用于数控振荡器的动态校准技术的制作方法

专利名称：用于数控振荡器的动态校准技术的制作方法
技术领域：
本发明大体上涉及电子器件的领域，且更特定来说(但非排他地)，涉及数控振荡器。
背景技术：
数控振荡器(DCO)(有时被称为数值控制振荡器)为用于从固定参考频率合成频 率范围的电子电路。由DCO在特定时间产生的输出频率随数字输入或控制码的值而变。DCO 可用作频率合成器，其用于产生多种基于电子电路的应用的波形。越来越多地使用DC0，例 如，在无线通信、高分辨率成像、高速网络连接、显示器技术、数字信号处理的领域和许多其 它电路密集领域。对于涉及包括移动电话和便携式计算机的常规无线通信装置的应用，DCO产生的 波形可用于实施例如时钟和数据恢复、载波合成、信号编码/解码和调制/解调、可编程波 形产生等的功能。涉及无线通信的许多新近应用已看见实施于数字锁相环(DPLL)内的DCO 的广泛使用。归因于其数字性质，DCO可提供在输出频率之间的快速切换、高分辨率和对宽 带谱的操作。DCO还可通过减少模拟电路组件的数目和减少或消除例如振荡器控制电压等 的噪声敏感参数来提供优于常规电路技术的噪声抑制。由于对用于在更精细输出频率之间的快速切换的较小DCO的需要不断升级，因此 具有与构成DCO的各种电路组件的寄生电路值和阻抗失配相关联的问题。在实际实施方案 中，线性输入码倾向于从DCO产生非线性输出频率-具体来说，在输出频率对输入控制码的 曲线中的间隙或重叠例子。此项技术中存在对有效地识别且校正DCO中的非线性的这些例子的需要。

发明内容
本发明揭示用于校准数控振荡器(DCO)的技术。可确定用于操作DCO的控制码的 初始集合。可识别从初始集合产生的输出频率的范围。可识别在频率范围中的间隙或重叠 例子。对于重叠情况，可从初始集合移除对应于重叠例子的控制码以建立修正集合。对于 间隙情况，可将控制码添加到初始集合以用于产生填充间隙的频率值。在本发明的一个方面中，一种校准数控振荡器(DCO)的方法包括确定用于操作 DCO的控制码的初始集合；识别从初始集合产生的输出频率的范围；识别在频率范围中的 重叠的至少一个例子；以及从初始集合移除对应于至少一个重叠例子的控制码以建立修正集合。在本发明的另一方面中，一种校准数控振荡器(DCO)的方法包括确定用于操作 DCO的控制码的初始集合；识别从初始集合产生的输出频率的范围；识别在频率范围中的 至少一个间隙；以及将控制码添加到初始集合，所述经添加的控制码对应于实质上填充至 少一个间隙的输出频率值。在本发明的又一方面中，一种无线通信装置包括数控振荡器(DCO)和处理系统，所述处理系统经配置以确定用于操作DCO的控制码的初始集合、识别从初始集合产生的输 出频率的范围、识别在频率范围中的重叠的至少一个例子，以及从初始集合移除对应于至 少一个重叠例子的控制码以建立修正集合。在本发明的另一方面中，一种无线通信装置包括数控振荡器(DCO)和处理系统， 所述处理系统经配置以确定用于操作DCO的控制码的初始集合、识别从初始集合产生的输 出频率的范围、识别在频率范围中的至少一个间隙，以及将控制码添加到初始集合，所述经 添加的控制码对应于实质上填充至少一个间隙的输出频率值。在本发明的另一方面中，一种设备包括数控振荡器(DCO)、用于确定用于操作DCO 的控制码的初始集合的装置、用于识别对应输出频率的范围的装置、用于识别在频率范围 中的重叠的至少一个例子的装置，以及用于从初始集合移除对应于至少一个重叠例子的控 制码以建立修正集合的装置。在本发明的另一方面中，一种设备包括数控振荡器(DCO)、用于确定用于操作DCO 的控制码的初始集合的装置、用于识别从初始集合产生的输出频率的范围的装置、用于识 别在频率范围中的至少一个间隙的装置，以及用于将控制码添加到初始集合的装置，所述 经添加的控制码对应于实质上填充至少一个间隙的输出频率值。在本发明的另一方面中，一种计算机程序产品包括机器可读媒体，所述机器可读 媒体包括可由机器执行以用于执行校准数控振荡器(DCO)的方法的指令，所述方法包括 确定用于操作DCO的控制码的初始集合；识别从初始集合产生的输出频率的范围；识别在 频率范围中的重叠的至少一个例子；以及从初始集合移除对应于至少一个重叠例子的控制 码以建立修正集合。在本发明的另一方面中，一种计算机程序产品包括机器可读媒体，所述机器可读 媒体包括可由机器执行以用于执行校准数控振荡器(DCO)的方法的指令，所述方法包括 确定用于操作DCO的控制码的初始集合；识别从初始集合产生的输出频率的范围；识别在 频率范围中的至少一个间隙；以及将控制码添加到初始集合，所述经添加的控制码对应于 实质上填充至少一个间隙的输出频率值。应理解，所属领域的技术人员通过以下详细描述将容易明白本发明的其它方面， 其中借助于说明来展示和描述本发明的各种方面。如将认识到，本发明能够具有其它和不 同配置和实施方案，且其若干细节在各种其它方面能够进行修改，所有情况均不脱离本发 明的范围。因此，应将图式和详细描述在本质上看作说明性且非限制性的。


图IA为并入无线接收器的无线通信装置的框图；图IB为并入无线发射器的无线通信装置的框图；图2A为数控振荡器(DCO)的框图；图2B为说明性DCO的电路图；图2C为说明性调谐单元的电路图；图2D为说明性调谐元件的电路图；图3为展示理想情况的DCO输出频率对DCO控制码的曲线；图4为展示描绘间隙的DCO输出频率对DCO控制码的曲线；
图5为展示描绘重叠例子的DCO输出频率对DCO控制码的曲线；图6为展示描绘间隙和重叠例子的DCO输出频率对DCO控制码的曲线；图7为展示描绘重叠校正的DCO输出频率对DCO控制码的曲线；图8为展示描绘间隙校正的DCO输出频率对DCO控制码的曲线；图9A为用于使用闭环PLL测量DCO不连续性的电路的图表。图9B为展示图9A的电路的波形的一系列曲线；图IOA为用于使用开环DCO频率测量DCO不连续性的电路的图表；图IOB展示图IOA的电路的波形；图11为用于调谐DCO的组件的框图；以及图12为用于调谐DCO的方法的流程图。
具体实施例方式下文结合附图所陈述的详细描述意欲作为对本发明的各种配置的描述，且无意表 示可实践本发明的唯一配置。详细描述包括为了提供对本发明的透彻理解的特定细节。然 而，所属领域的技术人员将明白，可在无这些特定细节的情况下实践本发明。在一些情况 下，以框图形式展示众所周知的结构和组件以便避免使本发明的概念模糊不清。DCO已越来越多地实施于发射且接收无线信号的无线通信装置内。在DCO用于产 生载波波形的情况下，基带信号在载波波形上经调制，且接着经调制的载波波形作为无线 信号发射到其它装置。接收装置又可使用DCO以合成载波，且移除基带信号以用于解调。图IA和图IB分别为与无线信号接收和发射相关联的无线通信装置100A和100B 的框图。无线通信装置100A和100B中的每一者含有相应频率合成器160A和160B。相应 频率合成器160A和160B包括DCO 145A和145B，以用于产生随输入到相应DCO (末图示) 中的数字控制码而变的特定频率的输出波形。在一个方面中，DCO视特定设计而可包括多 个调谐元件和电感器容量“储能电路”配置。在下文论述根据本发明的DCO的说明性架构。图IA的无线通信装置100A可实施所谓的“零IF”架构，尽管本发明不限于此方 面。在零IF架构中，WCD 100A将传入的信号直接转换为基带信号，且具体来说，未首先将 所接收的信号转换为中频(IF)信号。无线通信装置100A包括天线120A，天线120A接收传入的无线信号。举例来说，传 入的无线信号可包含从CDMA基站发送的码分多址(CDMA)调制信号。然而，还可支持GSM 信号或其它类型的无线信号。在所说明的实例中，由天线120A接收的无线信号可由RF接 收器140A(例如)通过使信号通过低噪声放大器(LNA)和一个或一个以上滤波器来处理。 无线信号接着通过混频器150A(有时被称为“下混频器”或“解混频器(de-mixer)”)下混 频到基带。混频器150A可接收由频率合成器160A产生的参考波形，所述频率合成器160A 可实施DCO以产生振荡频率。与压控振荡器(DC0的基于模拟的对应物)相比，DCO可改进 频率合成过程，可能减小系统中的噪声，且允许频率合成器160A和装置100A的各种组件的 简化。混频器150A产生基带信号，所述基带信号可由模拟数字(A/D)转换器170A滤波 且取样以产生信号的对应数字样本。一个或一个以上放大器180A(例如数字电压增益放大 器(VGA)或另一适当放大器类型)可用于通过根据从自动增益控制单元(未图示)接收的增益值放大或衰减数字值来适当地缩放数字基带信号。在由放大器180A缩放之后，经缩放的数字基带信号经提供到调制解调器单元 190A，所述调制解调器单元190A可包含解调器。对于基于CDMA的应用，调制解调器190A 可包括所谓的“耙型(RAKE)”接收器，其分离且追踪从不同来源(例如，不同基站)接收的 信号或从相同来源经由多个传播路径接收的信号(即，多路径信号)。举例来说，调制解调器单元190A可包括许多“指”，其执行扩展、沃尔什解覆盖和 累加、导频时间追踪和频率追踪。调制解调器单元190A的每一指输出对应路径的导频和数 据符号。可接着对导频和数据符号执行符号解调和/或其它信号处理。在需要时，无线通信装置100A还可包括额外组件(未图示)，例如滤波器和各种数 字或模拟信号处理组件。无线通信装置可替代地或另外用于使用时分多址(TDMA)、或频分 多址(FDMA)、或CDMA或这些协议的某一组合来处理信号。当然，对于其它标准或技术，可不使用耙型指，尽管本文中所述的DCO同样可用于 此些标准或技术。图IB为并入无线发射器的无线通信装置的框图。图IA和图IB中的装置可为相 同无线通信装置的一部分(例如，其可为无线收发器的一部分)；或者，其可为单独装置或 相同装置上的离散模块。图IB中的无线通信装置100B可以类似方式充当图IA的无线通 信装置，除执行发射功能以外。可从调制解调器单元190B输出无线信号，其中调制解调器单元190B可包含调制 器，所述调制器用于调制信号以用于经由天线120B的发射。举例来说，在CDMA系统中，信 号可在调制解调器单元190B处以PN码调制和/或以沃尔什码扩展或两者，以产生数字基 带信号。从调制解调器单元190B输出的数字信号因此可由数/模转换器(DAC)170转换为 模拟波形，以产生模拟基带信号。频率合成器160B将载波波形提供到混频器150B (有时被称为“上混频器”)。频率 合成器160B包括DCO 145B。混频器150B将模拟基带信号组合为载波信号，且将经调制的 载波信号转发到放大器180B以用于缩放。放大器180B视电路类型和应用而可包括一个或 一个以上电压增益放大器(VGA)、驱动放大器(DA)和功率放大器(PA)。不同放大器可驻留 于相同的集成电路芯片或多个不同的芯片或模块上。一旦已适当地放大或衰减经调制的信 号，则RF发射器140B可经由天线120B发射来自无线通信装置100B的经调制的RF信号。应了解，图IA和图IB的无线通信装置100A和100B仅为可利用本文中所述的DCO 校准技术的示范性装置。许多其它类型的装置同样也可受益于本发明的教示，其包括其它 类型的无线通信装置，或更一般地，使用DCO的任何无线或有线装置。如上所提到，一些无线标准利用两个或两个以上通信技术(例如GSM系统)，其使 用TDMA与FDMA调制的组合。GSM代表全球移动通信系统。还已开发许多无线网络连接标准 和其它无线通信标准和技术，其包括若干IEEE 802. 11标准、蓝牙标准和新兴超宽带(UWB) 技术和标准。使用这些标准和技术的电路在无线信号的产生和解调中一般可使用振荡器且 具体来说，使用DC0。示范性无线通信装置包括蜂窝式或卫星无线电电话、无线电电话基站、支持一个 或一个以上无线网络连接标准的计算机、用于无线网络连接的无线接入点、并入便携式计 算机内的PCMCIA卡、直接双向通信装置、配备有无线通信能力的个人数字助理(PDA)等。
同样可受益于本发明中所述的DCO校准技术的用于无线网络中的计算装置的实 例可包括膝上型或桌上型计算机、例如蜂窝式无线电电话和卫星无线电电话的移动电话、 数据终端、数据收集装置、PDA和其它便携式和非便携式计算装置。图2A为示范性数控振荡器(DCO) 200的框图。在此实例中，DCO 200为电感器-电 容器电路，其产生具有随LC电路而变的频率的振荡输出。输出频率可(例如)通过改变 DCO 200的组件的电容来改变。DCO 200包括两个输入。在第一输入202处，DC0200接收 η位宽数字字或调谐码。参考时钟信号经串流到时钟输入206。在输出204处，产生具有频 率Fot的信号。Fott通过在输入202处改变调谐码的值来调整。在此实例中，Fot与输入调 谐码线性成反比。因此，如果η = 4且输入调谐码为0100，则可产生频率Fl ；如果调谐码接 着改变为0101，则在理想情况下于是可产生稍微低于Fl的频率F2。输出信号视DCO的特定电路配置而可为方波(如所示)、正弦波或任何其它形式。实际上，DCO包含许多调谐单元和调谐元件，其用于响应于一组数字输入而增量地 调整频率。图2Β为根据本发明的一方面的DCO 203的电路图。应了解DCO视应用而可以多 种方式配置。到DCO 203的输入为调谐码，其在此说明中为12位二进制数。DCO输出为在 部分由调谐码确定的频率下的电压波形(例如，在节点271和277处)，如下所论述。图2Β中的实例使用多个解码器。然而，所属领域的技术人员应了解，视配置而可 使用另一数目的解码器或在一些例子中使用一个解码器。或者，解码功能可以软件经由一 个或一个以上数字信号处理器或其它硬件执行。在此实例中，12位调谐码中的四个最高有 效位输入到解码器211中，所述解码器211随后用于将经解码的信号提供到ROWO到R0W15 W^SROW(AUX)tj DCO 203 包括十六行(R0W0 至Ij R0W15)和十六列(C0L0 至Ij COL 15)的矩阵。 COL 0到COL 15中的每一者与十六个X调谐单元中的每一者相关联(斜线281指示X和 )(A调谐单元在整个中间列中重复，尽管未明确展示)。还在十六行ROW 0到ROW 15中的一 者中找到十六个X调谐单元中的每一者。因此，在此配置中，16X16 = 256个X调谐单元中 的每一者可由特定行和列寻址。除十六个X调谐单元以外，来自ROWO到R0W15的每一行包 括AO调谐单元和BO调谐单元。从解码器211输出的R0W0-R0W15中的每一输出馈送到每 一对应A单元、十六个X单元和一个B单元。此外，十六个\k辅助调谐单元由来自解码器 211的信号ROW(AUX)控制，其可包含多位信号。在此实例中，全部12位调谐码还输入到解码器209中，其产生用于控制调谐单元 AO和BO的经解码数据的16个位。12位调谐码中的四个中间位可输入到解码器207中以 产生用于控制COL 0到COL 15的经解码位。在图2B的配置中，DCO 203包括电感器-电容器电路，其产生跨导279 (-Gm)。元 件201表示电感器-电容器电路的电感器线圈。DCO 203的输出在正电压VP(节点271)与 负电压VN(节点277)之间触发。此触发的频率由粗略数字调谐单元205和多组的精细数 字调谐元件(例如，A0-A15、X、Xa*B0-B15)数字地控制。同时，组Α0-Α15、XJa和Β0-Β15 构成精细调谐元件的矩阵，其可进一步经组织以驱动用于DCO的个别区段的输出波形，如 下所论述。粗略数字调谐单元205在一个方面中可用于提供较大输出频率调整，例如，每步 长约5MHz (或LSB ；具有总共8位二进制控制，粗略调谐范围为约256 X 5MHz = 1. 28GHz)，而精细调谐元件可用于提供精细调谐，例如，每步长约4KHz或更小(或LSB ；具有12位二 进制控制，总精细调谐范围为约4096X4KHZ = 16. 384MHz)。在以上实例中，解码器可用于提供在输入控制码的一个或一个以上位(或每一 位)与一个或一个以上精细调谐元件之间的映射。解码器的映射可由针对间隙和重叠测量 所获得的值提供，如下所论述。所属领域的技术人员在熟读此书面描述后即刻将了解这些 映射可在不脱离本发明的精神和范围的情况下经由各种已知技术实现。在其它实施例中，精细调谐单元(例如Xa)的辅助“镜面”阵列可在图112中邻近 于精细调谐单元的阵列而驻留，以提供用于间隙情况且还用于重叠情况的辅助组件(在下 文描述)。在其它情况下，这些组件可驻留于DCO的电路布局外部、半导体裸片外部或DCO 电路驻留于其中的模块外部。图2C展示个别单元212、214、216和218，其分别对应于调谐单元Α0、Χ和BO和\。 每一调谐单元耦合到输出VP和VN。输入INP对应于输入控制码的一个或一个以上位，其控 制调谐单元中的一个或一个以上开关(例如，CMOS晶体管的栅极)以用于DCO输出频率的 粒度调整。输入INP控制调谐单元212、214、216和218的调谐元件(见图2D)中的哪些电 容器接通和断开，且借此可将电容的增量添加到电路或从电路移除电容的增量以实现所要 的输出频率。在所示的电路中，启动开关将把额外电容添加到调谐单元，借此增量地减小输 出波形的频率。在一个实例中，逻辑一(“高”电压电平)将接通NMOS晶体管且借此启动 开关，从而完成此目标。为此，在一个方面中，更多逻辑一(且因而更高的调谐码)导致更 低频率。在图2C的实例中，调谐单元212、214、216和218中的每一者结构上相同，但无需 为此情况。每一者含有十六个个别调谐元件，其可包含(例如)各自用于进行调整的两个 主要电容器(见图2D)。在所示的简化说明中，十六个位输入到调谐单元AO中以使得单独 位可用于控制十六个个别调谐元件中的一者。对于调谐单元X，单一位可用于控制所有十六 个元件以使得调谐单元X中的所有开关同时接通或断开。在其它实施例中，两个或两个以 上的位可用于控制调谐元件X中的调谐元件。调谐单元BO在此实例中以类似于调谐单元 AO的方式起作用。应了解，不同类型和数目的调谐单元和调谐元件同样可为合适的。调谐单元)(A，辅助调谐单元可用于涵盖在输出频率对输入调谐码的曲线中的非线 性(间隙或重叠)的情况，如本发明中所描述。在一个方面中，辅助调谐单元&包括十六个 辅助调谐元件，每一调谐元件包括十六个小电容器。因此，在此实例中，十六个单元\将具 有待控制的162 = 256个单位电容器，从而需要来自解码器的8位二进制控制，如图2C中 所展示。在此种情况下，调谐码到16 单元控制的示范性解码器映射可为Aux MSB (位 7)控制 8 个)(A 单元位6控制4个)(A单元位5控制2个)(A单元位4控制1个\k单元位3控制剩余\k单元中的一半电容器(8)位2控制剩余Ik单元中的四⑷个电容器位1控制剩余Ik单元中的二⑵个电容器位0控制剩余\单元中的一⑴个电容器
图2D为DCO的示范性数字调谐元件213的电路示意图，例如图2C中的调谐单元中 的一者(例如，X)内所找到的调谐元件。许多此些调谐元件可包括于DCO中的调谐元件的 阵列中，如参看图2B和图2C所论述。在一些情况下，4096或更多的数字调谐元件213可包 括于此阵列中。在数字调谐元件213包含精细调谐元件的情况下，每一经添加的精细调谐 元件213在一个配置中可提供对在VP与VN之间的触发的频率大约4KHz的控制。这些数 字调谐元件在其提供用于以小于4KHz的增量的对DCO频率的控制的足够分辨率的范围内 非常有用。当然，任何给定DCO的分辨率的水平保持设计细节，其将视应用的性质而变化。在一个方面中，每一数字调谐元件213可包含平行极板电容器215A和215B，和在 平行极板电容器215A与215B之间的三个晶体管217A、217B和217C。三个晶体管217A、217B 和217C可包含η沟道金属氧化物半导体(NMOQ晶体管。更特定来说，数字调谐元件213 包含第一平行极板电容器215Α、第二平行极板电容器215Β、将第一平行极板电容器215Α耦 合到第二平行极板电容器215Β的第一晶体管217Α、将第二平行极板电容器215Β耦合到接 地的第二晶体管217Β以及将第一平行极板电容器215Α耦合到接地的第三晶体管217C。在此实例中，三个晶体管217Α、217Β和217C由共同栅极电压Vg控制。第一晶体 管217Α的漏极耦合到平行极板电容器215Α的第一者，且第一晶体管217Α的源极耦合到平 行极板电容器215Β的第二者。第二晶体管217Β的漏极耦合到平行极板电容器215Β的第 二者，且第二晶体管217Β的源极耦合到接地电压。第三晶体管217C的漏极耦合到第一平 行极板电容器215Α，且第三晶体管217C的源极耦合到接地电压。当控制位(即，到晶体管的栅极电压Vg)为高(数字位=1)时，所有三个晶体管 217Α、217Β和217C将处于接通状态。当出现时，两电容器215Α和215Β有效地分流到接 地，从而将电容器上的电压放电。当控制电压(Vg)为低(数字位=0)时，所有三个晶体管 217Α、217Β和217C将断开。当此出现时，两个电容器215Α和215Β将在晶体管217Α、217Β 和217C的侧面浮动，从而实际上不将负载提供到电路。在两个状态之间的差异实际上改变 数字调谐阵列中的电容，从而以非常精细的增量调整在VP与VN之间的触发的输出频率。 在此实例中，当控制电压从低切换到高以将两个节点维持为大致接地电平时，两个晶体管 217Β和217C提供对在电容器215Β与215Α之间的两个节点的快速恢复。图3为展示理想情况的DCO输出频率对DCO控制码的曲线。所述曲线展示在水平 轴上的DCO控制码和在垂直轴上以MHz为单位的DCO输出频率。从左到右的水平轴表示一 系列向上行进的数字控制码。为了此实例起见，控制码为12位数字字，其包含4个最高有 效位(MSB)和8个最低有效位(LSB)。展示多个线或区段，其包括0000、0001、0010、0011和 0100。为简单性起见，每一区段由仅前4个MSB指代。在此实例中，一个区段对应于单一四 位MSB值内的输入控制码的整个范围。举例来说，区段0000含有从(0000，0000，0000)到 (0000,1111,1111)的12位控制码的范围。下一区段0001含有范围(0001，0000，0000)到 (0001，1111，1111)等等。在一个实施例中，每一区段对应于单独群组的调谐元件以用于基于输入码调整输 出频率。举例来说，在由图3特征化的示范性DCO中，4个MSB对应于24= 16个区段。16 个区段中的每一者可包括256个温度计编码元件的阵列(针对8个LSB)。一个阵列可用于 一个区段，另一阵列用于另一区段，等等。在输入控制码具有η位的长度的情况下，则可使 用2η个调谐元件。在此实例中，在使用12位DCO的情况下，则结构可包括至少212 = 4096个调谐元件。如同图2的电路，图3中所示的实例表示负KV的情况。S卩，由于电路的总电 容随数字输入增加而增加，因此输出频率随增加的调谐码而减小。在其它方面中，情况可能 相反。一般来说，为了此实施例起见，4个MSB的改变对应于输出频率的较高水平调整， 而8个MSB的改变对应于输出频率的较低水平调整。区段可在DCO中由多种方法实施。在 以下进一步论述的一个方面中，DCO经配置有调谐元件的阵列，其与剩余DCO电路组件(例 如，以上结合图2所论述的一个或一个以上电路组件)一起基于数字输入共同提供输出频 率波形的调整。点106对应于从区段(0000，1111，1111)到(0001，0000，0000)的码切换点。在此理想情况下，随码从此第一切换点连续增加到此下一切换点，频率曲线保持线性，其中在区 段之间不存在调谐步不连续性。类似地，频率在点108处在连续切换点(0011，1111，1111) 与(0100，0000，0000)之间平滑转变。在实际实施方案中的DCO可接近此线性关系的情况 下，可实现实质上增加的电路性能。虽然图3展示描绘随输入控制码而变的线性调谐频率的直线，但实际上DCO不连 续。不同于模拟VCO，DCO的数字性质意味着频率输出可仅以离散步出现。然而，对于大多 数应用，可使步非常小，例如，约数KHz或在连续控制码之间的较小频率差。在由图3特征化的DCO的理想情况下，频率调谐在控制码上为单调的。输出波形 Fott随数字输入码线性地减小。遗憾的是，出现以下问题中的任一者或组合，例如(I)DCO电 路布局中的失配、( 对应于不同码段的控制线阻抗与寄生值差异和( 过程变化、调谐不 连续性，所述问题干扰频率对控制码的线性关系。在图3的实例中，布局失配、阻抗和寄生变化可在对应于不同区段的群组之间更 显著地出现。图4为展示DCO输出频率对DCO控制码的曲线，其展示间隙。如在图3中，从 左到右的水平轴表示一系列向上行进的数字控制码。垂直轴展示以MHz为单位的DCO的输 出频率。四个间隙G1, (；2、(；3和(；4出现在区段0001、0010、0011与0100的四者之间。为了 说明，点419表示区段0001( S卩，控制码(0001，1111，1111))上的最右点，且点423表示区 段0010(即，控制码(0010，0000，0000))上的最左点。在理想情况下，点419的频率f0将 减少与在区段内的其它地方的连续控制码之间的频率改变相同的量(例如，4KHz)，到对应 于下一连续控制码的点423处的f 1。然而，归因于如上所论述的实际设计限制，频率间隙h 存在，借此DCO输出频率针对连续控制码改变较大量(例如，20KHz而非4KHz)。间隙的存 在一般意味着遗漏的频率点存在(DC0无法在正常操作条件下输出)。此些间隙导致降低且 通常不可预测的电路性能。图5为展示描绘重叠出现的DCO输出频率对DCO控制码的曲线。区段0000和 0001含有重叠例子01，区段0001和0010含有重叠例子02，区段0010和0011含有重叠例 子03，且区段0011和0100含有重叠例子04。在重叠情况下，一个以上控制码可对应于相 同频率。举例来说，点506可对应于(0010,1111,1110)的控制码，而点508对应于(0011， 0000,0011)。在重叠情况中的两个控制码可对应于相同频率，如由虚线f0所说明。这些重 复频率倾向于在频率合成器中产生不可靠性能且将相位误差注入到PLL中。图6为展示DCO输出频率对DCO控制码的曲线，其展示呈间隙G1与重叠例子01、 02和03的形式的不连续性。在实际电路(例如，在硅CMOS过程中经实施为集成电路的图13IA的无线通信装置100A)中，不连续性可以间隙或重叠或两者的形式存在。一者或另一者 (或两者)的存在可部分由布局的性质和在驱动具有连续控制码的区段的调谐元件阵列之 间的电路失配来确定。图7为展示描绘重叠校正的DCO输出频率对DCO控制码的曲线。在此说明中为清 晰起见，描绘三个区段702、704和706的控制码的十二位中的每一者。在由图7的曲线特 征化的DCO中，展示两个重叠例子且分别由值(Δ Xl、Aoverlapl)和(Δ&、Δ overlap2)特 征化。在一方面中，在重叠情况中的DCO可通过动态地重新定义其输入来校准。DCO的切 换点可在区段之间改变，且新映射表可基于新切换点来创建。举例来说，在图7中，在区段 702到704与在区段704到706之间的现有切换点为(1. 1) (0000,1111,1111)-(0001,0000,0000)(1. 2) (0001，1111，1111)-(0100,0000,0000)三个区段的新码切换点为(1. 3) (0000，1111，1111) - (0001，0000，0000+Δ X1) (708 到 710)(1. 4) (0001，1111，1111—Δ X1) - (0001，0000，0000-Δ X1+Δ χ2) (712 到 714)其中Δ χ表示控制码值相对于Δ overlap的对应改变量，且Δ overlap为在区段 之间的频率重叠的量(例如，以MHz为单位)。在以下结合图9到图14所论述的一个实施例中，处理系统耦合到DCO以用于识别 在嵌入PLL的集成电路的初始化或启动时的不连续性。在识别重叠例子之后，处理系统创 建新码切换点，且将新切换点动态地存储于映射表中。图8为展示描绘间隙校正的DCO输出频率对DCO控制码的曲线。展示三个区段 802、804和806。控制码为12位。此处再次，控制码的特定长度仅为说明的目的且视应用而可预期另一长度。根据一方面的校准程序通过重新定义DCO输入而开始，如前所述。然而，由于在间 隙情况下DCO不能在正常操作期间产生某些输出频率，因此辅助调谐元件(图12到图13) 可用于通过将必要的频率调整提供到DCO输出波形来补充DCO中的现存的调谐元件。在以 下所述的一个实施例中，辅助调谐元件经提供为邻近于DCO电路模块或作为DCO电路模块 的一部分的所匹配晶体管元件的阵列。三个区段的新码切换点为对于原始调谐码行切换点(0000,1111,1111)"(0001，0000，0000)，频率步间 隙Agapl将需要由辅助调谐元件通过断开AUX(Agapl)元件以补偿此频率间隙来补偿， 且总体对于此切换调谐步将变为线性的。(803a到80 )。对于原始调谐码行切换点 (0001，1111，1111) - (0010，0000，0000)，频率步间隙Δ gap2将需要由辅助调谐元件通过断 开AUX(Agap2)元件以补偿此频率间隙来补偿，且总体对于此切换调谐步将变为线性的。 (805a 到 805b)。对于此实例(其中15个切换点来自调谐非线性的16行)，存在总共15个辅助调 谐元件以补偿间隙情况。15个辅助调谐元件可(但不需要)为离散的，且可(例如)从具 有对不同切换点的不同控制的大辅助调谐元件获得。此在下文解释。在此说明中，待使用的辅助组件的数目可视许多因素而定，例如，间隙的宽度、DCO的频率分辨率和其它因素。一般来说，DCO的较小频率分辨率意味着将需要更多辅助调谐 元件以补偿遗漏的输出频率。图7和图8中所述的以上码切换技术可经实施为含有新映射的编码器，其中(1) 方程(1.3)和(1.4)可经概括用于所有DCO区段的重叠的y出现，且⑵方程(1.7)和 (1. 8)可经概括用于所有DCO区段的间隙的ζ出现。可使用辅助输入码阵列的选定调谐元 件来实现间隙情况的新输出频率波形。以下方程在一个方面中呈现间隙和重叠的一般化情况，其使用例如参看图2B所 说明的一个或一个以上解码器以校正DCO行调谐非线性。在此实例中，总共考虑十六行且用数值指派为行 0000，0001，0010.......0111，1000，1001，1010......1111。进一步假定为了此实例已识别且测量在每一邻近行之间的不连续性(见图9和图10)。在一个方面中，对于重叠情况，将在对应于调谐步的OVR的四个最低有效位(Isb) 的邻近行之间的重叠频率，(即)OVR(0000，0001)表示为在行0000与0001切换之间的 重叠码。对于间隙情况，将在对应于调谐步的GAP Isb的邻近行之间的间隙频率，(即) GAP(0000,0001)表示为在行0000与0001切换之间的间隙码。对于每一切换点，仅存在一 个情况，GAP或0VR。对于此示范性解码器功能，从中间码1000开始。当控制码在行1000中时，可在不执行任何校正的情况下使用默认。以下方程描述 解码器如何工作输入<11:0>[12 位]0UtpUt_aUX<7:0>[8位]，其为对辅助调谐元件的控制；为简单性起见，假定这个 的Isb匹配主要DCO调谐码Isb的Isb。情况(行)1000 :output_aux = 1000, 0000(在行1000，辅助调谐元件块码在中心 1000, 0000，其中一半调谐元件接通且一半断开；此配置提供用于所有条件的最佳覆盖)1001 :output_aux = 1000，0000+0VR(1000,1001)-GAP(1000，1001)1010 :output_aux = 1000, 0000+0VR(1000,1001)-GAP(1000,1001)+OVR(1001, 1010)-GAP(1001,1010)1011 :output_aux = 1000, 0000+0VR(1000,1001)-GAP(1000,1001)+OVR(1001, 1010)-GAP(1001，1010)+0VR(1010,1011)-GAP(1010，1011)....
.........(行1100、1101、1110、1111的类似方程使用相同原理)0111:ou 中 ut_aux = 1000，0000_0VR(0111，1000)+GAP(0111，1000)0110 :output_aux = 1000，0000-0VR(0111，1000)+GAP(0111，1000)-OVR(0110， 0111)+GAP(0110,0111)0101 :output_aux = 1000，0000-0VR (0111，1000)+GAP(0111，1000)-OVR(0110， 0111)+GAP(0110，0111)-OVR(0101，0110)+GAP(0101,0110)
..........(行0100、0011、0010、0001、0000的类似方程使用相同原理)图9A为用于使用闭环PLL测量DCO不连续性的校准电路的图。本文中所示的技 术良好适合于涉及使用DPLL的集成电路的应用，然而，所述技术可用于涉及PLL且至少一 个DCO提供用于PLL的振荡器功能的任何应用。所述技术可用作“工厂”程序(或通过芯片供应商等)，或者其可为从装置启动或芯片初始化开始的自动化过程。校准电路可与“板 上”处理电路一起工作以实施校准功能(见图13)；或者，芯片外模块或外部计算机可用于 校准装置。图9A中的调谐机构依赖于操作PLL和断开环滤波器进行电压或电流测量。然而， 所属领域的技术人员应了解，闭环PLL系统中的其它点同样可适合于进行本文中所述的测 量。通过使用图9A的校准电路，跨越DCO区段的频率响应可通过在闭环操作中测量环滤波 器处的对应DCO RMS控制值来量化。一般来说，当重叠或间隙存在时，DCO控制码将倾向于 在PLL闭环操作中具有明显的RMS误差。对这些误差的量值的测量提供必要校正量的量化。耦合到低通滤波器(LPF)902的输入的控制线912还从与待校准的DCO相关联的 PLL耦合到环滤波器(未图示)的输出。因此，线912表示闭环DCO控制码。控制码的经滤 波版本913(经由LPF 90 在比较器904处与其本身比较以得到输出波形915。RMS检测 器906测量波形915的DCO控制RMS值以作为值919。所述值经滤波(917)，接着在比较器 910处与程序阈值914比较以确定间隙或重叠的存在以作为输出916。图9B为展示图9A的电路的波形的一系列曲线。虚线波形918展示在存在DCO不 连续性的情况下的DCO控制码912，而波形920展示实质上无不连续性的控制码912。波形 918具有显著更大量的振荡，从而反映闭环的不稳定性，因为其设法对其本身进行相位校正 以解决不连续性。LPF 902用于从波形912移除高频率噪声，且所得到比较产生波形915。 波形915产生类似于912的波形的波形，其考虑到比较而以零电压为中心。RMS检测器906针对不连续性测量对应的RMS值。RMS测量在闭环系统的电压输 出一般将归因于反馈环中固有的噪声而振荡的意义上可更有用。如果调谐范围中存在不连 续性且DCO接近于此范围被锁定，则DCO将在此不连续性周围移动且环将变得更具噪声，因 为其来回跳跃以试图响应于不连续性而进行补偿。RMS检测器因此可用于量化不连续性的 量值。可使用多种手段来实施RMS检测器。通常，RMS检测器906可包含能够在PLL环滤 波器的输出处测量电压的绝对值或AC RMS值的任何电路，所述值可存储于非易失性存储器 中。在一个方面中，RMS检测器906经实施为数字信号处理器，其记录当前比较器904的输 出值，将其平方，将其添加到先前平方值，接着采用样本的规定数目的平方根。波形917将 RMS检测器906的输出展示为绝对值。在存在间隙的情况下，波形917通常将跳到更高或更 低带宽。不连续性的所测量值919接着在比较器910中与经编程阈值914比较以确定不连 续性实际上是否存在。通常，经编程阈值914将经界定以规定可接受性的某一容许度，在所 述经编程阈值上，考虑到被视为对应用来说重要的准则，将认为被视为未过度影响性能的 非常小的不连续性是可接受的。经编程阈值914可基于应用的需要和装置的所要精确度而 改变。对于每一试验码，DPLL控制码可经编程以扫描过DCO区段以测量间隙与重叠两者 的对应调谐RMS值。DCO可经特征化以获得最小的试验码范围。RMS值测量为DPLL中的内 建功能；即，测量随DPLL的内部配置而变。不同频带可具有不同校正码。通常，通过使用从 图9A中的电路所获得的RMS值，可获得对间隙和/或重叠测量的量值的估计。在一个配置 中，可使用所估计值和重新测量的输出值扫描DC0。通过使用此试误方法，可获得间隙和重 叠的精确校正值。
在另一方面中，DCO的开环频率可经测量以确定重叠和间隙出现且量化这些值以 用于校准。不需要PLL，这意味着在任何电路应用中可使用此方法来校准DC0。可使用累加 器和时间-数字转换器来测量DCO频率以用于分别提供整数和分数循环计数。图IOA为用 于使用开环DCO频率测量DCO不连续性的校准电路的图。DCO控制码的范围在1002处输入 到RF累加器1003和时间-数字转换器(TDC) 1009中，其两者由类型1010(图10B)的参考 频率1004驱动。频率计数器配置使得能够基于循环计数确定频率。RF累加器1003测量整 数计数，而TDC 1004测量分数计数。在一些配置中，在累加器溢出的情况下可使用加法器。 在所示的实例中，RF累加器1003为20位累加器。将RF累加器1003和TDC 1009的输出提供到累加器与平滑块1007。累加器与平 滑块1007还被供应有参考频率1004和启用/停用输入1006 (图10B)。启用/停用输入 1006包括触发循环计数的开始的上升沿，和终止循环计数的下降沿&Ρ。产生输出波形 1008。在一方面中，RF累加器1003的输出为模累加器输出，且负反馈组件1005的输出为 累加器步输出。累加器与平滑块1007可解决在整数与分数波形之间的任何时序偏移。以 此方式，块1007可包括检测电路，其在时间上排齐循环计数。输出1008为在所规定测量周 期中对DCO循环的测量。可基于识别不同调谐码的不同循环计数来确定且量化不连续性。 通过采用循环计数的倒数来获得DCO的输出频率。可输入输入码的范围且可在DCO上进行 对应测量以校正非线性。图11为用于调谐DCO的组件的框图。组件集合IlM包括相位累加器1104、相位寄 存器1104,DAC 1106、调谐元件1108、辅助调谐元件1110和环滤波器1111。组件集合1126 包括参考时钟1114、处理系统1116、存储器1118和校准电路1120。参考时钟1114可包含 用于DCO的晶体振荡器。在一个方面中，组件集合IlM和11 实施于集成电路上，例如图 1的无线通信装置100A或100B。举例来说，组件集合IlM和11 可驻留于CDMA收发器 芯片上以供在移动台内使用，以用于将无线信号发射到基站以及从基站接收无线信号。收 发器芯片可包括数字块，其包括各种数字信号处理功能以及应用处理器。这些块中的一者 或一者以上充当处理系统1116。可包括存储器1118以作为一个或一个以上芯片上缓冲器 或寄存器。校准电路1120可包括图9A和图IOA中所说明的电路组件中的一者或一者以上 以用于确定间隙和重叠的值。在其它方面中，可在另一芯片或模块上实现组件集合11 的功能。举例来说，可 包括处理系统1116以作为芯片集中的另一芯片。或者，可由工作站处的本地计算机以软件 执行处理。存储器1118可为来自DCO所驻留的芯片的单独存储器，例如，RAM、ROM、PROM、 硬盘驱动器、可装卸存储装置或另一合适媒体。校准电路1120可集成到数字信号处理电路 或软件算法中。或者，其可提供于另一模块上。在一个方面中，芯片上应用处理器、存储器 缓冲器、比较器集合、累加器、时间-数字转换器和累加器到平滑器全部均提供于含有具有 DCO的DPLL的一个CDMA收发器芯片上。然而，应了解，可使用使用DCO的任何类型的电路 装置，且不需要DPLL。集合IlM中的组件经分组以仅指示在功能上为DPLL的一部分的这些组件之间的 相互作用，而非指示其必定物理上接近或集合11 功能上有所不同。线1119用以指示在 集合11 中的组件之间的一般功能关系而非在两个经链接组件之间的任何特定关系。在一个方面中，线1122指示两个组件集合(或其某一变体)可经分离为不同集合或模块。线 1121、1125、1127和1123还演示在集合1126的组件与集合1124的组件之间的相互作用。在集合IlM中展示辅助调谐元件1110。对于间隙情况，如上所论述选择一个或一 个以上此些调谐元件。图12为根据本发明的一方面的用于校准DCO的方法的流程图。在1202处，确定 DCO码的初始集合以与DCO—起使用。此初始集合的确定可简单地为由制造商或芯片供应 商指定的代码的指定集合的识别(1202A)。或者，确定可涉及确定代码的新集合(1202B)， 例如，在测试设施或在由供应商完成的程序中。确定可以其它方式进行(1202C)，例如，使用 已知代码与作出定制确定的组合。在一方面中，初始集合存储于芯片上存储器1118中。于是识别输出频率的范围(1204)。在一方面中，此步骤由处理系统1116经由写入 且存储于芯片上存储器1118中的代码而自动化，且由处理系统1316与校准电路1120 —起 使用参看图9和图10所论述的技术中的一者或一者以上来执行。举例来说，频率计数器可 在图9中用于累加器1007的输出处以对循环数目进行计数，其又可用于确定每一输入码的 输出频率。确定频率范围中的间隙和重叠的存在(1206)。在一些方面中，步骤1204和步骤 1206不连续，而是为初始集合中的多个输入码中的每一者按序重复。在其它方面中，步骤 1204可首先发生。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，多种配置是可能的。如果重叠 存在，则可移除对应于重叠频率的控制码(1208)，且记录控制码的修正集合(1211)。如果 间隙存在，则添加控制码以产生填充间隙的频率(1210)，且记录修正集合。控制可在每次分 析控制码中的一者、子集或区段的配置中回到1206。在不再识别不连续性之后，新集合可存储于DCO映射表中，其可包含非易失性存 储器。那时，校准完成且过程结束(1212)。在一个或一个以上示范性实施例中，所述功能可以硬件、软件、固件或其任何组合 来实施。如果以软件实施，则功能可作为一个或一个以上指令或代码存储于计算机可读媒 体上或经由计算机可读媒体进行传输。计算机可读媒体包括计算机存储媒体与通信媒体 两者，通信媒体包括促进将计算机程序从一处传送到另一处的任何媒体。存储媒体可为可 由计算机存取的任何可用媒体。以实例而非限制的方式，所述计算机可读媒体可包含RAM、 R0M、EEPR0M、⑶-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于以 指令或数据结构的形式载运或存储所要程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。而 且，将任何连接恰当地称作计算机可读媒体。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞 线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波等无线技术从网站、服务器或其它远程 源发射软件，则同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电和微波等无线技术 包括于媒体的定义中。如本文中所使用的磁盘和光盘包括压缩光盘(CD)、激光光盘、光学光 盘、数字多功能光盘(DVD)、软盘和蓝光光盘，其中磁盘通常以磁方式再现数据，而光盘用激 光以光学方式再现数据。以上的组合也应包括于计算机可读媒体的范围内。结合本文中所揭示的方面而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路(其包括图 13的处理系统1316)可实施于集成电路(“IC”)、接入终端或接入点内或由集成电路 (“IC”)、接入终端或接入点执行。IC可包含通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成 电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑装置、离散门或晶体管逻辑、离18散硬件组件、电气组件、光学组件、机械组件或其经设计以执行本文中所描述的功能的任何 组合，且可执行驻留于IC内、IC外或两者的代码或指令。通用处理器可为微处理器，但在 替代方案中，处理器可为任何常规处理器、控制器、微控制器或状态机。还可将处理器实施 为计算装置的组合，例如，DSP与微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP核心的一个或一 个以上微处理器或任何其它此类配置。本文中的教示可并入多种设备(例如，装置)中(例如，实施于其中或由其执行)。 举例来说，本文中所教示的一个或一个以上方面可并入电话(例如，蜂窝式电话)、个人数 据助理(“PDA”)、娱乐装置(例如，音乐或视频装置)、耳机(例如，头戴式送受话器、头戴 式耳机等)、麦克风、医疗装置(例如，生物计量传感器、心率监视器、计步器、EKG装置等)、 用户I/O装置(例如，表、遥控器、灯开关、键盘、鼠标等)、轮胎压力监视器、计算机、销售点 装置、娱乐装置、助听器、机顶盒或任何其它合适的装置中。本文中的教示不限于无线装置，而是可延伸到实施有DCO或可在其中实施DCO的 任何电子装置、模块或电路。此装置自身中可包括IC或处理器或另一电路组件，而不管“独 立”组件或模块或另一模块或电子装置的集成部分。提供先前描述以使所属领域的任何技术人员能够实践本文中所描述的各种方面。 所属领域的技术人员将容易明白对这些方面的各种修改，且可将本文中所界定的一般原理 应用于其它方面。因此，权利要求书并无意限于本文中所展示的方面，而将赋予其与语言权 利要求书一致的完整范围，其中以单数形式参考一元件并不意欲指“一个且仅一个”(除非 明确如此规定)，而是指“一个或一个以上”。除非另外明确规定，否则术语“一些”指代一 个或一个以上。所属领域的技术人员已知或稍后将知晓的在整个本发明中描述的各种方面 的元件的所有结构和功能等效物均以引用的方式明确地并入本文中且意欲由权利要求书 涵盖。此外，本文中所揭示的任何内容均无意专用于公众，不管此揭示内容是否明确地叙述 于权利要求书中。除非使用短语“用于…的装置”明确地叙述权利要求书要素，或在方法项 的情况下使用短语“用于…的步骤”而叙述所述要素，否则所述权利要求书要素将不在35U. S. C. § 112第6节的条款下加以解释。
权利要求
1.一种校准数控振荡器(DCO)的方法，其包含 确定用于操作所述DCO的调谐码的初始集合； 识别从所述初始集合产生的输出频率的范围；识别在所述频率范围中的重叠的至少一个例子；以及 从所述初始集合移除对应于所述至少一个重叠例子的调谐码以建立修正集合。
2.根据权利要求1所述的方法，其进一步包含 识别在所述频率范围中的至少一个间隙；以及将调谐码添加到所述初始集合，所述经添加的调谐码对应于实质上填充所述至少一个 间隙的输出频率值。
3.根据权利要求1所述的方法，其中将所述初始集合和所述修正集合编码于映射表中。
4.根据权利要求1所述的方法，其中所述DCO为锁相环(PLL)的一部分。
5.根据权利要求4所述的方法，其中所述识别重叠的至少一个例子包含测量所述PLL 的交流(AC)均方根(RMS)控制值。
6.根据权利要求1所述的方法，其中所述识别重叠的至少一个例子包含测量所述初始 集合的多个连续调谐码的对应输出频率。
7.根据权利要求6所述的方法，其中在芯片初始化时执行所述识别重叠的至少一个例子。
8.一种无线通信装置，其包含 数控振荡器(DCO)；以及处理系统，其经配置以确定用于操作所述DCO的调谐码的初始集合、识别从所述初始 集合产生的输出频率的范围、识别在所述频率范围中的重叠的至少一个例子，以及从所述 初始集合移除对应于所述至少一个重叠例子的调谐码以建立修正集合。
9.根据权利要求8所述的无线通信装置，其中所述处理系统进一步经配置以识别在所 述频率范围中的至少一个间隙，且将调谐码添加到所述初始集合，所述经添加的调谐码对 应于实质上填充所述至少一个间隙的输出频率值。
10.根据权利要求8所述的无线通信装置，其中所述初始集合和所述修正集合存储于 映射表中。
11.根据权利要求8所述的无线通信装置，其中所述DCO为锁相环(PLL)的一部分。
12.根据权利要求11所述的无线通信装置，其中所述识别重叠的至少一个例子包含测 量所述PLL的交流(AC)均方根(RMS)控制值。
13.根据权利要求8所述的无线通信装置，其中所述识别重叠的至少一个例子包含测 量所述初始集合的多个连续调谐码的对应输出频率。
14.根据权利要求13所述的无线通信装置，其中所述识别重叠的至少一个例子是在芯 片初始化时执行。
15.一种设备，其包含 数控振荡器(DCO)；用于确定用于操作所述DCO的调谐码的初始集合的装置； 用于识别对应输出频率的范围的装置；用于识别在所述频率范围中的重叠的至少一个例子的装置；以及用于从所述初始集合移除对应于所述至少一个重叠例子的调谐码以建立修正集合的装置。
16.根据权利要求15所述的设备，其进一步包含 用于识别在所述频率范围中的至少一个间隙的装置；用于将调谐码添加到所述初始集合的装置，所述经添加的调谐码对应于实质上填充所 述至少一个间隙的输出频率值。
17.根据权利要求15所述的设备，其中所述初始集合和所述修正集合存储于映射表中。
18.根据权利要求15所述的设备，其中所述DCO为锁相环(PLL)的一部分。
19.根据权利要求18所述的设备，其中所述识别重叠的至少一个例子的装置包含用于 测量所述PLL的交流(AC)均方根(冊幻控制值的装置。
20.根据权利要求15所述的设备，其中所述用于识别重叠的至少一个例子的装置包含 用于测量所述初始集合的多个连续调谐码的对应输出频率的装置。
21.根据权利要求20所述的设备，其中所述识别重叠的至少一个例子是在芯片初始化 时执行。
22.一种包含机器可读媒体的计算机程序产品，所述机器可读媒体包含可由机器执行 以用于执行调谐数控振荡器(DCO)的方法的指令，所述方法包含确定用于操作所述DCO的 调谐码的初始集合；识别从所述初始集合产生的输出频率的范围；识别在所述频率范围中 的重叠的至少一个例子；以及从所述初始集合移除对应于所述至少一个重叠例子的调谐码 以建立修正集合。
23.一种校准数控振荡器(DCO)的方法，其包含 确定用于操作所述DCO的调谐码的初始集合； 识别从所述初始集合产生的输出频率的范围； 识别在所述频率范围中的至少一个间隙；以及将调谐码添加到所述初始集合，所述经添加的调谐码对应于实质上填充所述至少一个 间隙的输出频率值。
24.根据权利要求23所述的方法，其中一个或一个以上调谐元件用于产生从所述初始 集合产生的所述输出频率。
25.根据权利要求M所述的方法，其中一个或一个以上辅助调谐元件用于产生从所述 经添加的调谐码产生的所述频率值。
26.根据权利要求23所述的方法，其进一步包含 识别在所述频率范围中的重叠的至少一个例子；以及 从所述初始集合移除对应于所述至少一个重叠例子的调谐码。
27.根据权利要求23所述的方法，其进一步包含基于调谐码的所述初始集合和所述经 添加的调谐码来建立调谐码的修正集合，其中将所述初始集合和所述修正集合编码于映射 表中。
28.根据权利要求23所述的方法，其中所述DCO为锁相环(PLL)的一部分。
29.根据权利要求观所述的方法，其中所述识别至少一个间隙包含测量交流(AC)均方根(RMS)控制值。
30.一种无线通信装置，其包含 数控振荡器(DCO)；以及处理系统，其经配置以确定用于操作所述DCO的调谐码的初始集合、识别从所述初始 集合产生的输出频率的范围、识别在所述频率范围中的至少一个间隙，以及将调谐码添加 到所述初始集合，所述经添加的调谐码对应于实质上填充所述至少一个间隙的输出频率值。
31.根据权利要求30所述的无线通信装置，其进一步包含一个或一个以上调谐元件， 所述一个或一个以上调谐元件经配置以产生从所述初始集合产生的所述输出频率。
32.根据权利要求31所述的无线通信装置，其进一步包含一个或一个以上辅助调谐元 件，所述一个或一个以上辅助调谐元件经配置以产生从所述经添加的调谐码产生的所述频率值。
33.根据权利要求30所述的无线通信装置，其中所述处理系统进一步经配置以识别在 所述频率范围中的重叠的至少一个例子，且从所述初始集合移除对应于所述至少一个重叠 例子的调谐码。
34.根据权利要求33所述的无线通信装置，其中所述处理系统进一步经配置以基于调 谐码的所述初始集合和所述经添加的调谐码来建立调谐码的修正集合，其中所述初始集合 和所述修正集合经编码于映射表中。
35.根据权利要求30所述的无线通信装置，其中所述DCO为锁相环(PLL)的一部分。
36.根据权利要求30所述的无线通信装置，其中所述识别至少一个间隙包含测量交流 (AC)均方根(RMS)控制值。
37.一种设备，其包含 数控振荡器(DCO)；用于确定用于操作所述DCO的调谐码的初始集合的装置； 用于识别从所述初始集合产生的输出频率的范围的装置； 用于识别在所述频率范围中的至少一个间隙的装置；以及用于将调谐码添加到所述初始集合的装置，所述经添加的调谐码对应于实质上填充所 述至少一个间隙的输出频率值。
38.根据权利要求37所述的设备，其进一步包含一个或一个以上调谐元件，所述一个 或一个以上调谐元件用于产生从所述初始集合产生的所述输出频率。
39.根据权利要求38所述的设备，其进一步包含一个或一个以上辅助调谐元件，所述 一个或一个以上辅助调谐元件用于产生从所述经添加的调谐码产生的所述频率值。
40.根据权利要求37所述的设备，其进一步包含用于识别在所述频率范围中的重叠的至少一个例子的装置；以及 用于从所述初始集合移除对应于所述至少一个重叠例子的调谐码的装置。
41.根据权利要求37所述的设备，其进一步包含用于基于调谐码的所述初始集合和所 述经添加的调谐码来建立调谐码的修正集合的装置，其中所述初始集合和所述修正集合经 编码于映射表中。
42.根据权利要求37所述的设备，其中所述DCO为锁相环(PLL)的一部分。
43.根据权利要求42所述的设备，其中所述用于识别至少一个间隙的装置包含用于测 量交流(AC)均方根(冊幻控制值的装置。
44.一种包含机器可读媒体的计算机程序产品，所述机器可读媒体包含可由机器执行 以用于执行调谐数控振荡器(DCO)的方法的指令，所述方法包含确定用于操作所述DCO的 调谐码的初始集合；识别从所述初始集合产生的输出频率的范围；识别在所述频率范围中 的至少一个间隙；以及将调谐码添加到所述初始集合，所述经添加的调谐码对应于实质上 填充所述至少一个间隙的输出频率值。
全文摘要
本发明揭示用于校准数控振荡器(DCO)的技术。在本发明的一方面中，确定用于操作所述DCO的控制码的初始集合。识别从所述初始集合产生的输出频率的范围。识别在所述频率范围中的间隙或重叠例子。对于重叠情况，从所述初始集合移除对应于所述重叠例子的控制码以建立修正集合。对于间隙情况，将控制码添加到所述初始集合以用于产生填充所述间隙的频率值。本发明还揭示一种用于执行所述技术的设备。
文档编号H04B1/16GK102057577SQ200980121708
公开日2011年5月11日 申请日期2009年6月8日 优先权日2008年6月12日
发明者加里·约翰·巴兰坦, 孙博, 拉贾戈帕兰·兰加拉扬 申请人:高通股份有限公司