使用降阶的fft和硬件内插器的宽带导频信道估计的制作方法

专利名称：使用降阶的fft和硬件内插器的宽带导频信道估计的制作方法
技术领域：
本公开涉及通信系统中的信道估计。
背景技术：
在无线通信系统中，发射机通常对业务数据进行编码、交织和调制(即，符号映 射)，以便获得数据符号。对于相干系统，发射机将导频符号与数据符号进行复用，处理经复 用的导频和数据符号以便生成调制信号，并通过无线信道发送该信号。信道的信道响应使 发射信号失真，并且，信道中的噪声和干扰进一步使信号恶化。发射信号通过多个传输路径 到达接收机。传播路径的特性通常会由于多种因素而随着时间变化。用于通信的不同频率 的子带会经历不同的信道条件，并具有不同的信噪比(SNR)。从而，为了有效地传输数据，通 常需要精确估计发射机和接收机之间的信道响应。接收机接收导频调制符号，并处理接收的导频调制符号，以便获得信道响应估计。 由于导频调制符号具有接收机知道的一些值，所以接收机能够基于所接收导频符号值以及 发送了接收机知道的导频符号值来估计信道响应。一旦估计了信道，接收机就使用信道估 计从接收的数据调制符号中确定最初发送的数据调制符号是什么。随后，接收机按照用于 业务数据的编码和调制方案，对恢复的数据调制符号进行符号解映射、解交织和解码。存在几种不同的执行信道估计的方法。在一种方法中，仅仅对调制符号值的整个 频率-时间帧的一个小片元(tile)进行解调。这个片元仅包括数量相对小的导频调制符 号值。将这些导频值称为“窄带”或“专用”导频值。接收机使用内插技术在由导频值给出 的已知信道特性的点之间内插信道特性。得出的信道估计用于从接收的数据符号值中确定 最初发送的数据符号值是什么。在第二种方法中，更多的所谓“宽带”或“公共”导频调制符号值分布在整个频 率-时间帧中。使用快速傅立叶反变换(IFFT)功能将接收的导频值转换到时域。在时域中 识别出最强的导频，并且，随后对这些最强的导频进行零延拓。通过快速傅立叶变换(FFT) 功能将经零延拓的时域结果转换到频域，以便生成较大一组信道估计，每个信道估计对应 频率_时间帧中的每个调制符号值。在一些环境和应用中，由接收机进行的信道估计操作 会消耗大量处理功率，会要求接收机中包括大量的专用硬件，和/或使接收机消耗大量的 功率，这些都是不期望的。

发明内容
在接收机中，一种信道估计机制包括硬件内插器。在第一模式中，对窄带导频调制 符号值进行分析，以生成信道参数，并将信道参数提供给硬件内插器，以便硬件内插器生成在解调时使用的信道估计值。例如，该信道估计值可以用于解调帧的片元，其中片元包括窄 带导频值。在第二模式中，将宽带导频调制符号值提供给快速傅立叶反变换(IFFT)功能块， 从而生成时域值。在诸如阈值和抽头(tap)选择以及零延拓(zero padding)的时域处理 之后，使用快速傅立叶变换(FFT)功能生成中间信道估计值。对这些中间值进行分析，以确 定信道参数，将信道参数提供给硬件内插器，使得硬件内插器生成用于对帧进行解调的大 量信道估计值。这样使用硬件内插器会引进时间偏移，该时间偏移对于多个值的每个频率 均不相同。因此，对每个频率计算相位调整系数，并且硬件内插器使用相位调整系数通过将 每个后FFT (post-FFT)频带乘以各自的相位调整系数，在频域中执行时间偏移校正，从而 有效地将时域中的信号转换回到它在没有时间偏移发生时所应该处于的情况。在宽带导频 信道估计模式中使用硬件内插器使得在这一模式中使用的FFT具有相对较小的阶数，并因 此使得整个信道估计机制消耗更低的功率和/或消耗更少的处理资源。上文是发明内容的概要，因此必然地包括对细节的简化、概括和省略；因此，本领 域的技术人员应认识到该概括仅仅是说明性的，并且不意欲以任何方式进行限制。在本文 的非限制性详细描述中，仅由权利要求书限定的、本文所描述的设备和/或过程的其它方 面、发明特征和优点将变得显而易见。


图1为根据一个新颖性方面的移动通信设备100的简化高级框图。图2为图1的移动通信设备的RF收发机集成电路102的更详细框图。图3为图1的移动通信设备的数字基带集成电路103的更详细示意图。图4为示出了由图3的FFT WCSMSC 140生成OFDM符号的示意图。图5为示出了包括“宽带”导频调制符号值的帧的示意图。图6为示出了包括“窄带”导频调制符号值的帧的示意图。图7为“宽带导频信道估计和解调”方法和电路的示意图。图8为符号缓冲器推送任务指令的示意图。图9为DEMOD MMSE任务指令的示意图。图10为“平面估计和内插”方法和电路的示意图。图IlA和IlB共同形成了图示一个新颖性方法和新颖性解调器WCSMSC 124的示 意图，其中，该方法和解调器WCSMSC 124能够执行图5中所示的“宽带导频”情况下的信道 估计，以及图6中所示的“窄带导频”情况下的信道估计，但是不需要图7中的较大的1024 点 FFT 210。图12为示出了图11的混合模式操作的简化流程图。图13为示出了图11中的平面估计和内插模式操作的简化流程图。
具体实施例方式图1是无线通信设备100的一个例子的简化高级框图。无线通信设备100除了未 示出的其它组件之外，包括天线101、射频(RF)集成电路102以及数字基带集成电路103。图2为图1中的天线101和RF收发机集成电路102的更详细框图。RF收发机集成电路102包括接收链104和发射链105。输入传输106在天线101接收，并通过双工器 107和匹配网络108进入接收链104。在接收链104中进行下变频之后，接收信号传送到数 字基带集成电路103中的模数转换器(ADC) 109。ADC 109将信号转换成数字采样，以便进 行进一步处理。如果无线通信设备100要进行发送，则由数字基带集成电路103中的数模 转换器(DAC) 110将数字信息转换为模拟形式。随后，由RF收发机集成电路102的发射链 105对得到的模拟信号进行上变频，并由功率放大器PAlll对得到的RF信号进行放大。经 放大的信号经双工器107传送到天线101，以便作为输出传输112发射。图3为图2的数字基带集成电路103的更详细框图。数字基带集成电路103包 括ADC 109、接收信道113、发射信道114、DAC 110、处理电路115、多个存储器116、多个高 速存储器117、数据移动器引擎(data moverengine) 118、第一总线119、第二总线120以及 挂钟计时器121。接收信道113依次包括一组处理模块122-125，本文中称为无线通信系 统调制解调器子电路(WCSMSC)，其并入链中，以便处理输入数据流。这些WCSMSC包括前端 WCSMSC 122、快速傅立叶变换(FFT) WCSMSC 123、解调(DEMOD) WCSMSC 124以及解映射/解 交织/解码(DDE) WCSMSC 125。DDE WCSMSC 125依次包括解映射器部分、LLR缓冲器129和 解码器模块。穿过接收信道113的各个WCSMSC的数据流由缓冲器126-130进行缓冲，缓冲 器126-130包括采样缓冲器126、符号缓冲器127、片元缓冲器128、LLR缓冲器129以及解 码输出缓冲器130。接收信道数据的一般路径是在图3中从左至右经过电路109、122、126、 123、127、124、128、125、130到第二总线120。同样的，发射信道114包括对应的一组WCSMSC 131-134和缓冲器135-138。发射信道数据的一般路径在图3中从右到左为从第二总线120 到 135、131、136、132、137、133、138、134 以及 110。在这个例子中，处理电路115包括多个处理器，其中包括数字信号处理器(DSP)以 及通用处理器。DSP能够以软件来执行快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶反变换(IFFT) 操作以及其它信号处理功能。处理电路115执行存储在存储器116中的处理器可执行指令 的程序139。高速存储器117、第一总线119以及处理电路115共同形成紧密耦合存储器 (TCM)系统。处理电路115能够经第一总线119从高速存储器117中读取或向高速存储器 117写入。在下文中的论述中，DSP和通用处理器并称为处理电路115。在图3的例子中，处理电路115使用所谓的“任务列表”控制接收和发射信道的各 个子电路122-125以及131-134。任务列表包括一个或多个任务指令。在图示中，示出了存 储在存储器117中的四个任务列表TL1、TL2、TL3以及TL4。任务列表TLl包括发射信道114 的任务指令。任务列表TL2包括FFT WCSMSC 123的任务指令。任务列表TL3包括DEMOD WCSMSC124的任务指令。任务列表TL4包括DDE WCSMSC 125的任务指令。每个任务列表 包括一个任务指令序列，由一个相关联的子电路来执行。子电路包括与第二总线120相关 联的任务管理器电路，还包括多个专用功能电路，用于执行该电路的数据处理操作。任务管 理器从其相关联的任务列表中读取任务指令，并解译任务指令的操作码和各种字段，随后， 控制专用功能电路的相关联硬件执行任务指令所指示的操作。通过将适当的任务指令放入 特定子电路的任务列表中，处理电路115能够使特定子电路的专用功能电路执行由处理电 路指定的特定操作。处理电路115能够按照期望通过第一总线119将任务指令写入这些任 务列表，修改这些任务列表，删除任务列表以及维护任务列表。每个任务列表都保存在循环 缓冲器中的存储器117中。图3中的DEMOD WCSMSC 124的任务管理器由附图标记140标识。由任务管理器140控制的相关联的专用功能电路包括最小均方误差估计(MMSE)解调 器204A、最大比合并(MRC)解调器204B以及信道估计(CE)电路257。图4为示出了从ADC 109接收的输入时域采样的示意图。这些时域采样通过前端 122并传入采样缓冲器126。图4中示出的水平方向延伸的圆点流上方的数字1、2、3等等 是采样的输入流中的相应采样的索引。圆点表示采样自身。每个采样包括一个I值和一个 Q值。在所示的示例中，接收了一个具有1024个时域采样的序列，后面是循环前缀的多个 采样。之后，在循环前缀之后，接收另一组1024个时域采样，等等。图4的采样是对应于一 帧的一部分的采样。FFT WCSMSC 123 (参见图3)处理每个连续的具有1024个采样的采样 组，并生成对应的一组1024个值，这一组1024个值共同表示一个OFDM符号。循环前缀采 样并不由FFT WCSMSC 123进行处理，而是将其忽略。箭头200指示符号缓冲器127中的采 样值0-1023构成单个OFDM符号。图5是示出了在符号缓冲器127中处理的采样值的二维帧201的示意图。将图5 中的竖直维度视为频率轴。从而，不同行中的值具有不同的频率。本领域中也将不同的频 率称为不同的“音调”。将整数索引“f”定义为频率索引，指示多个频率行中的一个。例如， 值为“0”的“f”指示图5中的最下一行。例如，值为“1”的“f”指示图5中第二高的行，等寸。将图5中的水平维度视为时间轴，时间从左到右延伸。在图5的例子中，示出的一 个帧中有8个OFDM符号，并且该帧的每个OFDM符号均包括1024个采样值，其中，每个采样 值依次包括一个I值部分和一个Q值部分。1024个采样值中的一个也称为调制符号值。帧201包括两种采样值，“导频”采样值和“数据”采样值。在图5中，导频采样值 由圆点符号表示，而数据采样值由“X”符号表示。在本文中描述的无线通信系统类型中，一 个基站与多个移动通信设备进行通信。基站可以周期性地发射具有图5中所示的帧结构的 一种类型的传输，其中，每个移动通信设备接收并解调该帧的全部采样值。该帧称为广播 帧。广播帧中填充有控制数据值和导频值。称为“公共导频”或“宽带导频”的导频值之间 散布着数据值，这些数据值以常规已知的模式分布在帧的大部分频率范围中。基站中的发 射机发射导频，导频在图5的帧中的频率-时间位置是接收移动通信设备所已知的。导频 的值对于接收移动通信设备也是已知的。接收移动通信设备中的接收机接收帧的采样值， 并识别已知频率-时间位置处的导频值。导频被发射基站和接收移动通信设备之间的无线 信道以及噪声和干扰所加扰。接收机估计这种加扰对图5的频率-时间栅格中的每个数据 值的影响，并且这一处理通常称为信道估计。通过将信道估计值应用到所接收的相应数据 值，解调器能够消除信道对发射数据值的不良影响。在图5的帧中，存在遍及栅格中的大部 分区域所分布的多个宽带导频。第一种信道估计方法在文中称为“宽带导频信道估计和解 调”法，如下文中所详细描述的那样，该方法用于对具有多个这种宽带导频的帧进行信道估 计。图6为示出了另一类型帧202的示意图。不同于图5的广播帧201，图6的帧202 仅在相对较小的频率_时间“片元”203中包括导频。这一片元203包括要发往一个移动通 信设备的用户数据。这个片元203中的导频通常被称为“专用导频”或“窄带导频”。它们 是窄带的，因为它们不覆盖帧的频率范围。移动通信设备中的接收机不需要试图解调并使 用位于该片元以外的值，因为那些值不会传送到特定的移动通信设备。由于与帧201中的大量宽带导频相比，片元203中具有较少数量的窄带导频，所以，无法使用第一种信道估计 方法。第二种信道估计方法在本文中称为“平面估计和内插”法，如下文中所详细描述的那 样，该方法用于对图6的包括较小数量的窄带导频的片元执行信道估计。图7是示出了 “公共导频信道估计和解调”法的示意图。图7左下方的FFT模块 123和符号缓冲器模块127表示图3的FFT WCSMSC 123和符号缓冲器127。如图5示例中 的符号的1024个值从符号缓冲器127向右传到匪SE或MRC解调器模块204。图3中所画 的匪SE解调器204A以及MRC解调器204B位于图7的匪SE或MRC解调器模块204中。从 符号缓冲器127传入匪SE或MRC解调器模块204的每个符号值(I，Q)乘以不同的“信道估 计值”，以生成解调符号值(I，Q)以及信噪比(SNR)值，随后将解调符号值(I，Q)以及信噪 比(SNR)值写入片元缓冲器128。图7右下部的片元缓冲器128是图3的片元缓冲器128。由于帧存储到符号缓冲器127中，所以处理电路115(见图3)获知帧中的宽带导 频的位置。处理电路115以固件或软件的方式实现模块206、207、209、210和211的信道 估计功能。从而，处理电路115将符号缓冲器推送(push)任务指令放置于图3中解调器 WCSMSC 124的任务列表TL3中。解调器WCSMSC 124的任务管理器140经由第二总线120 取回符号缓冲器推送任务指令并解释该任务指令。符号缓冲器推送任务指令包括对符号缓 冲器127内帧中的所有宽带导频值的所有位置进行指示的字段。解调推送任务指令的执行 使这些宽带导频值被推送到高速存储器117中，用于由处理电路115进行进一步处理。图8是符号缓冲器推送任务指令的示意图。在图7中，由线205表示宽带导频的 推送。如果导频经过加扰，则首先执行解扰操作。随后，解扰的256个宽带导频值穿过256 点快速傅立叶反变换(IFFT)功能块206，以生成256个时域采样值，这256个时域采样值 表示信道的脉冲响应。这些256个时域采样值中的每一个包括I部分和Q部分。由功能块 207对由IFFT功能块206输出的256个时域采样值进行阈值调整，以便识别出16个最强 的导频。这是通过一次一个抽头地向上在整个256个时域采样中移动16-抽头高窗(tall window)(或“滑动”该窗)以找到对应于最大输出能量的窗位置来实现的。在一个示例中， 通过检测干扰功率和实际抽头值的分布来执行自适应抽头阈值处理，以便确定要通过的所 识别时域抽头采样的数量。在图7的例子中，随后，将使用上述滑动窗和阈值处理所识别的 16个时域抽头采样值208提供到零延拓功能块208。kSTAET值是用于标识当滑动窗的最后位 置确定时该滑动窗的底部抽头位置的整数索引。k。值是用于标识窗中的抽头位置中的一个 的索引，该抽头位置标识当滑动窗在其最后的位置时，滑动窗中全部抽头值的平均结合能 量的中心位置。零延拓功能块208为16个时域抽头采样值添加零值，以便生成一组完整的 1024个零延拓的时域采样。1024点FFT功能块109将这些时域抽头采样变换回频域，以便 生成1024个“信道估计”值。线213表示将1024个信道估计值提供给MMSE或MCR解调器 模块204。返回参照图7，噪声估计器功能块211使用该16个时域抽头采样值208生成帧 的单个噪声估计值。MMSE或MRC解调模块204使用信道估计和噪声估计值将帧的数据符号 值(I，Q)解调为写入片元缓冲器128的解调符号值(I，Q禾Π SNR)。图10是示出了 “平面估计和内插”法的示意图。处理电路115实现功能模块300 和301的信道估计功能。然而，模块302、303和204是以硬件方式实现的。模块302和303 的硬件位于图3的DEMOD WCSMSC 124的信道估计(CE)模块257中。处理电路115由于窄带导频值存储到符号缓冲器127中，而获知了窄带导频值的
9位置。从而，处理电路115将符号缓冲器推送任务指令放入图3的解调器WCSMSC 124的任 务列表TL3中。解调器WCSMSC 124的任务管理器140通过第二总线120取回该符号缓冲 器推送任务指令，解释该任务指令并将专用导频值推送到高速存储器117中(参见图3)。 在图9中，由线304表示窄带导频的推送。由收集导频和信道参数估计功能块300对窄带 导频进行分析，以确定三个信道参数值305 1)信道平均(CA)值，2)表示信道随时间变化 的斜率的时间系数或时间斜率(Delta T)，以及3)表示信道随频率变化的斜率的频率系数 或频率斜率(Delta F)。在一个例子中，CA值是通过对片元中的全部窄带导频值进行平均 并随后应用比例因子确定的。在一个例子中，Delta T值是通过如下方式确定的分别对每 个符号时间的导频值(图6中的八列的每一列中的值)取平均，随后通过对一个平均值与 下一个平均值进行比较来比较这些平均值，以便确定平均值如何随时间增长而变化的斜率 值。每个用户片元都有一个这样的Delta T值。同样的，在一个例子中，Delta F值是通过 在所有8个符号时间中对一个音调(一个频率)的导频值进行平均来确定的。当为每个音 调计算这样的平均时，通过对一个平均值与下一个平均值进行比较来比较这些平均值，以 便确定平均值如何随频率增加而变化的斜率值。对于每个用户片元都有一个这样的Delta F值。文中关于如何获得这三个值的讨论被简化了，并且，在实际中，这些值也可以按比例缩 放。处理电路115将三个确定出的参数信道值305提供给平面内插器硬件302。图9是DEMOD MMSE任务指令的示意图，如果使用MMSE解调器时，DEMOD MMSE任 务指令用于将信道参数值305从处理电路115提供到匪SE解调器(在DEMOD WCSMSC 124 中)。如果使用MRC解调器，则使用相似的DEMOD MRC任务指令(未示出)。硬件平面内插 器硬件302计算CA+y*(Delta F)+χ*(Delta Τ)，以便确定位于帧坐标(x，y)处的音调的信 道估计值，其中，χ是符号数(时间偏移量)，并且其中y是音调数(索引“f”)。从而，片 元的左下角的信道估计值是CA。从而，片元中沿着该片元的左侧边缘向上的下一个位置的 信道估计值是CA+(l*DeltaF)。沿着该片元的左侧边缘向上的下一个位置的信道估计值是 CA+(2*DeltaF)。同样的，沿时间维度(水平维度)，该片元的左下角的信道估计值是CA。沿 该片元的底部边缘向右的下一个位置的信道估计值是CA+(l*DeltaT)。沿该片元的底部边 缘向右的下一个位置的信道估计值是CA+(2*DeltaT)。从而，可以认为三个信道参数305限 定了三维空间中的一个平面。该平面具有频率维度上的斜率，并且该平面具有时间维度上 的斜率。在图10中，得出的1024个确定的信道估计值由附图标记306标识。这些值306 的八个组缓存在缓冲器303中。这些信道估计值306作为1024个信道估计值307的多个 组提供到匪SE或MRC解调器模块204。线308表示1024个信道估计值307提供到匪SE或 MRC解调器模块204。在这个例子中，模块302,303和204由图3的DEMOD WCSMSC 124中 的硬件实现，并且，各个值从这些模块中的一个到下一个的传送通过DEM0DWCSMSC 124中 的专用信号导线来实现。噪声估计器功能块301实现为固件。噪声估计器功能块301使用 窄带导频确定该帧的估计噪声值，并且，将这一估计噪声值提供到MMSE或MRC解调器模块 204。随后，由匪SE或MRC解调器204将用户片元(参见图6的用户片元203)中的数据符 号值(I，Q)解调为写入片元缓冲器128的经解调的符号值(I，Q)和SNR值。图11A-11B共同组成图11。图11为示出了新颖性方法以及解调器WCSMSC 124的 示意图，其中该新颖性方法以及解调器WCSMSC 124能够执行图5所示的“宽带导频”情况下的信道估计以及图6所示的“窄带导频”情况下的信道估计，但是不包括图7中的不期望 的较大1024点FFT 210。解调器WCSMSC 124可按照图9的新颖性混合模式(宽带导频模 式)以及平面估计和内插模式(窄带导频)运行。图7和图9的功能没有以数字基带集成 电路103实现，而新的图11的功能以数字基带集成电路103实现。图11的解调器以平面估计和内插模式的运行与上文结合图9描述的平面估计和 内插方法及电路的运行相似。如线400所示，用户片元的窄带导频值推送到处理电路115。 图11的模块300、301、302、303和204是与图9的模块300、301、303和204相同的模块。 对复用器功能块401进行控制，以便将CA值、时间系数或时间斜率值(Delta Τ)以及由功 能模块300生成的频率系数或频率斜率值(Delta F)提供到平面内插器硬件302。对复用 器功能块402进行控制，以便将来自噪声估计器301的噪声估计提供到MMSE或MRC解调器 204。然而，图11的解调器也可以运行于新颖性“混合模式”。以混合模式运行使用上 文中结合图7描述的宽带导频信道估计和解调方法及电路的功能处理的大部分，除了使用 了平面内插器硬件302之外，从而不需要图7中的1024点大的以处理能力强的FFT功能块 210。在图11中，如线403所示，宽带导频值推送到处理电路115。这包括使用如上文结合 图7所述的DEMOD推送任务指令。图11的功能模块206、207以及211的处理与上文所述 的图7的功能模块206、207和211的处理相同。从时域处理207输出的值kSTAKT指示当滑 动窗在其最终位置时16-抽头滑动窗的底部的位置。如上文结合图7的描述，从时域处理 207输出的值指示滑动窗中的能量中心位置。然而，零延拓功能模块404延拓多个零值， 以便将16个时域抽头采样值208扩展为较小的一组64个时域值，而不是扩展为图7情况中 的较大一组1024个时域值。随后，较小的64点FFT功能块405对该组64个时域抽头采样 值进行操作，以便生成64个中间信道估计值406。然而，匪SE或MCR解调器204需要1024 个信道估计值。使用现有的平面内插器硬件302将由64点FFT 405输出的64个中间信道估计值 扩展为1024个信道估计值。将中间信道估计值406存储到在文中称为信道估计缓冲器的 缓冲器407中。不同于在平面估计模式和内插模式中功能模块300收集导频并对从符号缓 冲器127提取的导频进行信道参数估计，在混合模式中，功能模块408收集导频，对它们进 行分析，并确定由平面内插器硬件302使用的信道参数，以便得出二维内插结果。在这个例 子中，功能模块408分析来自信道估计缓冲器407的中间信道估计值，并计算三个信道参数 值305(信道平均值(CA)、时间系数或时间斜率值(Delta Τ)以及频率系数或频率斜率值 (Delta F))。所述三个信道参数值305由本文中功能模块408所表示的处理确定。与从功 能模块300提供信道参数相反，复用功能模块401表示将确定的三个参数提供到硬件平面 内插器302。通过将计算的参数放置到DEMOD MMSE任务指令中、使DEM0DWCSMSC 124的任 务管理器140读取该任务指令并将该信道参数提供到硬件内插器302，来传送参数。同样 的，在混合模式中，对复用器功能块402进行控制，以便使来自噪声估计器301的噪声估计 耦合到匪SE或MRC解调器204的噪声输入端。此外，如图IlB中箭头409所示，处理电路115确定相位斜坡参数ke和kSTAM。这 些参数可用于定义用于补偿OFDM数据的给定块的时间偏移量的相位斜坡。为OFDM信息的 每块确定该时间偏移量(表示为τ d)，并根据公式(1)为OFDM模块中的每个频率计算各自的相位调整系数(相位修正系数)，Dk = exp (-j 2 Ji fk τ d)公式(1)其中，fk可以是OFDM信号中的任意频率的子载波。随后，通过将后FFT信号的每个 频带乘以Dk-1,即上述相位调整系数的倒数，在频域进行时间偏移量的校正，以便有效地将 时域中的信号转换回没有产生偏移时所应该具有的情况。详细内容参见下面的公式(13)。基于公式的混合模式描述信道的频率脉冲响应Nfft由1024点FFT根据下面的公式(2)给出Hf = FFT1024 {岣}公式⑵文中所使用的符号，Nfft是前导码中的音调数。这些音调的索引为0、1.....Nfft-I0
值是时域信道估计值，其中，k = 0、l.....Np-I0 “a”值是天线索引。如果如本例所示
仅有一个天线，则索引“a”仅有一个值，并且可以忽略。Np是每个F-PPICH OFDM符号中的 导频数。由于FFT窗位置，时域信道估计值具有未说明的相位斜坡。实际的经相位调整的 信道估计是通过将值乘以以下量得到的exp -^p—公式(3)
、 ^ FFT J在公式(3)中，Ip是第一前导码音调的绝对索引。对于这一音调，导频音调索引 是零。“P”不是用数字表示的索弓丨，不同于Is中的“S”。Is是由F-PPICH OFDM符号s(s = 0、1)中F-PPICH (以Nfft索引的方式)所占用的最小前导码音调。因此，F-PPICH OFDM符
号s中的F-PPICH占用索引为kΔ+Is的音调，k = 0、1.....Np-I。注意到Is的取值为0、
1.....Δ-1，并且I1= (IfQ/^DmodA。符号Δ是音调中的导频间距，并且等于Nfft/
ΝΡ，并且本例中取值2。如果N· = NFFT/Nff = 16，则可将频率脉冲响应Nfft表示为下面的公式⑷_ (6)，其 中&皿是片元中的音调的数量。
/ nF^-1( 2kl π、H = ,Σ Kexp - j-公式⑷
\J N FFT Jc = OV N FFT j
1 (ksTART+Nw-DmodNppr f\1τγ\ ( Ik Jtt\i/r ^7=L=XK^J-Jk ^start) exj -j^B^-公式
^nFFTk=kstar,V刊 FFT J V jsFFT J
(5)
1 ( 2k( Ikln ΛH = ^exp -j^f^· Σ 略— exp公式(6)
yj iyFFT VFFT J k=0V iyfWiyTILE J如果m = 1/Ntile,则给出以下公式(7)-⑶H . 1 expi-y^^Tf ^ expf_7·^!公式⑵H: = ；j^m^yFTNw {hlk_}公式⑶从而，由下面的公式(9)给出图11的64点FFT 405输出的64个信道估计值406，
12其中“m”值的取值范围是0到63。H^1 = FFTNw I腿了公式(9)这64个信道估计值406用于获得频率系数(或频率斜率或Delta F)以及时间 系数(或时间斜率或Delta Τ)，其中H纟=^k用于计算最后的斜率。k。值是如上所述的整 数索引，并且&值是这样的一个数字，理想地，其是较小的(Nw)FFT窗中的(相对于当前的 kSTAET值给出k。)DC分量的中心位置，确定该中心位置以使由信道的频率表示的线性内插引 入的误差最小化，信道的频率表示在时间中由后阈值处理的抽头表示。将由时间中的偏移 引入的相位旋转与线性内插分离开。根据下面的公式(10), (11)和(12)确定出第m个16-音调的片元(S卩，音调索引 从16m到16m+15的片元，m = 0，...，Nw)的三个信道参数值305。公式(10)描述如何计算 信道平均(CA)分量。公式(11)描述如何计算频率系数(或频率斜率或Delta F)。公式 (12)表示如何计算时间系数(或时间斜率或Delta Τ)。“m”是标识帧中的片元的整数索 引。因此，为由“m”索引值指示的每个片元计算一组不同的三个参数值。在本例中，将时间 系数设置为零，但是在其它实施例中，以与在公式(11)中确定频率系数相似的方式，确定 时间系数，从而，在时间(图5和图6的图示中的水平维度)以及频率(图5和图6的图示 中的竖直维度)两个维度中进行内插。-T=^expi沐己公式(10) -4 ^ TILE V1^W 乂
=^^fexPf 7 ^lexpf-- expi- st^ Λ λ I NtileI σα ΛΙ ^TILE V K. j^W J V7VpjW J J公式(11)Hlt = 0公式(12)在上述的公式(10)、(11)和(12)中，计算的三个信道参数值是经相位调整的。在 公式(10)中，指数值是相位调整系数。在公式(11)中，第一个指数值是相位调整系数。Φ[/] = exp - j2<kc^kSTARr)f 其中 f = ，· · ·，公式(13)
VFFTJ ^上述的公式(13)是用于计算相位调整系数Φ (f)的公式。在公式中，“f”值是指 示相位调整系数Φ (f)所针对计算的那个片元中的频率(音调)的整数频率(音调)索引。 NmE值是由线性内插器所针对计算信道值的音调数。也就是说，存在(NmE-l)个音调，针对 这些音调的信道值未知并由内插器进行计算。在图11的例子中，Ntm是16，因为有64个 值提供到平面内插器302，并且该内插器输出1024个值。例如，为了确定音调0和16处的 已知信道值之间的第三个音调(数据值)的相位调整系数Φ (f)，“f ”值是3，并且Nfft值是 1024。在概念上，图3的处理电路115执行处理器可执行指令139的程序(参见图3)， 从而，执行公式(10)、(11)、(12)和(13)的计算。随后，处理电路115使用DEMOD匪SE任 务指令或DEMOD MRC任务指令将得出的三个信道参数值305提供到DEMOD WCSMSC 124中
13的平面内插器硬件302。平面内插器302使用三个参数305执行内插功能的最后一步，以 生成信道估计值的二维阵列。阵列的竖直维度表示频率，而水平维度表示时间。除了计算 三个参数305以外，处理电路115还使用公式(13)计算一组相位调整系数，其中，随着“f” 从0开始增加，针对每个频率索引值“f”计算一个相位调整系数Φ (f)。处理电路115通过 直接经过第二总线120 (参见图3)将计算的相位调整系数Φ (f)(针对每个“f”值有一个 0(f))写入硬件平面内插器302的寄存器中(如图11的箭头410所示)，将这些相位调整 系数提供到平面内插器302。随后，平面内插器302使用相位调整系数，将二维阵列中对应 于频率索引值“f”的行的所有信道估计值乘以同一相位调整系数。同样的，在该二维阵列 中向上对应于第二高频率索引值“f”下一行的全部信道估计值乘以相同的下一个相位调整 系数。对信道估计值的二维阵列的每行乘以相应的相位调整系数的结果是一个经相位调整 的信道估计值的二维阵列。这一阵列的经相位调整的信道估计值从平面内插器302输出， 并缓冲，并提供到解调器204用于解调。经相位调整的信道估计值从平面内插器302到缓 冲器303以及匪SE或MRC解调器204的流向是通过DEMOD WCSMSC 124中的专用硬件导线 实现的。图12是图11的混合模式操作500的流程图。将宽带导频值提供到IFFT，从而生 成第一时域值(步骤501)。对第一时域值进行时域处理，从而生成第二时域值(步骤502)。 在一个例子中，时域处理包括图11的功能207和404。执行FFT处理，从而生成中间信道估 计值(步骤503)。在一个例子中，将这些中间信道估计值进行缓冲407。对中间信道估计 值进行分析，从而生成信道参数(步骤504)。在一个例子中，由功能模块408表示分析，并 且信道参数包括信道平均值(CA)、频率系数(Delta F)以及时间系数(Delta Τ)。将信道 参数提供给硬件内插器，以便硬件内插器生成信道估计值(步骤505)。在一个例子中，将由 处理电路115根据滑动窗值k。和kSTAKT确定的附加相位调整系数Φ (f)提供到硬件内插器， 从而硬件内插器也对信道估计进行相位调整。使用得出的经相位调整的信道估计值对帧的 数据符号值(I，Q)进行解调(步骤506)。信道参数在一个帧的片元到片元之间变化，但是 相位调整系数仅仅在帧与帧之间变化。在图11中，来自符号缓冲器127的数据符号值由标 记为“I和Q符号”的箭头标识。进入片元缓冲器128的经解调数据符号值由标记为“I和 Q解调符号SNR值”的箭头标识。图13是图11的平面估计模式操作600的流程图。分析窄带导频值，从而生成信 道参数(步骤601)。在一个例子中，这一分析由图11中的功能模块300表示，并且信道参 数包括信道平均值(CA)、频率系数(Delta F)以及时间系数(Delta Τ)。将信道参数提供 到硬件内插器，并且硬件内插器据此生成信道估计值(步骤602)。信道估计值用于对帧的 数据符号值(I，Q)进行解调(步骤603)。在图11中，来自符号缓冲器127的数据符号值 由标记为“I和Q符号”的箭头标识。进入片元缓冲器128的经解调的数据符号值由标记为 “ I和Q解调符号SNR值”的箭头标识。本文描述的各种技术可以由多种方式实现。在一个或多个示例性实施例中，描述 的功能可以实现为硬件、软件、固件或它们的任意结合。当以软件实现时，该功能可以作为 计算机可读介质上的一个或多个指令或代码进行存储或者通过计算机可读介质上的一个 或多个指令或代码进行传输。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质，通信介质 包括任何便于将计算机程序从一个地方转移到另一个地方的介质。存储介质可以是计算机能够访问的任何可用介质。举例但非限制地来说，这样的计算机可读介质可以包括RAM、 R0M、EEPR0M、⑶-ROM或其它光盘存储器、磁盘存储器或其它磁存储设备，或者能够用于以指 令或数据结构的形式携带或存储所需程序代码并能够由计算机访问的任何其它介质。而 且，任何连接都可以适当地称为计算机可读介质。例如，如果用同轴电缆、纤维光缆、双绞 线、数字用户线路(DSL)或诸如红外、无线电和微波之类的无线技术，从网站、服务器或其 它远程源传输软件，则该同轴电缆、纤维光缆、双绞线、DSL或诸如红外、无线电和微波之类 的无线技术也包含在介质的定义中。本申请所用的磁盘和盘，包括压缩盘(CD)、镭射光盘、 光盘、数字多用途光盘(DVD)、软盘和蓝光盘，其中磁盘通常通过磁性再现数据，而光盘通过 激光光学地再现数据。上述的组合也应该包括在计算机可读介质的范围内。
尽管上文中描述的特定实施例是为了指导目的，但是本专利文献的教导仍具有普 遍应用性，并且不局限于上述的特定实施例。在一些例子中，硬件内插器可以进行线性内 插，在其它例子中，硬件内插器可以进行非线性内插。在上述的特定实施例中，尽管一些由 功能模块表示的功能由固件/软件方式实现，而其它功能由专用硬件实现，但是哪些功能 由硬件实现与哪些功能由固件/软件实现的划分方式在不同的实施例中可以是不同的。因 此，在不脱离以下提出的权利要求书的范围的情况下，可以对描述的特定实施例的各种特 征做出各种修改、调整和组合。
权利要求
一种方法，包括(a)使用硬件内插器执行宽带导频信道估计。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括(b)使用所述硬件内插器执行窄带导频信道估计。
3.根据权利要求1所述的方法，其中(a)包括将多个宽带导频值作为输入提供到快速傅立叶反变换(IFFT)功能块，以便生成第一 时域值；对所述第一时域值进行时域处理，以便生成第二时域值；将所述第二时域值提供到快速傅立叶变换(FFT)功能块，以便生成第一数量个信道估 计值；根据所述第一数量个信道估计值确定频率斜率值；以及将所述频率斜率值提供到所述硬件内插器，以便所述硬件内插器生成第二数量个信道 估计值，其中所述第二数量明显大于所述第一数量。
4.根据权利要求3所述的方法，其中，除了所述频率斜率值，信道平均值也是根据所述 第一数量个信道估计值确定的；并且其中，将所述信道平均值与所述频率斜率值一起提供 到所述硬件内插器，以便所述硬件内插器生成所述第二数量个信道估计值。
5.根据权利要求3所述的方法，其中(a)还包括生成相位调整系数，并将所述相位调整系数提供到所述硬件内插器。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述硬件内插器在执行(a)的所述宽带导频信道 估计时执行二维内插。
7.根据权利要求1所述的方法，其中(a)包括使用多个宽带导频值生成第一数量个信道估计值；根据所述第一数量个信道估计值确定信道参数；以及将所述信道参数提供到所述硬件内插器，以便所述硬件内插器生成第二数量个信道估 计值，其中所述第二数量明显大于所述第一数量。
8.一种方法，包括(a)接收多个窄带导频值，并据此生成第一多个信道参数；(b)将(a)的所述第一多个信道参数提供给硬件内插器，以便所述硬件内插器生成多 个窄带信道估计值；(c)接收多个宽带导频值，并据此生成第二多个信道参数；以及(d)将(c)的所述第二多个信道参数提供给所述硬件内插器，以便所述硬件内插器生 成多个宽带信道估计值。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，(c)的所述生成包括(cl)执行快速傅立叶变换(FFT)操作，以生成多个信道估计值；以及(c2)分析由所述FFT操作生成的所述多个信道估计值，以确定所述多个信道参数。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，在(d)中由所述硬件内插器生成的所述多个信 道估计值的数量明显大于在(cl)中由所述FFT操作生成的所述多个信道估计值的数量。
11.根据权利要求8所述的方法，其中，生成相位调整系数，并将所述相位调整系数与 (c)的所述第二多个信道参数一起提供给(d)中的所述硬件内插器。
12.根据权利要求8所述的方法，还包括(e)使用所述多个窄带信道估计值解调片元的值，而不解调整个帧，所述片元是所述帧 的一部分，其中，所述窄带导频值是所述片元的部分。
13.根据权利要求8所述的方法，还包括(e)使用所述多个宽带信道估计值解调整个帧，其中，所述宽带导频值是所述帧的部分。
14.根据权利要求8所述的方法，其中(a)的所述窄带导频值的频率不跨越包括所述窄 带导频值的第一帧的大部分频率范围；并且，其中(c)的所述宽带导频值的频率跨越包括 所述宽带导频值的第二帧的大部分频率范围。
15.一种装置，包括硬件内插器；以及处理电路，所述处理电路控制所述硬件内插器，使得所述硬件内插器既用于宽带导频 信道估计操作，又用于窄带导频信道估计操作。
16.根据权利要求15所述的装置，其中，所述处理电路是一种执行处理器可执行指令 程序的处理器，所述处理器可执行指令存储在所述装置中的存储器中。
17.根据权利要求16所述的装置，其中，所述装置是集成电路；并且，其中所述装置还 包括接收信道和发射信道。
18.根据权利要求17所述的装置，其中，所述处理电路计算多个信道参数，并将所述多 个信道参数提供到所述硬件内插器。
19.一种装置，包括硬件内插器；以及控制模块，用于控制所述硬件内插器，使得所述硬件内插器既用于宽带导频信道估计 操作，又用于窄带导频信道估计操作。
20.根据权利要求19所述的装置，其中，所述控制模块用于执行快速傅立叶变换(FFT) 操作，以便在所述宽带导频信道估计操作中生成多个中间信道估计值；并且，所述控制模块 用于分析所述多个中间信道估计值，以便生成多个信道参数；以及，所述控制模块用于将所 述多个信道参数提供到所述硬件内插器，以便所述硬件内插器输出宽带导频信道估计值。
21.根据权利要求19所述的装置，其中，所述控制模块还用于生成多个相位调整系数， 并用于将所述相位调整系数提供到所述硬件内插器，以便对所述宽带导频信道估计值进行 相位调整。
22.—种计算机程序产品，包括计算机可读介质，包括使计算机使用硬件内插器执行作为宽带导频信道估计操作一部分的内插的代码。
23.根据权利要求22所述的计算机程序产品，其中，所述代码使计算机接收宽带导频 值，以便对所述宽带导频值执行快速傅立叶反变换(IFFT)操作，以便生成第一时域采样，对所述第一时域采样进行时域处理，以便生成第二时域采样，对所述第二时域采样执行快速傅立叶变换(FFT)操作，以便生成中间信道估计值，对所述中间信道估计值进行分析，以便确定信道参数，以及将所述信道参数提供到所述硬件内插器。
24.根据权利要求23所述的计算机程序产品，其中，所述计算机可读介质还包括 用于使所述计算机使用所述硬件内插器执行作为窄带导频信道估计操作一部分的内 插的代码。
全文摘要
在接收机中，一种信道估计机制包括硬件内插器。在第一模式中，对窄带导频值进行分析，以生成信道参数，信道参数提供给内插器，以便内插器生成信道估计值。该信道估计值用于解调帧的片元。在第二模式中，将宽带导频值提供到IFFT，从而生成时域值。在时域处理之后，使用FFT生成中间信道估计值。对这些中间值进行分析，以便确定信道参数，将信道参数提供给硬件内插器，以便内插器生成大量信道估计值。在相位调整之后，使用信道估计值进行解调。在宽带模式中使用内插器使得所使用的FFT具有较小的阶数，并消耗较少的功率和/或处理资源。
文档编号H04L25/02GK101981879SQ200980111448
公开日2011年2月23日 申请日期2009年3月17日 优先权日2008年3月28日
发明者A·乔杜里, P·C·布迪亚努, R·N·沙拉 申请人:高通股份有限公司