专利名称：用于通过使用比特或符号之间的耦合来降低符号间干扰的前馈接收器和方法
技术领域：
一般来说，本发明涉及无线电信领域，具体来说，涉及一种前馈接收器，它通过使用增强均衡器和增强解码器来处理和利用所接收符号中的符号间干扰，增强均衡器生成联合软值(先前调制解调器比特X’和调制解调器比特X的联合信息)，增强解码器使用联合软值和边信息(关于先前调制解调器比特X’的偏置)以输出更可靠的信息比特X。
背景技术：
在此定义下列缩写词，其中的至少一部分在现有技术和本发明的以下描述中提及。
8PSK8相相移键控
AffGN加性白高斯噪声
AFC自动频率控制
BCHBose Chaudhuri 禾口 Hocquenghem
BPSK二相相移键控
EDGE增强数据GSM环境
GMSK高斯最小频移键控
GSM全球移动通信系统
I S-136暂行标准136
ISI符号间干扰
ISV输入软值
JSV联合软值
LDPC低密度奇偶校验码
LTE长期演进
MAP最大后验
MLSE最大似然序列估计
OSV输出软值
PSK相移键控
QAM正交幅度调制
SI边信息
SNR信噪比
SOVA软输出维特比算法
SSV单软值
WCDMA宽带码分多址
参照图1 (现有技术)，图1是传统无线通信系统100的基本图，其中，发射器
102(包括编码器104、交织器106和调制器108)通过信道110耦合到接收器112(包括解调器114、解交织器116和解码器118)。在操作中，编码器104接收信息比特块120，并且通过将那些比特映射到较大的调制解调器比特块122来对它们进行保护。编码器104能够通过使用诸如二元码之类的差错控制码、例如BCH码、LDPC码、卷积码或特播码来执行这个操作。交织器106接收调制解调器比特120，改变调制解调器比特120的顺序/索引，并且输出重排序比特122。调制器108接收重排序比特122，并且使用调制星座来输出符号124。具体来说， 调制器108在生成输出符号124时使用调制星座将q个连续比特映射到Q个调制符号之一，其中Q = 2q0例如，调制器108能够使用诸如其中q = 1且Q = 2的BPSK和其中q = 3且Q = 8的8PSK之类的调制星座。调制器108还可执行滤波操作，以便产生部分响应信令。另外，调制器108还可执行已编码调制操作，其中当前q比特的映射取决于先前比特。 为了简洁起见，本文所提供的描述将假定未编码调制方案。信道110表示无线介质中的衰落、时间扩散以及加性噪声和干扰对所传送符号 124的影响。因此，解调器114接收已经受ISI的信号126。ISI可归因于无线信道110上的时间扩散以及在发射器102的部分响应信令和滤波和在接收器112的滤波的组合作用。接收器112分开执行解调操作和解码操作。首先，解调器114接受所接收信号126， 处理ISI，并且输出软比特值128的形式的调制解调器比特112的估计值。软比特值1 指示各个调制解调器比特112的可靠性。解交织器116接收软比特值128，并且将其顺序/索引改变为与交织器106所使用的相反。在解交织之后，将重排序软比特值130馈送到解码器118。解码器118对重排序软比特值130进行操作，以便产生信息比特120的估计值132。 虽然解交织器116(和对应的交织器106)在无线通信系统100的性能中起重要作用，但是在当前上下文中，它是麻烦的并且与本文明确涉及解交织器116的论述不相关。因此，从这点开始，假定解交织器116改变调制解调器比特的顺序/索引的功能经过适当处理，并且因此解交织器116不出现在以下论述中，并且没有在其余附图的任一个中示出。解调器114和解码器118的分离不是最佳的，但是它确实虑及接收器112中的适当复杂度。从信息理论众所周知，最佳接收器112联合执行解调和解码的操作。然而，解调和解码的这种联合操作的复杂度一般是过高的。但是，有可能通过使用解调器114与解码器118之间的某种形式的交互，来弥补分开的解调和解码过程之间的间隙的部分。一种已知技术是将边信息134从解码器118反馈给解调器114，并且多次重复进行其相应过程。图 2(现有技术)是这种接收器112的简图，接收器112实现这种反馈技术，它在本行业中已知为特播接收器112。特播接收器112在基于IS-136、GSM/EDGE和WCDMA的无线通信系统 100中经过测试，具有良好增益，但是以明显复杂度增加为代价。特播接收器112工作得很好，但解调器114的再使用是浪费的。例如，在诸如GSM/ EDGE之类的许多无线通信系统100中，解调器114是均衡器，它支配接收器112的复杂度。 具体来说，均衡器114具有可能难以分离的多个任务，因为除了处理ISI的主要任务之外， 均衡器114还可处理信道跟踪、AFC、噪声白化等等。另外，后续一遍又一遍地重新运行均衡器114所需的数据的存储可能成问题。例如，在EDGE中，解码器118接受来自4个突发的数据，并且在解码器118和均衡器114之间重复进行，需要存储4个突发的所接收值。当今使用的一种类型的均衡器114称作维特比均衡器114，它利用所谓的“廉价 S0VA”技术来产生软比特值128。在描述维特比均衡器114和廉价SOVA技术之前，首先描述无线通信系统100中的信道110的模型是有帮助的。在这个示例中，假定发射器102具有单个发射天线136(但它可能具有多个发射天线136)，并且接收器112具有单个接收天线 138(但它可能具有多个接收天线138)。对于具有存储器M的符号间隔信道110，存在M+1 个信道抽头Hm、…、Hci，其中H1描述在1个符号的延迟的信道110。在索引k的所传送符号 124和所接收符号1 分别表示为％和IV系统模型由下式给定= HMsk_M+…+ΗΡΗ+ΗΑ+Α(1)其中，vk表示噪声，并且缺省情况下，假定这是加性白高斯噪声(AWGN)模型。维特比均衡器114因ISI而需要同时查找最佳符号序列。为了实现这一点，维特比均衡器114对网格进行操作，网格具有L级，索引为0至L，其中具有Qm个状态，并且每级有(Γ个分支。向维特比均衡器114馈送L个所接收值Γι、···、&。图3(现有技术)中概述在时间k的维特比状态转变。在索引k，维特比状态将M个符号表示如下Sa =(8,_μ+1ι..·,8；)(2)网格的级k描述从状态gk.i到状态&的级数。从^^到^的分支表示符号§k。 注意，对于ISI网格，结束于^的所有分支共享同一个符号。还要注意，其起始状态 t.l=(§k-m，...,§k-l)各具有不同的最旧符号1.1^。为了符号简洁起见，状态在各级由0与qM-i 之间的整数j来标记。各j表示的不同值。分支由其起始和结束状态对(j’，j)来标记。 对于各状态j，扇入I (j)和扇出o(j)分别是输入分支和输出分支的集合。对于ISI网格， 所有扇入和扇出集合具有相同大小Q。对于具有状态^^的扇出中的符号1的分支，假设的所接收值由下式给定^ =HM§fr_M+…+ H0Sfc(3)将所接收值与^进行比较，以便获得如下分支度量4 =|K-rfcf(4)分支度量在本文中必要时采用对应分支来明确标记。不失一般性，假定网格在状态0开始于时间0，并且状态度量计算由此向前进行。 因此，在时间k，状态j的状态或累积度量Fk (j)根据在时间k_l的状态度量来给出，并且在时间k的分支度量如下Fk(j)^mn(Fk_,(j')+ fk{j',j))(5)另外，取得最小值的I(j)中的状态称作状态j的前导者，并且表示为Hk-^j)。另夕卜，对应M元组中的最旧符号§k.M是从时间k的状态j回顾的试探符号判定。此外，通过跟随链π η (j)、π k_2 ( π η (j))等等，有可能将状态序列追溯到时间0。 对应符号知-M、等等是从时间k的状态j回顾时的MLSE的试探判定。一般来说，从某个级的不同状态回顾，判定趋向于与较旧符号更为一致。也就是说，判定的延迟越长则越好。通常，存在所选延迟判定D。关于在级k的最佳状态的判定通过从级k+D(或者如果L < k+D，则在最后一级L)的状态之中具有最小状态度量的状态追溯来进行。在追溯之后，在级k的最佳状态表示为Φ。回顾其前导状态^!!^(Φ)，最旧符号 §k-M被认为对应于那个状态。存在映射到那个符号的q个信息比特。对于表示为X的那些比特之一计算软值128。为了清楚起见，这个软值1 在本文中称作单软值(SSV)。如上所述，调制符号用于形成合成的所接收值^，它们产生分支度量fk和状态度量Fk(j)。本论述的焦点现在将在信息比特χ上。用于SSV生成的廉价SOVA技术经过广泛测试并且在产品中实现。它惊人地准确并且复杂度比MAP和SOVA技术小许多。本文中首先对于其中q = 1且Q = 2的二元调制来描述廉价SOVA技术。例如，GSM的GMSK模式能够作为二元调制来处理。对于Q = 2，标准二元网格在每个状态具有2个结束分支以及在每个状态具有2个起始分支。由于q= 1， 所以存在映射到二元符号§k-M的单个信息比特X。参照图4(现有技术)，示出具有结束于φ (假定j= φ)的两个分支的网格的隔离片段。在索引k-Ι，连接到Φ的两个状态表示关于信息比特χ的可能判定。两个状态按照其对应χ值表示为j’ x。为了帮助有关本发明的后续论述，使用状态度量的经修改符号， 其中 Ε(Φ) =Fk(Ct),以及:E'{X) = FkM,)+ W^)(6)那么，状态度量递归(5)能够写作Ε(Φ) = min(E' (0)，E' (1))(7)按照廉价SOVA技术，调制解调器比特χ的SSV 128由下式给定λ =E' (I)-E' (0)(8)因此，λ的负(正)值指示信息比特χ为1 (0)。上述论述详细描述传统特播接收器112及其缺点，例如，它甚至在使用维特比均衡器114和廉价SOVA技术时也因反馈而引起处理中的大复杂度和大延迟。因此，需要一种解决常规特播接收器的这些缺点和其它缺点的新型接收器。这些需要和其它需要通过本发明得到满足。
发明内容
在一个方面，本发明提供一种前馈接收器，其中包括(a)均衡器，所述均衡器接收符号，并且输出包括调制解调器比特χ和先前调制解调器比特X'的联合信息的联合软值；(b)融合功能，所述融合功能接收联合软值，并且输出先前调制解调器比特X’的输入软值；(C)解码器，所述解码器接收先前调制解调器比特X’的输入软值，并且输出先前调制解调器比特X’的输出软值；(d)修改单元(例如减法单元)，该修改单元使用先前调制解调器比特X’的输入软值和先前调制解调器比特X’的输出软值来生成边信息，所述边信息采取关于先前调制解调器比特X’的偏置的形式；以及(e)融合功能，所述融合功能接收边信息， 并且处理边信息和联合软值以生成调制解调器比特χ的改进的单软值。前馈接收器具有一种结构，其中一旦均衡器输出联合软值，则在解码过程期间不再对其重新访问，这避免均衡器的不合需要的再使用。在另一个方面，本发明提供一种用于通过下列步骤来处理和利用所接收符号中的符号间干扰的方法(a)接收符号；(b)生成包括调制解调器比特χ和先前调制解调器比特 X’的联合信息的联合软值；以及(c)使用联合软值和关于先前调制解调器比特χ’ (或调制解调器比特χ)的偏置的形式的边信息来生成调制解调器比特χ (或者先前调制解调器比特 X’)的改进的单软值。在这种情况下，均衡器在生成步骤中用于生成联合软值，并且在使用步骤期间不再被使用，在使用步骤中使用解码器来生成调制解调器比特x(或者先前调制解调器比特X’ )的改进的单软值。
本发明的其它方面将部分在以下详细描述、附图和任何权利要求中提出，部分从详细描述中导出或者可通过实施本发明来了解。要理解，以上的一般描述和以下的详细描述都只是示范和说明性的，而不是对所公开的发明的限制。
通过参照以下结合附图进行的详细描述，可获得对本发明的更全面理解，附图中图1_4(现有技术)是各种简图，其中包括传统无线通信系统和传统特播接收器， 用于帮助说明与对所接收符号进行解调和解码关联的各种问题，这些问题通过本发明得到解决；图5是按照本发明的一个实施例、能够在无线通信系统(即，基站或用户终端)中实现的接收器的基本图；图6是网格的隔离片段的图示，用于帮助描述按照本发明的一个实施例、图5所示的接收器以及具体是位于其中的均衡器如何生成联合软值；图7-9是按照本发明的不同实施例来配置的若干不同接收器的简图；图10是网格的隔离片段的图示，用于帮助描述按照本发明的一个实施例、图5和图7-9所示的接收器以及具体是位于其中的均衡器如何基于高阶调制来生成联合软值；以及图11是编码器操作的简图，用于帮助说明按照本发明的一个实施例、图5和图7-9 所示的接收器以及具体是位于其中的解码器如何起作用。
具体实施例方式参照图5，图5是按照本发明的一个实施例配置的接收器500的基本图。接收器 500处理ISI，并且旨在通过具有增强均衡器502(解调器50 来提升性能，增强均衡器 502(解调器50 生成来自其中的不同级的多个比特的联合软值(JSV) 504，然后将JSV 504 转发给增强解码器506。在一个实施例中，增强均衡器502通过使用廉价SOVA的扩展来生成JSV 504 (调制解调器比特χ’和χ)。增强解码器506具有解码器508和融合功能510。 融合功能510接受来自均衡器502的JSV504以及来自解码器508的边信息512，然后向解码器508输出调制解调器比特χ的软比特值(SSV) 514。这个方案是合乎需要的，因为它使接收器500能够具有仅前馈的结构，并且因而它能够避免均衡器502的不合需要的再使用。 相反，传统特播接收器112具有反馈结构，其中均衡器114从解码器118接收边信息134 (参见图2)。在一个实施例中，接收器500由于系统向更高速率的演进而可优选地在GSM/EDGE 无线通信系统中实现，系统向更高速率的演进要求高的信噪比(SNR)，其中提升接收器500 的性能是重要的，因为它使得能够在整个小区有更好高速率覆盖。更一般来说，接收器500 可在具有ISI的任何无线通信系统内实现。例如，接收器500能够用于LTE上行链路实际上使用单载波格式的情况。在描述本发明时，下面对于二元调制情况将接收器500详细论述为生成JSV 504，然后相对更高调制情况进行论述。此后，通过查看JSV 504与增强解码器506之间的交互来描述接收器500。
A.联合软倌参照图6，表示关于信息比特χ的可能判定的网格的隔离片段被示出，并且用于帮助描述按照本发明的一个实施例，接收器500以及具体是均衡器502如何生成JSV 504。在这个网格中，将Φ标识为在索引k的最佳状态，同时示出连接到Φ、回顾到索引k-2的四个状态。在索引k-2的4个状态按照其对应χ’和χ值表示为j”x，,x。这个小网格区被隔离并且示出，以便突出在JSV 504的确定中没有涉及网格的其它部分的事实。在这个实施例中， 当生成JSV 504时，均衡器502不仅考虑在索引k的调制解调器比特X，而且还考虑在索引 k-Ι的先前调制解调器比特χ’。对(χ’，χ)具有未被其相应SSV反映、但是为JSV504捕获的联合信息。接下来论述均衡器502如何能够使用对(χ’，χ)来生成JSV 504的一个示例。 在后一小节，提供论述以说明通过将对(χ’，x)中的JSV 504与关于先前信息比特χ’的边信息512融合来利用JSV 504改进关于另一个调制解调器比特χ的知识的一种方式。为了得到JSV 504，均衡器502具有一个或多个处理器516以及包含处理器可执行指令的至少一个存储器518 (存储装置518)，其中一个或多个处理器516适合与至少一个存储器518进行接口，并且执行处理器可执行指令，通过对从级k-2至级k的2级上的状态度量的级数起作用来生成JSV 504(注意一个或多个处理器516和至少一个存储器518至少部分实现为软件、固件、硬件或硬编码逻辑)。在这个示例中，状态度量具有由(x’，x)来索引的四个新量，由下式给定
权利要求
1.一种用于降低所接收符号中的符号间干扰的前馈接收器，所述接收器包括均衡器，所述均衡器接收所述符号并且输出联合软值，所述联合软值包括调制解调器比特X和先前调制解调器比特X’的联合信息；融合功能，所述融合功能接收所述联合软值，并且输出所述先前调制解调器比特X’的输入软值；解码器，所述解码器接收所述先前调制解调器比特X’的所述输入软值，并且输出所述先前调制解调器比特X’的输出软值；以及修改单元，所述修改单元使用所述先前调制解调器比特X’的所述输入软值和所述先前调制解调器比特X’的所述输出软值生成关于所述先前调制解调器比特X’的偏置的形式的边信息；其中，所述融合功能接收所述边信息，并且处理所述边信息和所述联合软值，从而生成调制解调器比特X的改进的单软值。
2.如权利要求1所述的前馈接收器，还包括位于所述均衡器与所述融合功能之间的解交织器，其中，所述解交织器改变所述调制解调器比特χ和χ’中的索引。
3.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述修改单元是减法单元，所述减法单元从所述先前调制解调器比特χ’的所述输出软值中减去所述先前调制解调器比特χ’的所述输入软值，从而生成关于所述先前调制解调器比特X’的偏置的形式的边信息。
4.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用廉价SOVA技术来生成所述联合软值。
5.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用SOVA技术来生成所述联合软值。
6.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述先前调制解调器比特χ’和所述调制解调器比特χ属于相同的码字。
7.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述先前调制解调器比特χ’属于第一码字， 而所述调制解调器比特χ属于第二码字。
8.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述先前调制解调器比特χ’属于第一码字， 而所述调制解调器比特χ未编码。
9.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器生成所述先前调制解调器比特 χ’的所述输入软值，并且向所述融合功能转发所述先前调制解调器比特χ’的所述输入软值。
10.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器基于二元调制、M-PSK调制或 M-QAM调制来生成所述联合软值。
11.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器是MAP解码器，所述MAP解码器使用前向递归、后向递归和组合步骤来产生所述先前调制解调器比特X’的所述输出软值。
12.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器使用删截卷积码来生成所述先前调制解调器比特χ’的所述输出软值。
13.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器使用特播码来生成所述先前调制解调器比特χ’的所述输出软值。
14.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述解码器使用块码来生成所述先前调制解调器比特X’的所述输出软值。
15.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用来自相邻级的所述调制解调器比特χ和所述先前调制解调器比特χ’来生成所述联合软值。
16.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述均衡器使用来自非相邻级的所述调制解调器比特χ和所述先前调制解调器比特χ’来生成所述联合软值。
17.如权利要求1所述的前馈接收器，其中，所述修改单元生成关于所述调制解调器比特χ而不是所述先前调制解调器比特χ’的偏置的形式的边信息，以及所述融合功能接收所述边信息，并且处理所述边信息和所述联合软值以生成所述先前调制解调器比特χ’而不是所述调制解调器比特χ的改进的单软值。
18.一种用于降低所接收符号中的符号间干扰的方法，所述方法包括下列步骤接收所述符号；生成联合软值，所述联合软值包括调制解调器比特χ和先前调制解调器比特χ’的联合信息；以及使用所述联合软值和关于所述先前调制解调器比特χ’或所述调制解调器比特χ的偏置的形式的边信息来分别生成所述调制解调器比特χ或者所述先前调制解调器比特χ’的单软值。
19.如权利要求18所述的方法，其中，均衡器在所述生成步骤中用于生成所述联合软值，并且在所述使用步骤期间不再被使用，在所述使用步骤中使用解码器来生成所述调制解调器比特χ或者所述先前调制解调器比特χ’的所述单软值。
20.如权利要求18所述的方法，其中，所述生成步骤还包括使用廉价SOVA技术或SOVA 技术来生成所述联合软值。
21.如权利要求18所述的方法，其中，所述生成步骤还包括基于二元调制、M-PSK调制或M-QAM调制来生成所述联合软值。
22.如权利要求18所述的方法，其中，所述生成步骤使用来自相邻级的所述调制解调器比特χ和所述先前调制解调器比特X’。
23.如权利要求18所述的方法，其中，所述生成步骤使用来自非相邻级的所述调制解调器比特χ和所述先前调制解调器比特χ’。
24.如权利要求18所述的方法，其中，所述联合软值包括多个调制解调器比特(…，X”， χ’，χ)的联合信息，其中所述先前调制解调器比特(…，χ”，χ’ )中每一个的边信息与多个比特联合软值进行融合，从而使最后调制解调器比特χ受益。
全文摘要
本文描述前馈接收器和方法，它们通过使用增强均衡器以及增强解码器来解决所接收符号中的符号间干扰，增强均衡器生成联合软值(先前调制解调器比特x’和调制解调器比特x的联合信息)，增强解码器使用联合软值和边信息(关于先前调制解调器比特x’的偏置)输出更可靠的信息比特x。
文档编号H04L25/03GK102265571SQ200980152920
公开日2011年11月30日 申请日期2009年12月21日 优先权日2008年12月23日
发明者A·S·哈伊拉拉 申请人:爱立信电话股份有限公司