专利名称：接收装置和接收方法
接收装置和接收方法
駄领域
本发明基于对日本专利申请专利申请2008-064487号(2008年3月13日 申请)的优先权的主张，与其一同申请的^记载内容作为引用记载写A^文。
本发明涉及接收装置和接收方法，尤其涉及适用于M将多个接收天线接收 的单载波信号变换成频域信号并进行频域信号处 31行信号解调的MMO方 式的接收装置的装置和方法。
背景駄
在新一代移动通信无线通信方式中，实现高速数据传输是很重要的。作为实 现高速 传输的技术，使用同一频率、时间从多个對寸天线发送信号，并使用 多个接收天线进行信号解调(信号分离)的MMO (多输入多输出)复用方式很 受关注。
图5是示意在将，天线的数量设为M (M为1以上的整数)、将接收天 线的数量设为N (N为1以上的整数)的情况下MMO收发装置的一个典型例 子的图。参照图5，发送侧包括鄉天线1-1 1-M和鄉装置2。接收侧包括接 收天线3-l 3-N和接收装置4。 M3K顿同一频率、时间从多个鄉天线1-1 l-M发送不同信号，并使用多个接收天线3-l 3-N接收信号，在不增加传输带 宽的情况下可以实现与^1才天线数成比例的高速 传输。在接收侧，需要从由 多个接收天线3-l 3-N所接收到的信号中对来自多个mr天线l-l l-M的信号
进行解调的信号分离处理。
虽然MMO复用信号的解调方法有很多种，但是作为简单的方法，可以使 用统性滄波器接收。
在对单载波信号4OT MMO复用方式的情况下，除了来自其他发射天线的 干扰，所期望的，天线信号的多径(multi-pass)也成为干扰，能够同时抑制这 些干扰的搶波器接收是有效的。已经提出一种可以M频域信号处理鄉行该处 理，并能大幅度减少计算量的频率均衡器(例如，参照非专利文献l)。另外，频率均衡器为了计算均衡权重，需要进行频域的信道推定，已经提出 一种M将参考接收信号直接变换膝频域，并在频域获取与参考信号的相M推 定信道推定的方法(例如，参照非专利文献2)。
图6是表示作为相关技术，在单载波信号MMO接收體中i柳了非专利 文献1、 2中记载的频域均衡器、频域信道推定的情况下的结构的图。假设， 天线的数量为M (M为1以上的M)，接收天线的数量为N (N为1以上的 整数)，对图6的相关技术MMO接收^g进行描述。其中，在图6中，虽然 示出了对应第一接收天线的接收块100-1的内部结构，但是接收块100-1 100-N 可以设置为相同的结构。在下面的参照序号的表示方法中，参照序号的末尾中的 -l为第一块，-N为第N块。
MMO接收装置包括循环前缀(CP:CycljcPrefix)除去部101-l 101-N、快速傅 立叶变换(FFT:Fast Fourier Transform)部102-1 102-N、子i^波解,部103-1 103-N、参考信号生成部104-l 104-M、相关处理部105-l-l 105-M-N、快速傅 立叶反变爽IFFT:Inveree Fast Fourier Transform)部106-1-1 106-M-N、噪声路径 除去部107-1-1 107-M-N、 FFT部108-1-1 108-M-N、权重计算部109、均衡滤 波器110、离散傅立叶反变换(IDFT:Inverse Discrete Fourier Transforai)部111-1 lll画Mo
CP除去部101-1 101-N )f^收信号作为输入，除去相当于CP的部分接收 信号。
FFT部102-1 102-N将在CP除去部101-1 101-N中除去了 CP的接收信号 作为输入，并进行Nppr点(Nnr为2的幂数)的FFT，输出变换i^频域的接收信号。
子载波解B，部103-l 103-N将在FFT部102-1 102-N中变换成频域的接 收信号作为输入，，择所希望用户的 波，不处理不需要的子载波。
参考信号生成部104-1 104-M生成用于与参考接收信号进行相关处理的参 考信号。
在参考信号生成部104-1 104-M中可以使用 .完全消除参考接收信号的符号特性的迫零(ZF:ZeroForcing)法、 抑制相关处理中的噪声强调的最小均方误差(MMSE: Minimum Mean Square Error)法、
剪切法(clipping)等。
7相关处理部105-1-1 105-M-N M参考接收信号与参考信号的相关处理推 定频域信道的推定值，由下式(1)计算^波k 中的，天线m (Bm^M)和接收天线n (B"^aO的信道推定值。 HBF,m，nW = L ) (1)
在此，
Xm(k)表示在参考信号生成部104-l 104-M中生成的子载波k中的Mt天线 m的参考信号，
LW是在子载波解鹏部103-l 103-N中得至啲子载波k中的接收天线
n的参考接收信号，标号*表示复共轭。
MT部106-1-1 106-M-N将在相关处理部105-1-1 105-M-N中推定的频域
信道推定ttt换成日啦或信道响应。
噪声路径除去部107-l-l 107-M-N为了从IFFT部106-l-l 106-M-N的输
出即信道响应中除去仅是噪声的点信号(噪声路径)，将其置换为O。
在噪声路径除去部107-l-l 107-M-N中，可以使用时间窗 虑波器和噪声阈 值控制。
时间窗滤波器假设信道响应容纳在CP宽度内，并将相当于CP宽度的区间 之外的点信号作为噪声路径置换为0。
噪声阈值控制将规定阈值以下的点信号作为噪声路径置换为0。
在时间窗滤波器和噪声阈值控制并用的情况下，噪声阈值可以使用时间窗滤 波器的窗外噪声的平均值。
FFT部108-1-1 108-M-N对在噪声路径除去部107-1-1 107-M-N中除去了 噪声路径的信道响腿行FFT，并输出进行噪声抑审i脂的频域信道推定值。
权重计算部109将作为FFT部108-l-l 108-M-N的输出的噪声抑制后的频 域信道推定值作为输入，计算均衡权重。
在权重计算部109中， 一般可以使用MMSE法或ZF法。
子载波k中鄉天线m的MMSE均衡权重向量Wm(A)可以由下式(2)进行计算。<formula>formula see original document page 9</formula>在此，
H是复共轭转置，
CT2是噪声功率，
I表示单舰阵。
另外A^ W表示子载波k中Mf天线m和接收天线之间的信道推定矢量， 信道推定矢量/^^(Q和均衡权重矢量WJ"如式(3)和式(4)那样定义。<formula>formula see original document page 9</formula>
在jt匕T表示转置，
信道推定矢量/Z,^(A:)的各要素表示作为FFT部108-1-1 108-M-N的输出
的噪声抑制后的频域信道推定值。
均衡滤波器110将在权重计算部109中计算得到的均衡权重和在子载波解映 射部103-l 103-N中得到的接收信号作为输入，在频 行接收信号的均衡处 理。
在均衡搶波器110中进行均衡、信号分离后的子载波k中的鄉信号矢量 Y(k)可以如式(5)那样计算，并如式(6)那样来定义。<formula>formula see original document page 9</formula>在此，W(k)表示子载波k中的均衡权重矩阵，
& (k)表示子载波k中的接收信号矢量，并分另咖式(7)和式(8)那样来定义。 另外，接收信号矢量^ (k)的各元素表示从预波解舰部103-l 103-N中所得到的频域接收信号。
,=W,『2 W，…，『m ")]r (7) i D W = W, i D,2 W, .., W丫 (8)
IDFT部111-1 11 l-M将均衡熗波器110的输出即频域均衡信号作为输入， 进行A^,点(A^w为2以上的整数)的IDFT，变换为时域信号，作为解调信号 输出。
非专利文献1: Xu Zhu and Ross D.Murch， "Novel Frequency-Domain Equalization Architectures for a Single-Carrier Wireless MEMO System,"正EE VTC2002-Fall， pp.874画878， Sep.2002.
非专利文献2沐全，吉田，"上行单载波IFDMA中频離调方式的研究'， 2006年信学总大，B-5-36.
另外，战非专利文献鄉公开的内容作为弓间写A^说明书。 下面，X寸本发明相关的关联技术进行分析。
在上述MMO接收驢中，存在下面的问题。在单载波信号中《顿了 MMO 复用方式的情况下，除了来自其他mf天线的干扰，所需的^M天线信号的多径 也构成干f尤，虽然可以1OT同时抑制这^扰的频域均衡器，但是一旦由于增加 来自其他，天线的干扰和M^各数而使多径干扰变得严重，那么由于均衡弓l起噪 声放大或残留多径干扰，特性会大幅度恶化。
虽然为了减轻这种特性恶化，可以M (OT干扰消除器和turbo均衡来试图 改善特性，但是由于增加了计算量和处理延迟，所以是不现实的。
发明内容
因此，本发明的目的在于掛共一种在通过将单载波信号变换成频域信号并通 过频域信号处理进行均衡处理的MMO接收装置中提高均衡特性的接收装置和 接收方法。
为了解决上述问题，在与本发明的一方面相关的接收装置中，在将单载波信 号变换成频域信号并M频域信号处理进行均衡处理的MMO接收装置中，具有残留干扰计算部，其计算由来自其他鄉天线的干扰或多径干扰所弓胞的残
留干扰；和似然修正部，其〗顿戶;M残留干扰舰行均衡信号的似然修正。
另外，在与本发明的另一方面相关的接收装置中，在将单载波信号变换成频 域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中，具有FFT部， 其输出进行噪声抑制后的频域信道推定值；权重计算部，其根据在戶;MFFT部中 进行噪声抑审U后的频域信道推定棘计算均衡权重；均衡滄波器，其ffi3i戶脱均 衡权重在频JtS行接收信号的均衡处理；残留干扰计算部，其计算由来自其他发 射天线的干扰或多径干扰所弓胞的残留干抓IDFT部，期每由戶腿均衡滄波器 得到的频域均衡信号变换到日彌；和似然修正部，其4柳由戶脱IDFT部得到的 时域均衡信号和在所述残留干扰计算部计算出的残留干扰来进行所述均衡信号 的似然修正。在本发明中具有用于生成在残留干扰计算中所使用的参考信号的参
考信号生成部。戶;M残留千扰计算部^顿在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域
信道推定值、在所述权重计算部中计算出的均衡权重、来自所述均衡熗波器的均 衡信号、和在戶腿参考信号生成部所生成的参考信号，来计算戶腿残留干扰。
另外，在与本发明另一方面相关的接收装置中，在将单载波信号变换成频域 信号并ffl31频域信号处理进行均衡处理的MMO接收装置中，具有
相关处理部，其 ;参考接收信号与参考信号的相关处 推定频域信道推
定值；FFT部，其输出进行噪声抑制后的频域信道推定值；权重计算部，其根据 在所述FFT部中噪声抑制后的频域信道推定it^计算均衡权重；均衡滄波器，其 所述均衡权重在频 行接收信号的均衡处理；残留干扰计算部，其计算由 来自其他鄉天线的干扰或多径干i^躬胞的残留干扰；和IDFT部，期每由所 述均衡滄波謝导至啲频域均衡信号变换到时域;似然修正部，其使用由戶脱IDFT 部得到的时域均衡信号和在所述残留干扰计算部中计算出的残留干^t来进行所 述均衡信号的似然修正。在本发明中，戶/f^残留干扰计算部4柳在戶脱相关处理 部中所推定的频域信道推定值、在在戶脱FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推 定值、和在所述权重计算部中计算出的均衡权重，来计算戶/M残留干扰。
另外，本发明相关的接收方法，是将单载波信号变换成频域信号并M频域 信号处理进行均衡处理的接收方法，该接收方法计算来自其他天线的干扰或多径 干扰所弓胞的残留干扰，并用所述残留干扰棘行均衡信号的似然修正。
另外，本发明另一方面所涉及的接收方法，是将单载波信号变换成频域信号 并通过频域信号处理进行均衡处理的接收方法，该接收方法输出进行噪声抑制后
ii的频域信道推定值，根据所皿行噪声抑制后的频域信道推定值计算均衡权重，
;所述均衡权重在频 行接收信号的均衡处理，计算由来自其他发射天线的 干扰或多径干扰所弓胞的残留干扰，将戶;M频域均衡信号变换到时域，使用所述 时域均衡信号和戶/f^残留干itta行戶;M均衡信号的似然修正。在本发明中，生 成在残留干扰的计算中i顿的参考信号，并4柳戶; ^s行噪声抑制后的频域信道 推定值、戶皿均衡权重、戶;M均衡信号、和戶，参考信号来计算戶;f^^留干扰。 本发明进一步其他方面的接收方法是将单载波信号变换成频域信号并通过 频域信号处理进fi^衡处理的接收方法，该接收方法M参考接收信号与参考信 号的相关处理来推定频域信道推定值，输出进行噪声抑制后的频域信道推定值， 根据戶;MS行噪声抑制后的频域信道推定f魏计算均衡权重，Mii戶;M均衡體 在频fe，行接收信号的均衡处理，计算由来自其他，天线的干扰或多径干扰所 弓胞的残留干扰，将所述频域均衡信号变换到时域，〗顿戶腿时域均衡信号和所 述残留干扰 行戶，均衡信号的似然修正。在本发明中，4吏用由所述相关处理
所得到的频域信道推定值、戶/Mit行噪声抑制后的频域信道推定值、和戶腿均衡
权重，来计算臓鄉干扰。 发明效果
根据本发明，在将单载波信号变换脉频域信号并Mil频域信号处理进行均衡 处理的装置和方法中，Mil在均衡信号的似然修正中使用来自其他^f天线的干
扰或多径干扰所弓l起的残留干扰，可以实现优异的均衡特性。
图1是表示本发明第一实施例的MMO接收装置的结构的图。
图2是表示本发明第一实施例的残留干扰计算部的结构的图。
图3是表示本发明第二实施例的MMO接收装置的结构的图。
图4是表示本发明第二实施例的残留干扰计算部的结构的图。
图5是，MMO收发装置的典型结构的图。
图6是表示关联技术的MMO接收，的结构的图。
符号说明
l-l l-M…魏天线
2…鄉體
3-1 3-N…接收天线4接收體
5- l 5-N、 101-1 101-NCP…除去部
6- l 6-N、 102-1 102-N…FFT部
7- l 7-N、 103-l 103-N…豫鄉早鹏部
8- l 8-M、 104-l 104-M…参考信号生成部
9- l-l 9-M-N、 105-1-1 105-M-N…相关处理部
10- l-l 10-M-N、 106-1-1 106-M-N…1FFT部
11- l-l ll-M-N、 107-1-1 107-M-N…噪声路径除去部
12- 1-1 12-M-N、 108-1-1 108-M-N…FFT部
13、 109…权重计算部
14、 110均衡滤波器
15- l 15-M、 111-l lll-M…]DFT部
16- l 16-M…参考信号生成部 17、 30…残留干扰计算部 18-l 18陽M…似然修正部
20- 1-1 20-M-N、 40-l-l 40-M-N
21- 1-1 21-M-N、 41-1-1 41-M-N
22- 1-1 22-M-N、 42-1-1 42-M-N
23- l-l 23-M-N、 43-l-l 43-M-N
24- 1-1 24-M-N、 44-1-1 44-M-N
25- l 25-M、 45-l 45-M
26- 1 26-M、 46-1 46-M 100-1 100-N…接收块
第一乘法部 第一子载波平均部
第二乘法部 减鄉 功率计算部 天线合成部 第二子载波平均部
具体实船式
下面参照附图进一步详细对，本发明进行描述。图1是表示本发明MMO 接收装置的一个实施例的结构图。在图1中，假设，天线的数量为M (M为1 以上的整数)，接收天线的数量为N (N为1以上的整数)，对MMO接收装 置进行描述。
参照图1 ，本实施例的MMO接收，包括CP除去部5-l 5-N、 FFT部 6-l 6-N、子载波解,部7-l 7-N、参考信号生成部8-l 8-M、相关处理部9-1-1 9-M-N、 IFFT部10-1-1 10-M-N、噪声路径除去部11-1-1 11-M-N、 FFT 部12-1-1 12-M-N、权重计算部13、均衡^t波器14、 EDFT部I5-1 15-M、参考 信号生成部16-1 16-M、残留干扰计算部17、似然修正部18-l 18-M。下面对 这些各部分的功能和操作进行描述。
CP除去部5-l 5-N将接收信号作为输入，除去相当于CP的部分的接收信号。
FFT部6-1 6-N将在CP除去部5-1 5-N中除去CP后的接收信号作为输入， 进行A^点(A^为2的幂数)的FFT，并输出变换成频域的接收信号。
子载波解鹏t部7-l 7-N将在FFT部6-l 6-N中变换^^频域的接收信号作 为输入，仅选择所希望用户的子载波，不处理不需要的，波。
参考信号生成部8-l 8-M生成用于与参考接收信号进行相关处理的参考信号。
在参考信号生成部8-l 8-M中，可以i顿完全消除参考接收信号的符号特 性的ZF法、在相关处理中抑制噪声强调的MMSE法、剪切法等。
相关处理部9-1-1 9-M-N M31参考接收信号与参考信号的相关处理来推定 频域信道推定值，由式0)计算信道推定值。
IFFT部KM-1 10-M-N将在相关处理部9-l-l g-M-N中所推定的频域信道
推定值变换成时域信道响应。
噪声路径除去部11-l-l ll-M-N为了从IFFT部10-l-l 10-M-N的输出即 信道响应中除去仅为噪声的点信号(噪声路径)，将其置换为O。
噪声路径除去部11-1-1 11-M-N中可以使用时间窗搶波器和噪声阈值控制。
时间窗滤波器假设信道响应容纳在CP宽度内，将相当于CP宽度的区间以 外的点信号作为噪声路径置换为0。
噪声阈值控制将规定阈值以下的点信号作为噪声路径置换为0。
在并用时间窗滤波器和噪声阈值控制的情况下，在噪声阈值中可以使用时间
窗、2i^波器的窗外噪声平均值。
FFT部12-l-l 12-M-N对在噪声路径除去部11-l-l ll-M-N中除去噪声路 径后的信道响自行FFT，并输出噪声抑制后的频域信道推定值。
权重计算部13将EFT部12-l-l 12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推 定值作为输入，计算均衡权重。
在权重计算部13中， 一般可以JOTMMSE法或ZF法，MMSE均衡权重矢
14量由式(2)计算。
均衡微器14将在权重计算部13中计算得到的均衡权重和在 波解鹏 部7-l 7-N中得到的接收信号作为输入，在频:^ia行接收信号的均衡处理。 在均衡滤波器14中，可以由式(5)计算均衡、信号分离的，信号矢量。
K)FT部15-l 15-M将均衡滤波器14的输出即频域均衡信号作为输入，进行 M,点(A^^为2以上的整数)的IDFT，并变换为时域信号。
参考信号生成部16-l 16-M生成残留干扰计算中所{柳的参考信号。 残留干扰计算部17将
■ FFT部12-1-1 12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值、
权重计算部13中计算得到的均衡权重、
■在均衡搶波器14中进行均衡处理的均衡信号、和
■在参考信号生成部16-l 16-M中生成的参考信号
作为输入，计算由来自其他，天线的干扰或多径干扰所弓l起的残留干扰。
，天线m中的残留干扰乙可以使用在式(9)中所表示的均衡后信道增益 G"如式(10)那样来计算。
im=+i:ix,"w—(io)
7V群"1 n=l
在此，AW表示在参考信号生成部16-1 16-M中生成的Tit波k中的皿 天线m的参考信号，U"表示在均衡熗波器14中进行均衡处理后的子载波k 中的對寸天线m、接收天线n的均衡信号。
图2是表示残留干扰计算部17的结构的图。参照图2，残留干扰计算部17
包括
第一乘法部20-l-l 20-M-N、
15第一子l^波平均部21-1-1 21-M-N、 第二乘鄉22-1-1 22-M-N、 减法部23-l-l 23-M-N、 功率计算部24-l-l 24-M-N、 天线合成部25-l 25-M、
第二子i^波平均部26-l 26-M。下面对这些各部分的功會巨和操作进行描述。
第一乘法部20-l-l 20-M-N将FFT部12-1-1 12-M-N的输出即噪声抑制后 的频域信道推定值和在权重计算部13中计算出的均衡权重作为输入，相乘信道 推定值和均衡权重。
第一子载波平均部21-1-1 21-M-N5M:A^r (A^r为2以上的整数)点份 子载波平均在第一乘法部20-1-1 20-M-N中所柏乘的信道推定值和均衡权重， 来计算均衡后信道增益。
第二乘法部22-l-l 22-M-N将在第一子载波平均部21-l-l 21-M-N中计算 出的均衡后信道增益和在参考信号生成部16-l 16-M中所生成的参考信号作为 输入，将均衡后信道增益和参考信号进行相乘。
减法部23-l-l 23-M-N M31从在均衡滤波器14中进行均衡处理后的均衡信 号中减去将在第二乘法部22-l-l 22-M-N中均衡后信道增益相乘后的参考信号， 来计算干扰信号。
功率计算部24-l-l 24-M-N计算在减法部23-l-l 23-M-N中计算出的干扰 信号的功率。
天线合成部25-l 25-M对在功率计算部24-1-1 24-M-N中计算出的干扰信 号功率进行天线合成。
第二子载波平均部26-1 26-M通过NDFT点份子载波平均在天线合成部 25-l 25-M中天线合成后的干扰信号功率，来计算残留干扰，并发送到图1的似 然修正部18-l 18-M。
似然修正部18-l 18-M将IDFT部15-l 15-M的输出即时域均衡信号和在 残留干扰计算部17中计算出的残留干扰作为输入，由自均衡信号来求得比特似 然，并ffiil除去残留干扰鄉行均衡信号的似然修正。如上所述，在本实施例中，M将来自其他皿天线的干扰或多径干矛j^;f引 起的残留干扰用于均衡信号的似然修正，可以实现优异的均衡特性。
下面，参照附图对本发明第二实施例进t辩细描述。图3是表示本发明另一
MMO接收装置的结构的图。在图3中，与图1相同的部分被赋予相同的参照符 号。本发明第二实施例的MIMO接收装置包括
CP除去部5-1 5-N、
FFT部6-1 6^N、 ！2-l-l 12-M-N、
子载波解,部7-l 7-N、
参考信号生成部8-l 8-M、
相关处理部9-l-l 9-M-N、
IFFT部10-1-1 10-M-N、
噪声路径除去部n-i-i ii-M-N、
权重计算部13、 均衡滤波器14、 IDFT部15-1 15-M、 似然修正部18-l 18-M、.
残留干扰计算部30。在本发明第二实施例中，除了残留干扰计算部30之外， 其他各部分的操作与前面第一实施例相同。
在图1所示的所述第一实施例中，在残留干扰计算部17中，在计算残留干 扰时，虽然使用了 FFT部12-l-l 12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定 值、权重计算部13中计算出的均衡权重、在均衡、搶波器14中进行了均衡处理后 的均衡信号和在参考信号生成部16-l 16-M中所生成的参考信号，但是在本实 施例中，没有使用均衡信号和参考信号，而是使用均衡权重和噪声抑制前后的信 道推定傲计算残留千扰。
残留干扰计算部30将
■在相关处理部9-l-l 9-M-N中所推定的频域信道推定值、
■ FFT部12-l-l 12-M-N的输出即噪声抑制后的频域信道推定值、
■在权重计算部13中计算出的均衡权重
作为输入，计算由其他皿天线的干扰或多径干扰所弓l起的残留干扰。 发射天线m中的残留千扰L可以使用在式(9)中所表示的均衡后信道增益G如式(11)那样来计算。
<formula>formula see original document page 18</formula>
在此，("表示在相关处理部9-l-l 9-M-N中所推定的子i^波k中的 ， m、接收天线n的频域信道推定值。
图4是表示图3的残留干扰计算部30的结构的框图。参照图4，残留干扰计 算部30包括
第一乘 總40-1-1 40-M-N、
第一子f^波平均部41-l-l 41-M-N、
第二乘鄉42-l-l 42-M-N、
减法部43-l-l 43-M-N、
功率计算部44-1-1 44-M-N、
天线合成部45-l 45醫M、
第二子g^波平均部46-1 46-M。下面对这些各部分的功會统口操作进行描述。 第一乘法部40-l-l 40-M-N将FFT部12-l-l 12-M-N的输出即噪声抑制后
的频域信道推定值和在权重计算部13中计算出的均衡权重作为输入，将信道推
定值和均衡权重进行相乘。
第一子载波平均部41-l-l 41-M-NiKlA^ (AU为2以上的纖)点份
子载波平均在第一乘法部40-1-1 40 -M-N中所相乘的信道推定值和均衡权重，
来计算均衡后信道增益。
第二乘法部42-1-1 42-M-N将在相关处理部9-1-1 9-M-N中所推定的频域 信道推定值和在权重计算部13中计算出的均衡权重作为输入，将信道推定值和 均衡权重进行相乘。
减法部43-l-l 43-M-N通过从在第二乘法部42-l-l 42-M-N中所相乘的信 道推定值和均衡权重中减去在第一子载波平均部41-l-l 41-M-N中计算出的均 衡后信道增益，来计算干扰信号。
功率计算部44-1-1 44-M-N计算在减法部43-1-1 43-M-N中计算出的干扰
18信号的功率。
天线合成部45-l 45-M对在功率计算部44-l-l 44-M-N中计算出的干扰信 号功率进行天线合成。
第二子载波平均部46-1 46-M通过N^点份子载波平均在天线合成部 45-l 45-M中天线合成后的干扰信号功率，来计算残留干扰，并发送到图3的似 然修正部18-1 18-M。
对于残留干扰计算部30以外的其他处理，由于与第一实施例相同，所以省 略其描述。
如上所述，在本实施例中，通过在均衡信号的似然修正中使用由来自其他发 射天线的干扰或多径干手，躬胞的残留干扰，可以实现优异的均衡特性。
在前面BW的实施例中，作为假定有多个，天线的MMO接收装置，虽 然以SU(SingleUser>MIMO方式作为示例，但是本发明并不局限于这样的结构， 对于對寸天线为1根的多用户同时皿的MU(MultipleUser》MIMO方式，本发明 也适用。
另外，在前述实施例中，虽然示例了假定有多根鄉天线的MIMO接收装 置，但是本发明并不局限于这样的结构，对于鄉天线为1根的SISO(Single Input Single Output)方式或SIMO(Single Input Multiple Output)方式，本发明也适用。
进一步，本发明也适用于移动通信系统的基站无线装置和移动终端无线，
任一种。
在本发明中，在将单载波信号变换成频域信号并M频域信号处理进行均衡
处理的MMO接收装置中，通过在均衡信号的似然修正中使用由来自其他划牙 天线的干扰或多径干扰所弓胞的残留干扰可以实现^^子的均衡特性。
另外，战非专利文献1、 2各自的公开作为弓间写入本发明。在本发明完 全公开(包含技术方案)的范围内，进一步，基于其基本的技术思想，可以进行 实施方式以及实施例的变更和调整。另外，在本发明的技术方案范围内，也可以 多种组合和选择各种公开的要素。即，不言而喻，根据包含技术方案的所有公开 和技术思想，本发明包含了本领域技术人员可以实现的各种 和修改。
权利要求
1、一种接收装置，其为MIMO方式，将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理，其特征在于，具有残留干扰计算部，其计算由来自其他发射天线的干扰或多径干扰所引起的残留干扰；和似然修正部，其使用所述残留干扰来进行均衡信号的似然修正。
2、 一种接收装置，其为MMO方式，M31将单载波信号变换膝频域信号并 S31频域f言号处理i^f亍均衡处理，其特征在于，具有FFT即快速傅立叶变换部，織出进行噪声抑制后的频域信道推定值； 权重计算部，其根据在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定敬计 算均衡权重；均衡纟麽波器，其M^述均衡皿在频j^行接收信号的均衡处理； 残留干扰计算部，其计算由来自其他鄉天线的干扰或多径干扰所弓胞的残 留干扰；IDFT即离散傅立叶反变换部，期每由所述均衡滤波默寻到的频域均衡信号 变换到时域；和似然修正部，其使用由所述iDFT部得到的时域均衡信号和在戶;M残留干扰 计算部中计算出的残留干扰，进行戶; ^均衡信号的似然修正。
3、 根据权禾腰求2记载的接收装置，其特征在于，具有 参考信号生成部，其生i^残留干扰计算中所使用的参考信号。
4、 根据权利要求3附己载的接收装置，其特征在于， 所述残留干扰计算部娜在所述FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值、 在所述权重计算部中计算出的均衡权重、 来自所述均衡滤波器的均衡信号、和 在所述参考信号生成部所生成的参考信号， 来计算ff^残留干扰。
5、 根据权利要求3或4戶形己载的接收装置，其特征在于，戶;M残留干扰计算部具有第一乘法部，期每在BWFFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值和在所述权重计算部中计算出的均衡权重进行相乘；第一子载波平均部，其MiW在所述第一乘法部中相乘后的信道推定值和均 衡权重进行子载波平均来计算均衡后的信道增益；第二乘法部，其将在戶，第一子载波平均部中计算出的均衡后信道增益和在 所述参考信号生成部中所生成的参考信号进行相乘；减法部，其fflil从在所述均衡滄波器中进行均衡处理后的均衡信号中减去在 所述第二乘法部中相乘了均衡后的信道增益而得到的参考信号来计算干扰信号；功率计算部，其计算在戶;M减法部中计算出的干扰信号功率；天线合成部，其对在所述功率计算部中计算出的干扰信号功率进行天线合 成；禾口第二子载波平均部，其aiiW在戶;M，合成部中天线合成后的干扰信号功 率进行 波平均来计算残留干扰。
6、 根据权利要求2中记载的接收装置，其特征在于，具有相关处理部，其3131参考接收信号与参考信号的相关处 推定频域信道推定值c
7、 根据权利要求6中记载的接收装置，其特征在于，戶皿残留干扰计算部^^: 在所述相关处理部中所推定的频域信道推定值、在所述FFT部中謝亍噪声抑制后的频域信道推定值、禾口 在所述权重计算部中计算出的均衡权重， 来计算戶鹏戋留干扰。
8、 根据权利要求6或7戶;fi己载的接收^g，其特征在于，戶; ^残留干扰计算部具有第一乘 織，其将:^服FFT部中进行噪声抑制后的频域信道推定值和在所 述权重计算部中计算出的均衡权重进行相乘；第一子tr波平均部，其M^寸在戶，第一乘法部中相乘后的信道推定值和均衡权重进行子载波平均来计算均衡后的信道增益；和第二乘法部，其将在戶;M相关处理部中所推定的频域信道推定值和在所述权重计算部中计算出的均衡权重进行相乘；减法部，其ffl31从在戶脱第二乘法部中相乘后的信道推定值和均衡权重中减 去在所述第一子载波平均部中计算出的均衡后信道增益来计算干扰信号；功率计算部，其计算在戶皿减法部中计算出的千扰信号功率， 天线合成部，其对在所述功率计算部中计算出的干扰信号功率进行天线合 成；和第二子载波平均部，其Mii^在所述天线合成部中天线合成后的干扰信号功 率进行子载波平均来计算残留干扰。
9、 根据权利要求2至8任一项附己载的接收装置，其特征在于， 所述权重计算部基于最小均方體即MMSE: Minimum Mean Square Error法或迫零即ZF: Zero Forcing M计算均衡权重。
10、 一种无线通信终端，其具备 权利要求i至9中任一项附己载的接收，。
11、 一种无线基站，其具备权利要求1至9中任一项附己载的接收驢。
12、 一种接收方纟去，将单载波信号变换膝频域信号并M:频域信号处M行均衡处理，其特征在于，计算由来自其他^l寸天线的干扰或多径干tt^f弓l起的残留干扰，用所述残留干ittit行均衡信号的似然修正。
13、 一种接收方法，将单载波信号变换膝频域信号并M3i频域信号处鹏行 均衡处理，其纟寺征在于，导出进行噪声抑制后的频域信道推定值，根据所舰行噪声抑制后的频域信道推定值来计算均衡权重，3131所述均衡权重在频 行接收信号的均衡处理，计算由来自其他，天线的干扰或多径干tt^弓l起的残留干扰， 将所述频域均衡信号变换到日 ，4顿所述时域均衡信号和所述残留干ittiS行所述均衡信号的似然修正。
14、 根据权利要求13戶;n己载的接收方法，其特征在于， 在生成在残留干扰的计算中使用的参考信号，并计算由来自所述其他皿天线的干扰或多纟奸tt^弓胞的残留干扰时， <顿所皿行噪声抑制后的频域信道推定值、所述均衡权重、 所述均衡信号、和 戶脱参考信号，来计算戶鹏爐干扰。
15、 根据权利要求13戶;B己载的接收方法，其特征在于， 在M参考接收信号与参考信号的相关处理来推定频域信道推定值，并计算由来自戶腿其他鄉天线的干扰或多径干i^躬胞的残留干扰时，4顿 由所述相关处理得至啲频域信道推定值、 所,行噪声抑制后的频域信道推定值、和 所述均衡权重， 来计算戶; ^残留干扰。
16、 一种接收装置，其是单载波MMO即多输入多输出、SISO即单输入单 输出、SMO即单输入多输出任一种方式的传输系统的接收装置，并具有4OT残留干扰^4fi^衡信号的似然修正的单元。
17、 根据权利要求i6戶;fi己载的接收驢，其特征在于， 将在频 行均衡处理后的信号变换到时域，并^ffl时域中的均衡信号和残 留干扰，行戶;M似然修正。
全文摘要
本发明提供了一种在将单载波信号变换成频域信号并通过频域信号处理进行均衡处理的MIMO接收装置中提高均衡特性的MIMO接收装置和接收方法。残留干扰计算部(17)通过将FFT部(12-1-1～12-M-N)的输出即噪声抑制后的频域信道推定值、在权重计算部(13)中计算得到的均衡权重、在均衡滤波器(14)中进行均衡处理后的均衡信号和在参考信号生成部(16-1～16-M)中所生成的参考信号作为输入，计算残留干扰。似然修正部(18-1～18-M)将IDFT部(15-1～15-M)的输出即时域均衡信号和在残留干扰计算部(17)中计算得到的残留干扰作为输入进行均衡信号的似然修正。
文档编号H04B7/005GK101682460SQ200980000073
公开日2010年3月24日 申请日期2009年3月12日 优先权日2008年3月13日
发明者木全昌幸 申请人:日本电气株式会社