方式4中的高频接收装置在另一瞬间的输入信号的频谱结构 图。在图13A、13B中，输入到衰减检测电路405的来自FFT205的输出信号被表示为频谱结 构。这样，某一瞬间ta的频谱结构与下一个某一瞬间tb的频谱结构在实时变化。说明利 用该变化来检测衰减频率的方法。例如，在频率1301a中，副载波1305a的振幅1303a成为副载波1307a的振幅 1303b，变得较小。此外，在频率1301b中，副载波1305b的振幅1303c成为副载波1307b的 振幅1303d，变得较大。这样，至少两个副载波在时间上的振幅的变化方向不同，从而能够检测衰减频率。 此外，通过增加进行比较的副载波的数量，能够提高检测衰减频率的精度。如上所述，能够通过衰减检测电路405检测衰减频率，并根据该衰减频率来变更 品质判定基准值，而且基于该变更的品质判定基准值来由接收品质判定电路210判定接收 品质，基于该判定信号向DC偏置控制环路106供电或停止供电。因此，即使是在移动中，也 能够高精度地判定接收品质，并根据该判定结果而没有必要的情况下，停止向DC偏置控制 环路106供电，所以能够实现可低耗电化的高频接收装置。另外，在本实施方式4中，通过检测副载波的振幅变化来检测了衰减频率，但即使 在使用副载波的C/N(载波/噪声)的情况下，也可以进行衰减频率的检测。(实施方式5)以下，使用
本实施方式5中的高频接收装置。
图14是本发明的实施方式5中的高频接收装置501的电路框图。在图14中，对 于与在以往例中示出的图4相同的部分使用相同的标号，并简化其说明。此外，相对于以往 例的电子调谐器5，实施方式5的电子调谐器102的不同点在于在DC偏置判定电路46的输 出46a和DC偏置校正电路47的输入47a之间连接了驱动电路145。由这些DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、驱动电路145、DC偏置校正电路 47构成DC偏置控制环路147。以下，说明这样构成的高频接收装置501的动作。由电子调谐器102接收从天线输 入的高频信号。由该电子调谐器102选出的信号在解调部7中被解调之后从输出端子43输 出。另外，该高频信号例如是已数字调制的数字电视广播，在UHF中可使用约470MHz (CH13) 至约770MHz (CH62)为止的频率。接着，说明电子调谐器102中的动作。输入到输入端子3的高频信号中的干扰信 号被滤波器13抑制。通过放大器15对该滤波器13的输出进行增益控制。将该放大器15 的输出提供给混频电路49。该混频电路49通过混频器17、25、振荡器33以及90度的移相器35，构成直接转换 方式的混频器。通过该混频电路49，从混频器17、25输出相位相差90度的I、Q信号。将这 些I、Q信号输入给低通滤波器21、29。这些低通滤波器21、29的输出被输入到放大器23、 31中。这些放大器23、31的输出经由输出端子9、11分别输出1、0信号。此外，将这些I、 Q信号输入给解调部7。通过设置在该解调部7中的A/D转换器37、39，其分别成为数字信 号。进而，通过解调电路41使其成为解调信号之后从输出端子43输出。但是，在这样使用直接转换方式的混频电路49中，振荡器33的振荡信号会泄露到 混频器17的一个输入或者混频器25的一个输入中。该泄露的振荡信号和从振荡器33输 入的原来的振荡信号在混频器17或25中会进行自我混频，由此从混频器17或混频器25 产生DC偏置电压。或者，在向输入端子3输入较大的干扰信号的情况下，该干扰信号会泄露到混频 器17的一个输入或者混频器25的一个输入中。该泄露的干扰信号和从振荡器33输入的 原来的振荡信号在混频器17或25中会进行自我混频，由此从混频器17或混频器25产生 DC偏置电压。这样，从混频器17、25分别产生第一、第二 DC偏置电压，接收品质会劣化。所以，以下说明通过DC偏置控制环路147来改善这些第一、第二 DC偏置电压的方 法。该DC偏置控制环路147由DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、驱动电路145、DC 偏置校正电路47构成。在该DC偏置检测电路45中，从A/D转换器37、39分别输出的I、Q信号中分别检 测第一、第二 DC偏置电压，并将其提供给DC偏置判定电路46。该DC偏置判定电路46将 检测出的第一、第二 DC偏置电压与基准值进行比较，从而进行判定。另外，能够从外部端子 103a输入该基准值。在检测出的第一、第二 DC偏置电压比基准值大的情况下，根据来自DC偏置判定电 路46的判定信号，驱动电路145向DC偏置校正电路47供电。由此，DC偏置校正电路47 分别向合成器19、27提供用于抵消由DC偏置检测电路45检测出的第一、第二 DC偏置电压 的第一、第二消除信号。通过向这些合成器19、27分别提供第一、第二消除信号，在合成器19,27中分别合成第一、第二 DC偏置电压和第一、第二消除信号，从而抑制第一、第二 DC偏
置电压。在检测出的第一、第二 DC偏置电压比基准值小的情况下，通过输入来自DC偏置判 定电路46的判定信号的驱动电路145，停止向DC偏置校正电路47供电。其中，假设停止 向DC偏置校正电路47供电，但是依然提供向合成器19、27的另一个输入供给的用于抵消 第一、第二 DC偏置电压的第一、第二消除信号。另外，不进行这样的第一、第二消除信号的 提供，而是将第一、第二消除信号分别保持在合成器19、27中也能够获得同样的效果。此外，在DC偏置判定电路46中，可设置存储器104 (未图示)。在该存储器104中 存储基准值。由此，DC偏置判定电路46能够对检测出的第一、第二 DC偏置电压和存储在 存储器104中的基准值进行比较。图15是表示高频接收装置的DC偏置电压的一般的校正方法的流程图。在图15 中，接收开始时，通过接收步骤S151，向DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、DC偏置 校正电路47供电。进而，转移到接收步骤S152，通过DC偏置检测电路45检测第一、第二 DC偏置电压。进而，转移到接收步骤S153，通过DC偏置判定电路46将第一、第二 DC偏置 电压与基准值进行比较，从而进行判定。作为该检测结果，在第一、第二 DC偏置电压比基准值大的情况下(NG)，转移到接 收步骤S154，在DC偏置校正电路47中进行DC偏置校正，之后转移到接收步骤S152。另一 方面，在第一、第二 DC偏置电压比基准值小的情况下(0K)，返回到接收步骤S152。相对于此，以下说明本实施方式5中的第一、第二 DC偏置电压的校正方法。图16是表示本发明的实施方式5中的高频接收装置的第一、第二 DC偏置电压的 校正方法的流程图。在图16中，接收开始时，通过接收步骤S2161，向DC偏置检测电路45、 DC偏置判定电路46供电。进而，转移到接收步骤S2162，通过DC偏置检测电路45检测第 一、第二 DC偏置电压。进而，转移到接收步骤S2163，通过DC偏置判定电路46进行第一、第 二 DC偏置电压与基准值的比较和判定。作为该检测结果，在第一、第二 DC偏置电压比基准值小的情况下(OK)，返回到接 收步骤S2162。另一方面，在第一、第二 DC偏置电压比基准值大的情况下(NG)，转移到接收 步骤S2164，通过驱动电路145向DC偏置校正电路47供电。进而，转移到接收步骤S2165，通过DC偏置校正电路47进行第一、第二 DC偏置电 压的校正。进而，转移到步骤S2166，通过驱动电路145停止向DC偏置校正电路47的供电。 进而，返回到接收步骤S2162。如上所述，使用直接转换方式的混频电路49中，在混频器17、25中会产生第一、第 二 DC偏置电压。根据A/D转换器37、39的输出信号，由DC偏置检测电路45检测该第一、 第二 DC偏置电压。将该检测出的第一、第二 DC偏置电压输入到DC偏置判定电路46中，从而与基准 值进行比较来进行判定。在该检测出的第一、第二 DC偏置电压比基准值小的情况下，DC偏 置判定电路46向驱动电路145提供控制信号。根据该控制信号，驱动电路145停止向DC 偏置校正电路47供电。这样，在DC偏置判定电路46和DC偏置校正电路47之间设置驱动电路145，在第 一、第二 DC偏置电压较小的情况下，通过驱动电路145停止向DC偏置校正电路47供电。因此，能够实现耗电量低的电子调谐器102。另外，在本实施方式5中，在混频器17和低通滤波器21之间插入了合成器19，在 混频器25和低通滤波器29之间插入了合成器27，但也可以将该合成器19设置在低通滤波 器21和输出端子9之间，将合成器27设置在低通滤波器29和输出端子11之间。进而，在接收ISDB-T的数字电视广播的情况下，例如，可接收13数据段中的12数 据段或ι数据段。在接收该ι数据段时，如在本实施方式中说明的那样，需要校正DC偏置 电压。相对于此，在接收12数据段的情况下，由于中心位置上存在1数据段，且不需要该1 数据段，所以能够放宽DC偏置电压的允许值。S卩，在DC偏置判定电路46中，相对于接收1数据段时的基准值，能够大幅放宽接 收12数据段时的基准值。或者，在接收12数据段时，能够向DC偏置检测电路45、DC偏置 判定电路46、DC偏置校正电路47中的至少一个停止供电。进而，在接收1数据段的情况下，从1数据段的中心频率偏离1数据段的带宽(约 428. 5KHz)的1/2(约214KHz)以上而设定振荡器33的振荡频率。由此，能够将混频电路 49用作外差式接收，从DC成分偏离1数据段的频带的1/2 (约214KHZ)以上而变换1数据 段的中间频率信号，此时，不会产生DC偏置的问题。因此，通过混频电路49接收1数据段时，能够停止向DC偏置控制环路147供电。 此时，也可以向构成DC偏置控制环路147的DC偏置检测电路45、DC偏置判定电路46、DC 偏置校正电路47中的至少一个停止供电。另外，在分别接收1数据段和12数据段的情况下，能够如以上那样进行接收，此 外，在集中接收13数据段的情况下，当第一、第二DC偏置电压比基准值小时，能够通过驱动 电路145进行停止向DC偏置校正电路47的供电的控制。(产业上的可利用性)本发明的高频接收装置在用于需要耗电量低的便携用电视接收装置等方面很有 用。
2权利要求
一种高频接收装置，其包括电子调谐器，其接收数字广播信号；和解调部，其对来自所述电子调谐器的输出信号进行解调，在该高频接收装置中，所述电子调谐器包括输入端子，其被输入所述数字广播信号；直接转换方式的第一和第二混频器，向该第一和第二混频器的一个输入提供所述数字广播信号，并且经由移相器向另一个输入提供振荡器的振荡信号，从而使两者输出相位互不相同的输出信号；第一和第二输出端子，分别被提供所述第一和第二混频器的输出；DC偏置控制环路，其检测包含在所述第一和第二混频器的输出信号中的第一和第二DC偏置电压，并分别输出用于分别抵消所述第一和第二DC偏置电压的第一和第二消除信号；第一合成器，其连接在所述第一混频器和所述第一输出端子之间，并且被输入所述第一消除信号；和第二合成器，其连接在所述第二混频器和所述第二输出端子之间，并且被输入所述第二消除信号，所述解调部包括接收品质检测电路，其检测接收信号的品质；接收品质判定电路，其将从所述接收品质检测电路输出的检测信号与第一基准值进行比较，从而进行判定；和驱动电路，其被输入从所述接收品质判定电路输出的判定信号，在所述接收品质判定电路中判定为接收信号的品质良好的情况下，通过所述驱动电路停止向所述DC偏置控制环路供电。
2.根据权利要求1所述的高频接收装置，其中， 所述DC偏置控制环路包括DC偏置检测电路，向该DC偏置检测电路提供从所述第一和第二混频器输出的信号，并 且该DC偏置检测电路分别检测所述第一和第二 DC偏置电压；DC偏置判定电路，其将从所述DC偏置检测电路输出的所述第一和第二 DC偏置电压与 第二基准值进行比较，从而进行判定；和DC偏置校正电路，其基于所述DC偏置判定电路的判定，分别输出用于分别抵消所述第 一和第二 DC偏置电压的第一和第二消除信号。
3.根据权利要求2所述的高频接收装置，其中，在所述驱动电路停止向所述DC偏置控制环路供电的情况下，停止向构成所述DC偏置 控制环路的所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定电路、所述DC偏置校正电路中的至少 一个电路的供电。
4.根据权利要求1所述的高频接收装置，其中，在所述接收品质判定电路中，设置有用于输入所述第一基准值的外部端子。
5.根据权利要求1所述的高频接收装置，其中，作为所述接收品质判定电路的所述第一基准值，使用比特误码率或C/N。
6.根据权利要求1所述的高频接收装置，其中，作为所述接收品质判定电路的所述第一基准值，使用分组误码率。
7.根据权利要求1所述的高频接收装置，其中， 在向所述DC偏置控制环路供电的情况下，作为所述接收品质判定电路的接收品质信号，使用分组误码率、比特误码率、C/N中的 至少一个。
8.根据权利要求2所述的高频接收装置，其中，在停止向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定电路、所述DC偏置校正电路中的至 少一个电路供电的情况下，作为所述接收品质判定电路的接收品质信号，使用分组误码率。
9.根据权利要求2所述的高频接收装置，其中，在所述DC偏置判定电路中对接收信号进行判定的情况下，将接收12数据段时的所述 第二基准值设定得比接收1数据段时的所述第二基准值大。
10.根据权利要求2所述的高频接收装置，其中，接收数字广播信号中的1数据段时，向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定电路、 所述DC偏置校正电路供电，接收数字广播信号中的12数据段时，停止向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定 电路、所述DC偏置校正电路中的至少一个电路供电。
11.根据权利要求2所述的高频接收装置，其中，接收数字广播信号中的1数据段时，所述第一和第二混频器通过按照比所述1数据段 的中心频率偏离所述1数据段的频带的1/2以上的方式设定振荡器的频率，从而所述第一 和第二混频器被用作外差方式，停止向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定电路、所述 DC偏置校正电路中的至少一个电路供电。
12.—种高频接收装置，其包括电子调谐器，其接收数字广播信号；和解调部，其对来 自所述电子调谐器的输出信号进行解调，在该高频接收装置中，所述电子调谐器包括输入端子，其被输入所述数字广播信号；直接转换方式的第一和第二混频器，向该第一和第二混频器的一个输入提供所述数字 广播信号，并且经由移相器向另一个输入提供振荡器的振荡信号，从而使两者输出相位互 不相同的输出信号；第一和第二输出端子，分别被提供所述第一和第二混频器的输出； DC偏置控制环路，其检测包含在所述第一和第二混频器的输出信号中的第一和第二 DC偏置电压，并分别输出用于分别抵消所述第一和第二 DC偏置电压的第一和第二消除信 号；第一合成器，其连接在所述第一混频器和所述第一输出端子之间，并且被输入所述第 一消除信号；和第二合成器，其连接在所述第二混频器和所述第二输出端子之间，并且被输入所述第 二消除信号，所述解调部包括接收品质检测电路，其检测接收信号的品质；第一衰减检测电路，其检测因移动而引起的衰减频率；接收品质判定电路，其被输入来自所述接收品质检测电路的接收品质信号和来自所述 第一衰减检测电路的衰减频率；和驱动电路，其被输入从所述接收品质判定电路输出的接收品质判定信号，并且向所述 DC偏置控制环路供电或者停止供电，根据来自所述第一衰减检测电路的衰减频率来设定所述接收品质判定电路的品质判 定基准值，并在所述接收品质判定电路判定为接收信号的品质良好的情况下，通过所述驱 动电路停止向所述DC偏置控制环路供电。
13.根据权利要求12所述的高频接收装置，其中， 所述解调部包括A/D转换器，其将从输入端子输入的模拟信号转换为数字信号； 快速傅里叶变换器，其对输入信号进行快速傅里叶变换； 波形等效电路，其将信号波形复原为原来的信号；SP提取电路，其连接了对信号进行检波的检波电路，且被输入所述快速傅里叶变换器 的输出，并且提取离散导频信号；和比较电路，其在一个输入上连接来自所述SP提取电路的SP信号，在另一个输入上连接 基准导频信号，将通过对从所述比较电路输出的所述SP信号与所述基准导频信号进行比较而获得的 波形等效信号连接在所述波形等效电路的另一个输入上， 将所述波形等效信号输入给所述第一衰减检测电路。
14.根据权利要求13所述的高频接收装置，其中，设置第二衰减检测电路来代替第一衰减检测电路，该第二衰减检测电路被输入所述快 速傅里叶变换器的输出信号，且根据至少两个副载波随时间的振幅变化来检测衰减频率，在所述第二衰减检测电路的输入中，输入所述快速傅里叶变换器的输出信号来代替输 入给所述波形等效电路的波形等效信号。
15.根据权利要求14所述的高频接收装置，其中，设置第三衰减检测电路来代替所述第二衰减检测电路，该第三衰减检测电路被输入所 述快速傅里叶变换器的输出信号，且根据至少两个副载波随时间的C/N变化来检测衰减频率。
16.根据权利要求12所述的高频接收装置，其中， 所述DC偏置控制环路包括DC偏置检测电路，向该DC偏置检测电路提供从所述第一和第二混频器输出的信号，并 且该DC偏置检测电路分别检测所述第一和第二 DC偏置电压；DC偏置判定电路，其将从所述DC偏置检测电路输出的所述第一和第二 DC偏置电压与 偏置基准值进行比较，从而进行判定；和DC偏置校正电路，其基于所述DC偏置判定电路的判定，分别输出用于分别抵消所述第 一和第二 DC偏置电压的第一和第二消除信号。
17.根据权利要求16所述的高频接收装置，其中，在所述驱动电路停止向所述DC偏置控制环路供电的情况下，停止向构成所述DC偏置控制环路的所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定电路、所述DC偏置校正电路中的至少 一个电路供电。
18.根据权利要求12所述的高频接收装置，其中，在所述接收品质判定电路中，设置有用于输入所述品质判定基准值的外部端子。
19.根据权利要求12所述的高频接收装置，其中，在向所述DC偏置控制环路供电的情况下，使用分组误码率、比特误码率、C/N中的至少 一个来作为所述接收品质判定电路的所述接收品质信号。
20.根据权利要求16所述的高频接收装置，其中，在停止向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定电路、所述DC偏置校正电路中的至 少一个电路供电的情况下，使用分组误码率来作为所述接收品质判定电路的所述接收品质信号。
21.一种电子调谐器，包括 输入端子；直接转换方式的第一和第二混频器，向该第一和第二混频器的一个输入提供来自所述 输入端子的数字广播信号，并且经由移相器向另一个输入提供本地振荡器的振荡信号，从 而使两者输出相位互不相同的输出信号；第一和第二输出端子，分别被提供所述第一和第二混频器的输出； DC偏置检测电路，向该DC偏置检测电路提供从所述第一和第二混频器输出的信号，并 且该DC偏置检测电路检测DC偏置电压；DC偏置判定电路，其将从所述DC偏置检测电路输出的所述第一和第二 DC偏置电压与 基准值进行比较，从而进行判定；DC偏置校正电路，其基于所述DC偏置判定电路的判定，分别输出用于分别抵消所述第 一和第二 DC偏置电压的第一和第二消除信号。第一合成器，其连接在所述第一混频器和所述第一输出端子之间，且被输入所述第一 消除信号；和第二合成器，其连接在所述第二混频器和所述第二输出端子之间，且被输入所述第二 消除信号，并且，所述电子调谐器还包括驱动电路，其被输入从所述DC偏置判定电路输出的第一判定信号，从所述驱动电路输出的第一驱动电压被连接在所述DC偏置校正电路上， 在所述DC偏置判定电路中，在所述第一和第二 DC偏置电压比所述基准值小的情况下， 通过所述驱动电路停止向所述DC偏置校正电路的供电。
22.根据权利要求21所述的电子调谐器，其中，在所述DC偏置判定电路中，设置有用于输入基准值的第一外部端子。
23.根据权利要求22所述的电子调谐器，其中，接收数字广播信号中的12数据段时，将所述基准值设定得比接收1数据段时的基准值大。
24.根据权利要求21所述的电子调谐器，其中，接收数字广播信号中的1数据段时，向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定电路、所述DC偏置校正电路供电，接收数字广播信号中的12数据段时，停止向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定 电路、所述DC偏置校正电路中的至少一个电路供电。
25.根据权利要求21所述的电子调谐器，其中，接收数字广播信号中的1数据段的情况下，所述第一和第二混频器通过按照比所述1 数据段的中心频率偏离所述1数据段的频带的1/2以上的方式设置本地振荡器的频率，从 而将所述第一和第二混频器用作外差方式，停止向所述DC偏置检测电路、所述DC偏置判定 电路、所述DC偏置校正电路中的至少一个电路供电。
26.—种高频接收装置，其在权利要求21所述的电子调谐器的第一和第二输出端子上 连接解调部，在该高频接收装置中，所述解调部包括第一和第二A/D转换器，向该第一和第二A/D转换器提供来自所述第 一和第二输出端子的信号，且两者将模拟信号分别转换为数字信号，将从所述第一和第二 A/D转换器输出的信号分别连接在所述DC偏置检测电路上。全文摘要
本发明提供一种高频接收装置，在解调部(105)中，设置有接收品质判定电路(109)，其将接收信号的品质与第一基准值进行比较，从而进行判定，并且输出判定信号；和驱动电路(111)，其被输入判定信号，在接收品质判定电路(109)中判定为接收信号的品质良好的情况下，通过驱动电路(111)停止向DC偏置控制环路(106)供电，从而降低耗电量。
文档编号H04J11/00GK101911513SQ200880122818
公开日2010年12月8日 申请日期2008年12月24日 优先权日2007年12月26日
发明者尾关浩明, 梅田隆司, 藤岛明 申请人:松下电器产业株式会社