专利名称：解调参考信号的生成方法及装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种在蜂窝移动通信系统中使用的解调参考信号，特别涉及一种在多 载波系统中使用的相干解调参考信号生成方法以及相应的信道估计方法。
背景技术：
多载波系统例如正交频分复用(OFDM)系统，是第三代(3G)之后的无线通信系统 中的主流多载波技术。在OFDM系统中，数据通常以调制符号的形式调制在OFDM频域的子 载波上，然后通过快速逆傅立叶变换(IFFT)变换成时域采样点，形成基带的发射信号。信 号通过射频(RF)发射出去后，电磁波经过空口的无线信道后到达接收机。接收机的目标就 是如何正确地对发送信号进行解调。虽然差分解调与盲检测不需要额外的开销，但是目前主流的解调方式是仍是通过 在OFDM所在的时频单元上插入已知的数据(导频参考信号(RS))来实现对无线信道的估 计，从而实现有效解调。因此，如何能以最小的开销来实现调制符号的解调是RS设计的关 键。从系统的角度来讲，更高的导频密度能够提高信道估计的精度，信道估计得越准确，解 调时的性能损失就越少，因此能支持的传信率就越高，反之则越低。但另一个方面，更高的 导频密度同时会增加系统的开销，增加开销意味着系统总的可用资源数的减少，从而会减 少了系统的容量。因此RS设计的第一个关键点就是如何有效地平衡好它的开销，以使系统的容量 达到最大化。确定了参考信号的开销后，另一个关键点就是导频的具体图样。导频图样的形状、 位置等会在一定程度上影响到信道估计的性能。目前，新一代宽带无线通信系统，如以第三 代伙伴项目标准化的(3GPP)长期演进(LTE)系统，以及以电气和电子工程师协会(IEEE) 标准化的802. 16(802. 16d/e/m)系统为代表，都是使用的在时频单元上间插导频符号的方 式来实现的。其不同在于，不同系统采样率不一样，不同系统时频单元大小不一样，导频图 样在时、频域上的间隔也不一样。从单个小区的通信系统的情景来看，以上系统(LTE，IEEE802. 16)由于导频都是 在时频单元上正交的，因此在可接受的开销下，从点到点链路参考信号的解调性能来看，它 们都是满足性能需求的。然而，目前大范围商用的无线通信系统都是蜂窝结构的。蜂窝结 构的特点是可以实现空间上的频率复用。如第二代的全球移动通信系统(GSM)，就可以通过 空间距离上的隔离来实现4色、7色等多频点频率复用。第二代频分复用的蜂窝网络在以话 音为主的时代来讲是足够的。然而在以数字多媒体为主要需求的时代，在频谱资源越来越 稀有的情况下，简单的多频点频率复用已经远远不能满足市场对通信业务的需求。多小区 同频组网，甚至是全网络同频组网的要求越来越高。目前IMT-A正在征集的无线通信系统方案(4G或3.9G)至少采用的评估系统模型 是19个站点，每个站点有3个小区(总共57个小区)，每个小区有多个天线或多个不同的 发送数据层。IMT-A的系统中，所有的小区往往在同一个时频资源上发送不同的用户数据和信号。这样在多小区、多天线条件下，系统必然会受到强干扰。在强干扰的多小区系统模型 下，简单的时频正交的参考信号的设计方案将不再是最优的了。如果仍将单个小区的时频 正交的方案扩展到多小区，一种自然的选择是将相邻小区的参考信号相互错开，然后将小 邻小区的与RS在同一个时频资源上的数据凿掉。如LTE系统中，同一站址下的3个小区， 每个小区为4根发射天线时，由于RS与数据符号的时频资源错开带来的开销是42. 86%，当 再要增加小区时开销会更大。因此按时频移位凿掉的方法，系统开销将是不可接受的，几乎 没有多少资源可以分给每个小区中的用户使用。因此，在多小区条件下，如何在可控的系统开销下，来实现网络中不同小区中参考 信号和不同天线间的复用，且保证足够的信道估计质量，成了新一代蜂窝无线通信系统中 的重要挑战。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种能够有效支持多小区下用于相干解调使用的码 分复用(CDM)的参考信号生成方法，以解决支持多小区、多天线高频谱效率下的同频组网 的通信要求。根据第一方面，本发明的参考信号生成方法包括根据应用场景，把导频符号放置 在多载波时频二维结构适当位置中，以形成至少四种参考信号图样之一。根据第二方面，本发明的参考信号的生成方法包括以下步骤在导频符号数与符号位置单元中选择导频符号数目与导频符号在子帧中的位 置；在导频符号频域间隔数单元中选择导频符号频域间隔数；在导频符号子载波间隔单元中选择导频符号的子载波间隔；输入长度为πΝκβ的序列作为导频符号；以及导频图样映射单元依据所选择的导频符号数目与导频符号在子帧中的位置、导频 符号频域间隔数以及导频符号的子载波间隔，将所述导频符号映射成导频图样。其中所述长度为πΝκβ的序列可以通过以下步骤形成；序列生成器生成长度为πΝκβ的序列集；序列选择器从所述序列生成器生成的序列集中选择一个序列；相位旋转器对所选择的序列进行频域线性相移；以及序列加扰器将相移后的序列进行频域加扰，从而形成用作导频符号的加扰序列。其中，所述子帧是信号传输的基本单位，每个子帧包括2个等长的时隙，并且具有 以下结构每个时隙是由时间长为Msym的符号数和频域长为πΝκβ的子载波组成的长方形时频 单元，一共包括Msym · ηΝΕΒ个子载波；HNeb表示一次分配给特定用户在频域上的资源块大小，其中的Nkb是频域数据资源 块占用的最小长度。其中，所述导频图样可以是长度为IINeb的导频符号按相同方式被连续放置在每 个所述时隙中任意符号位置上。其中，所述导频图样可以是长度为IINeb的导频符号按相同方式被不连续地放置
5在每个时隙上，其中所述长度为πΝκβ的导频符号在频域上等子载波间隔地被间插放置，在 时间上符号间隔地被放置。其中，所述导频图样可以是两个长度为IINeb的导频符号被连续地分别放置在一 个子帧前后两个时隙邻接的符号位置上；或者整个子帧上有一个或多个在两个邻接符号位 置上被连续放置的两个长度为ηΝΚΒ的导频符号。其中，所述导频图样可以是两个长度为IINeb的导频符号被连续地分别放置在一 个子帧前后两个时隙邻接的符号位置上，且导频符号的子载波间隔是数据子载波的小数 倍；或者，整个子帧上有一个或多个在两个邻接符号位置上被连续放置的两个长度为ηΝΚΒ 的导频符号，且所述导频符号的子载波间隔是数据子载波的小数倍。
2.π.N其中，所述相位旋转器通过对所选择的序列进行旋转角为《 = !的旋转来实 现所述频域线性相移；以及所述序列加扰器通过用一个加扰序列乘以所述相位旋转器输出的已旋转序列，得 到所述用作导频符号的加扰序列。其中，给网络中不同站点分配不同的长度为IINeb的序列，包括以下分配步骤；当参考信号的长度足够时，给同一个站点下的不同的小区(包括小区内的不同天 线或不同层)分配同一个序列的不同循环移位；当参考信号的长度不够时，给同一个站点下的不同的小区(包括小区内的不同天 线或不同层)先分配同一个序列的不同循环移位，然后再分配不同序列及其循环移位；网络中的相同时频资源分配相同的加扰序列，不同时频资源分配不同的加扰序 列；相隔一定距离(如4倍的小区半径)的小区可以分配相同的序列。根据第三方面，本发明还提供了一种利用上述方法生成的参考信号进行多小区下 的信道估计方法，包括以下步骤利用宽带信号采样点存储器单元得到来自天线的采样点信号；利用同步单元完成所述采样点信号与接收信号的时频同步；禾Ij用去CP(循环前缀)单元从同步后的采样点中去掉CP ；利用FFT单元将时域采样点信号变换成频域子载波；利用取参考RS符号上的参考信号单元从参考信号RS所在的符号位置取出相应频 域位置的参考；利用去扰单元从接收到的RS信号中去掉所述扰码序列；利用IDFT单元将去扰后的RS信号变换到时域；利用时域信道估计单元将经过IDFT单元后的时域信号做时域信道估计；利用DFT单元将时域估计出来的冲击响应变换到频域；利用频域滤波单元将频域信道响应在频域做滤波；利用时域方向信道插值单元对频域响应做进一步的滤波以及对无参考信号的位 置进行插值，得到整个子帧上所有子载波的响应，进而实现信道估计。本发明不仅适合于单个小区，更适应于多个小区下的解调参考信号的实现。另一方面，利用本发明的信道估计方法，可以对频域响应做进一步的滤波以及对无参考信号的位置进行插值，得到整个子帧的所有子载波上的频域响应。然后对取出来的 非导频处的数据进行均衡，得到解调后的数据，完成整个信道估计与均衡的过程。下面结合附图对本发明进行详细说明。
图1为适用于本发明的一种基于时频单元的时隙结构和子帧结构；图2a为在频域上连续放置的一种参考信号的示意图；图2b为在频域上间插放置的一种参考信号的示意图；图2c为在频域上连续相邻放置的一种参考信号子载波间隔等于数据子载波间隔 的示意图；图2d为在频域上连续相邻放置的一种参考信号子载波间隔等于数据子载波间隔 一半的示意图；图3a为一种多小区下较短参考信号的分配方法；图3b为一种多小区下短参考信号的分配方法；图3c为一种多小区下较长参考信号的分配方法；图4a是可以用来实现图2a至图2d所示导频图样的导频图案映射装置图；图4b是可以用来实现图2a至图2d所示导频图样的多小区导频图案映射装置图；图5为一种多小区下信道估计的实施装置。
具体实施例方式本发明通过生成一种参考信号(或解调参考信号)，来适应上述现有技术中的问 题。在以下说明中，术语参考信号、解调参考信号、导频信号具有相同的概念。图1显示了一种适于本发明参考信号的信号传输基本单位，是一种通用二维时频 单元的时隙与子帧结构。每个时隙(slot)在时间上占用等长的Msym个符号，在频域上占用 IiNffl个子载波。RB是(长度为Nkb)是系统在频域方向上分配资源的基本单位，slot是系统 在时域方向上分配资源的基本单位。本发明的基本方法是，根据应用场景，把导频符号放置在多载波时频二维结构适 当位置上，从而形成图2a至图2d所示的四种参考信号图样(S卩，具有导频图样的子帧)之
ο图4a显示了一种能够生成图2a至图2d所示的四种参考信号图样任一个的导频 图样映射装置，利用该装置生成参考信号方法包括以下步骤在导频符号数与符号位置单元406中选择导频符号数目与导频符号在子帧中的 位置；在导频符号频域间隔数单元407中选择导频符号频域间隔数；在导频符号子载波间隔单元408中选择导频符号的子载波间隔；输入长度为πΝκβ的序列作为导频符号；以及导频图样映射单元409依据所选择的导频符号数目与导频符号在子帧中的位置、 导频符号频域间隔数以及导频符号的子载波间隔，将所述导频符号映射成导频图样。导频图样映射单元409可以是执行映射程序的处理器，它按照单元406、单元407和单元408输入的有关导频符号数量、在子帧中的位置、频域间隔数、子载波间隔的参数执 行映射。也就是，按照这些参数把导频符号放置在子帧的频域(即，子载波)和时域(即时 隙及时隙的符号)的相应位置上，从而形成导频图样。该导频图样与通信数据被分别放置 在子帧的不同时域和频域上。子帧映射单元411将映射单元409提供的导频图样和由单元410提供的插入到非 导频子载波上的数据映射成具有导频图样的子帧。图4b显示了一种可以用来实现图2a至图2d所示导频图样的多小区导频图案映 射装置，它与图4a所示装置的区别仅仅在于增加了适应多小区多天线序列分配需要的长 度为nNKB的序列(即导频符号或序列)的控制、选择部件。如图4b所示，长度为ΠΝκβ的序列可以通过以下步骤形成；序列生成器402生成长度为πΝκβ的序列集；序列选择器403从所述序列生成器402生成的序列集中选择一个序列；相位旋转器404对所选择的序列进行频域线性相移；以及序列加扰器405将相移后的序列进行频域加扰，从而形成用作导频符号的加扰序 列。参照图1，所述子帧是信号传输的基本单位，其每个子帧包括2个等长的时隙，并 且具有以下结构每个时隙是由时间长为Msym的符号数和频域长为πΝκβ的子载波组成的长方形时频 单元，一共包括Msym · ηΝΕΒ个子载波；HNeb表示一次分配给特定用户在频域上的资源块大小，其中的Nkb是频域数据资源 块占用的最小长度。参见图2a，所述导频图样可以是长度为ΠΝκβ的导频符号按相同方式被连续放置 在每个所述时隙中任意符号位置上。参见图2b，所述导频图样可以是长度为ΠΝκβ的导频符号按相同方式被不连续地 放置在每个时隙上，其中所述长度为πΝκβ的导频符号在频域上等子载波间隔地被间插放 置，在时间上符号间隔地被放置。参见图2c，所述导频图样可以是两个长度为ΠΝκβ的导频符号被连续地分别放置 在一个子帧前后两个时隙邻接的符号位置上；或者，整个子帧上有一个或多个在两个邻接 符号位置上被连续放置的两个长度为πΝκβ的导频符号。参见图2d，所述导频图样可以是两个长度为πΝκβ的导频符号被连续地分别放置 在一个子帧前后两个时隙邻接的符号位置上，且导频符号的子载波间隔是数据子载波的小 数倍；作为选择，整个子帧上可以有一个或多个在两个邻接符号位置上被连续放置的两个 长度为πΝκβ的导频符号，且所述导频符号的子载波间隔是数据子载波的小数倍。
2.π.N图4b所示的相位旋转器404通过对所选择的序列进行旋转角为《的旋转
来实现所述频域线性相移。此外，序列加扰器405通过用一个加扰序列乘以所述相位旋转 器404输出的已旋转序列，得到所述用作导频符号的加扰序列。对于网络中不同站点，可以分配不同的长度为πΝκβ的序列，相位旋转器404通过对 选择的序列进行频域线性相移，可以实现不同序列的分配。序列分配方法如下
当参考信号的长度足够时，给同一个站点下的不同的小区(包括小区内的不同天 线或不同层)分配同一个序列的不同循环移位；当参考信号的长度不够时，给同一个站点下的不同的小区(包括小区内的不同天 线或不同层)先分配同一个序列的不同循环移位，然后再分配不同序列及其循环移位；网络中的相同时频资源分配相同的加扰序列，不同时频资源分配不同的加扰序 列；相隔一定距离(如4倍的小区半径)的小区可以分配相同的序列。另外，本发明还提供了一种利用按上述方法生成的参考信号进行多小区下的信道 估计方法，其中图5显示了可以实现这种方法的一种装置。下面结合图5说明实现信道估计的具体步骤。利用宽带信号采样点存储器单元500得到来自天线的采样点信号；利用同步单元501完成所述采样点信号与接收信号的时频同步；禾Ij用去CP(循环前缀)单元502从同步后的采样点中去掉CP ；利用FFT单元503将时域采样点信号变换成频域子载波；利用取参考RS符号上的参考信号单元504从参考信号RS所在的符号位置取出相 应频域位置的参考；利用去扰单元505从接收到的RS信号中去掉所述扰码序列；利用IDFT单元506将去扰后的RS信号变换到时域；利用时域信道估计单元507将经过IDFT单元后的时域信号做时域信道估计；利用DFT单元508将时域估计出来的冲击响应变换到频域；利用频域滤波单元509将频域信道响应在频域做滤波；利用时域方向信道插值单元510对频域响应做进一步的滤波以及对无参考信号 的位置进行插值，得到整个子帧上所有子载波的响应，进而实现信道估计。下面以3GPP的长期演进计划(LTE)的系统参考为例来进一步说明本发明的实施 过程。在LTE系统中，每个subframe有2个slot，每个slot为7个符号且每个slot占 有的时间长度为0. 5ms，每个RB的长度为12个子载波，子载波间隔为15kHz，系统为用户一 次分配的带宽是12个子载波的整数倍。多小区的结构则按高级国际移动电信(IMT-A)所 给的19个站点，57个小区的结构为多小区的拓扑结构。图2a为一种RS的导频图样示例，图中给出的频域上子载波数为1个Nkb，这里只是 作为一种图示的示例，在实际分配中可以一次分配多个RBOiNeb)。这种分配的特点是，时域 方向在每个slot上，RS在slot的最中间的符号上，频域上RS信号在子载波上连续放置。 一个subframe上相邻2个slot上RS信号可以相同，也可以不同。这种类型的导频图样适 用于频域上RB长度适中，用户车速为较高速及其以下的情形。图2b为第二种RS的导频图样示例，图中的时频结构与图2a类似，所不同的是RS 信号在时、频上的间隔不一样。在图2中，给出的是在每个slot上，以离slot两侧等间隔 符号上的各放置一个参考信号，参考信号在频域上等间隔的放置，之间的间隔为1。在实际 的方案中，间隔4可以为1，也可以为2，3等其它的值。在每个RS所在的符号上，RS对应 的序列长度为资源块的长度除以间隔数，即nNKB/df。同样的，在各个RS符号处，参考信号可以相同，也可以不同。进一步地，在时隙上的RS符号数可以为2，也可以为其它的值。一 种通常的取法为RS符号数等于RS在频域上的间隔数长度df。这种类型的导频图样适用于 频域上RB长度适较长，用户车速为高速的情形。图2c为第三种RS的导频图样，第三种类型的RS在频域上连续放置，在时间上在 subframe的最中间的两个符号上相邻放置。这种RS导频图样也第一种相似，其不同是第 一种类型的导频图样的序列长度为nNKB，而第三种导频图样RS的长度为21^吣另外，从位 置上看，第三种是放在subframe的最中间，而第一种是放在每个slot的最中间。另外，第 三种导频图样为一个完整连续的序列，只是将序列的前半部分与后半部分分别放在了相邻 的两个符号上。这种类型的导频图样适用于较低速的大范围组网条件。此时，能够有效地 支持以单个RB为单位的数据资源块的分配。图2d为第四RS的导频图样，与第三种类型在时间位置上类似。只是第三种导频 图案的子载波间隔与数据部分的子载波间隔相同(如都是15kHz)，整个RS信号为一个完 整的序列分别放在前后相邻的两个符号上。而第四种的子载波间隔为数据子载波间隔的一 半，总共占用二个数据子载波的OFDM符号(此时为一个RS子载波符号)。此时RS大符号 的循环前缀(CP)的长度也是普通数据子载波CP长度的两倍。这种类型的RS结构，同样适 合于中低速下的多小区同频组网条件下的工作，能够有效地支持大的时延扩展的复杂多小 区环境。有了图2中的各种不同类型的导频图样后，可以将CDM的序列放置在RS部分所在 的符号上。对于上行发射而言，由于用户(UE)通常只占用系统的一部分的带宽，因此在上 行发射的时候分配CDM的序列不会带来高PAPR的问题。而在下行的基站，则系统有可能同 时发送全带宽的信号，当RS的长度较短时，则有可能出现相同的参考序列共用的情况，此 时基站的发射信号会出现高PAPR的问题。本发明进一步公开了一种频域加扰的方法来解 决这个问题。选定了特定RS的导频模式之后，放在导频子载波上的CDM RS加扰信号的生 程步骤如下0按得到频域的RS序列^ (众)=. Q^c~, 0彡k彡nNsc_l，这里rs (k)
为CDM原始序列，Nzcz为分配给天线(层)i上的零区大小； 对天线i上的序列在频域进行加扰，得到加扰后的序列rs(2 (k) = rs(0 (k) ■ scr(k), 0<k< nNsc — 1 ； scr(k)是加扰序列，可以选择某种伪随机序列，如m序列、Gold序列等；ο加扰时同一个天线上的同一个RS符号上的不同资源块上使用不同的序列来加 扰，不同小区相同位置的时频资源用同一个序列来加扰。图3为在19个站点，57个小区下参考信号的分配方法。图3 (a)为参考信号较短 的时频资源位置的分配图，此时假设有36个不同的序列(包含不同的循环移位)。比如， 假设一个RB，如长为12的序列，假设此时共有12个不同的序列，每个序列用循环移位可以 得到3个不同的循环移位序列(Nz。z = 4)，此时总共可看作有36个不同的序列。则可以按 图3 (a)的方式来进行多小区的分配。图3 (a)中假设每个小区中有4流(或四个不同的天 线)。每个字母及其角标(如A1)代表了 36个中的不同的四个序列。36个不同的序列，可 以按图3(a)所示的结构实现全网络的分配。当网络中的小区数大于57时，可以按图中的结构嵌套地扩展。图3b与图3a类似，只是此时包括不同的循环移位，假设共有48个不同的序列。同 样的，当网络中的小区数大于57时，可以按图3b中的结构进行嵌套地扩展。此时也适用于 资源块在频域上占用的RB数较少的情形。图3c适合于用了导频图案3或4，或者频域上的资源块长度较长(如4个RB，长 为48及其以上长度)时的情形。此时系统至少能提供19个以上的不同的参考序列，19个 站点都可以分配不同的序列，每个站点下的3个小区可以分配不同序列的循环移位(如每 个小区4个天线或4层时，分配Nzcz = 4)，此时同一个站点下的不同小区正好都可以做到正 交，不同站点下的不同小区可以做到低的相关性。图4b为一种多小区导频图样映射装置图。400小区标识号(ID)单元，小区根据 它的ID号以及它下面的天线端口或层的编号401，来选择序列。序列生成器402生成长度 为nNKB的序列集。序列集为具有好的低、零相关特性，同时将序列变换到时域后，得到的时 域序列仍然具有好的低、零相关特性，如GCL序列，Chu序列，Milewski序列，Luke序列等。 序列生成器402的输出在401的控制下在403中进行序列选择。403序列选择器中，序列 选择的方式为同一个站址下的不同小区中的不同天线(层)尽可能地选同一个序列的循环 移位，不同站址下的小区内的不同天线(层)选择序列集中的其它序列。序列的循环移位 对应同一个序列在频域做线性相移的大小，大小为Nz。z的整数倍。在403为各个天线(层) 选好序列后，将序列在404相位旋转器中做频域的线性相移。405将相移后的序列在频域上 加扰。线性相移和加扰的方法见图2对应的说明。然后在406中选定导频符号的数目与导 频符号在subframe中的位置，在407中选择导频符号频域间隔数，间隔数可以为0，1，2等， 在408中选定导频符号的子载波间隔，在406 408的控制下，将405加扰后的序列在409 中映射成相应的导频图样。并输出设计好的导频图样，然后再在410中将数据映射到非导 频的子载位置上，数据与导频合在一起在411中映射成一个完整的子帧。图5为本发明公开的一种多小区下信道估计装置。接收机先从当前天线口得到输 入到基带宽带信号采样点存储器500中的采样点数据，然同步单元501中实现时频同步。将 同步后的数据在去CP单元502中去掉CP。将去掉CP后的数据在503的FFT变换单元中 将接收到的采样点的数据变换到频域中。504单元中取出RS符号上对应的子载波IiNs^然 后将取出的RS符号在505单元中实现去扰，去扰的方法与加扰的过程相反，即用本地存储 的加扰信号与接收到的RS部分的信号在对应相乘，以去除加扰的扰码。然后将去扰之后的 RS信号做πΝκβ点的通过IDFT单元506变换到时域。在时域的信道估计单元507做最小方 差(LS)估计，得到时域RS所在的子带上的信道冲击响应。将时域信道冲击响应再通过DFT 单元508得到频域的信道响应，然后再在509频域滤波单元中实现频域滤波。频域滤波的 方法为最小均方误差(MMSE)或线性最小均方误差准则(LMMSE)滤波。在滤波后再在时域 方向上对其它符号处的频域响应进行插值。以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。
权利要求
一种参考信号生成方法，包括根据应用场景，把导频符号放置在多载波时频二维结构的适当位置上，以形成至少四种参考信号图样之一。
2.—种参考信号的生成方法，包括以下步骤在导频符号数与符号位置单元(406)中选择导频符号数目与导频符号在子帧中的位置；在导频符号频域间隔数单元(407)中选择导频符号频域间隔数； 在导频符号子载波间隔单元(408)中选择导频符号的子载波间隔； 输入长度为HNeb的序列作为导频符号；以及导频图样映射单元(409)依据所选择的导频符号数目与导频符号在子帧中的位置、导 频符号频域间隔数以及导频符号的子载波间隔，将所述导频符号映射成导频图样。
3.根据权利要求2所述的方法，其中所述长度为πΝκβ的序列可以通过以下步骤形成； 序列生成器(402)生成长度为IINeb的序列集；序列选择器(403)从所述序列生成器(402)生成的序列集中选择一个序列； 相位旋转器(404)对所选择的序列进行频域线性相移；以及序列加扰器(405)将相移后的序列进行频域加扰，从而形成用作导频符号的加扰序列。
4.根据权利要求2或3所述的方法，其中所述子帧是信号传输的基本单位，每个子帧包 括2个等长的时隙，并具有以下结构每个时隙是由时间长为Msym的符号数和频域长为IlNffl的子载波组成的长方形时频单 元，一共包括Msym · ηΝΕΒ个子载波；πΝκβ表示一次分配给特定用户在频域上的资源块大小，其中的Neb是频域数据资源块占 用的最小长度。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述导频图样为长度为的导频符号按相同方式被连续放置在每个所述时隙中任意符号位置上。
6.根据权利要求4所述的方法，其中所述导频图样为长度为IINebW导频符号按相同方式被不连续地放置在每个时隙上，其中所述长度为 IlNffl的导频符号在频域上等子载波间隔地被间插放置，在时间上按符号间隔地被放置。
7.根据权利要求4所述的方法，其中所述导频图样为两个长度为πΝκβ的导频符号被连续地分别放置在一个子帧前后两个时隙邻接的符号 位置上；或者整个所述子帧上有一个或多个在两个邻接符号位置上被连续放置的两个长度为ηΝΚΒ 的导频符号。
8.根据权利要求4所述的方法，其中所述导频图样为两个长度为πΝκβ的导频符号被连续地分别放置在一个子帧前后两个时隙邻接的符号 位置上，且所述导频符号的子载波间隔是数据子载波的小数倍；或者所述整个子帧上有一个或多个在两个邻接符号位置上被连续放置的两个长度为ηΝΚΒ 的导频符号，且所述导频符号的子载波间隔是数据子载波的小数倍。
9.根据权利要求3所述的方法，其中2所述相位旋转器(404)通过对所选择的序列进行旋转角为“ =的旋转来实现所niy RB述频域线性相移；以及所述序列加扰器(405)通过用一个加扰序列乘以所述相位旋转器(404)输出的已旋转 序列，得到所述用作导频符号的加扰序列。
10.根据权利要求3所述的方法，其中给网络中不同站点分配不同的长度为IINeb的序 列，包括以下分配步骤；当参考信号的长度足够时，给同一个站点下的不同的小区(包括小区内的不同天线或 不同层)分配同一个序列的不同循环移位；当参考信号的长度不够时，给同一个站点下的不同的小区(包括小区内的不同天线或 不同层)先分配同一个序列的不同循环移位，然后再分配不同序列及其循环移位； 网络中的相同时频资源分配相同的加扰序列，不同时频资源分配不同的加扰序列； 相隔一定距离(如4倍的小区半径)的小区可以分配相同的序列。
11.一种利用权利要求1所述的方法生成的参考信号进行多小区下的信道估计方法， 包括以下步骤利用宽带信号采样点存储器单元(500)得到来自天线的采样点信号； 利用同步单元(501)完成所述采样点信号与接收信号的时频同步； 利用去CP(循环前缀)单元(502)从同步后的采样点中去掉CP; 利用FFT单元(503)将时域采样点信号变换成频域子载波；利用取参考RS符号上的参考信号单元(504)从参考信号RS所在的符号位置取出相应 频域位置的参考；利用去扰单元(505)从接收到的RS信号中去掉所述扰码序列； 利用IDFT单元(506)将去扰后的RS信号变换到时域；利用时域信道估计单元(507)将经过IDFT单元后的时域信号做时域信道估计； 利用DFT单元(508)将时域估计出来的冲击响应变换到频域； 利用频域滤波单元(509)将频域信道响应在频域做滤波；利用时域信道插值单元(510)对频域响应做进一步的滤波以及对无参考信号的位置 进行插值，得到整个子帧上所有子载波的响应，进而实现信道估计。
全文摘要
本发明公开了一种解调参考信号的设计方法与装置，包括解调参考信号的设计图样，解调参考信号加扰方案，解调参考信号在单个小区内的分配方案，解调参考信号在多个小区间的分配方案。同时本发明进一步公开了对应上述分配方案的信道估计方法。本发明不仅适合于单个小区，更适应于多个小区下的解调参考信号的实现。
文档编号H04L27/26GK101958865SQ20091015811
公开日2011年1月26日 申请日期2009年7月13日 优先权日2009年7月13日
发明者段世平, 肖业平, 黎超 申请人:重庆无线绿洲通信技术有限公司