专利名称：一种多载波水声通信方法
技术领域：
本发明涉及的是一种通信方法，具体地说是一种水声通信方法。
背景技术：
水声信道是一个十分复杂的时_空_频变信道，其主要特征是复杂性、多变性、强 多途和有限带宽。声传播损失和海水吸收损失使得水声信道带宽受到极大限制，海洋水声 信道中多径效应的存在造成接收信号的畸变和严重的码间干扰，给水声通信系统的设计带 来了巨大的困难。 OFDM(正交频分复用)技术实际上是MCM(Multi-Carrier Modulation,多载波调 制)的一种。其主要思想是将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低 速子数据流，调制到在每个子信道上进行传输。正交信号可以通过在接收端采用相关技术 来分开。每个子信道上的信号都是窄带信号，带宽小于信道的相关带宽，因此每个子信道上 的可以看成平坦性衰落，从而可以消除符号间干扰。 OFDM技术有缺点，主要对频偏和噪声比较敏感。OFDM技术区分各个子信道的方法 是利用各个子载波之间严格的正交性，其每一个子载波都是单频信号，频偏和噪声会使各 个子载波之间的正交特性恶化，仅仅1^的频偏就会使信噪比下降30dB。因此，OFDM系统 对频偏和噪声比较敏感。
经过检索与本发明相关的文献包括 Massimiliano Martone， 〃 A Multicarrier System Based on the Fractional FourierTransform for Time_Frequency_Selective Channels, 〃 IEEE TRANSACTIONS ONCO匪UNICATIONS, VOL. 49， NO. 6， JUNE 2001 (以下称为文献1)。陈恩庆；陶然；张卫强；赵娟；孟祥意，"分数阶傅立叶变换OF匿系统自适应均衡算
法，"电子学报，2007，35(9) : 1728-1733 (以下称为文献2)。 陶然，陈恩庆等，"基于分数阶傅立叶变换的正交频分复用(OFDM)系统，"中国专 利公开号CN 1859346A，2006. 01 (以下称为专利1) 文献1和专利1对基于分数阶傅立叶变换的正交频分复用系统(FRFT-OFDM)作了 研究，他们主要针对无线电的通信系统，根据不同的相对运动速度采用不同的分数阶傅立 叶变换斜率，需要有一个专门传输这个斜率的信道。在高多普勒情况下比传统OF匿有着更 好的性能；但在双方相对静止或低多普勒的情况下，系统退化成传统OF匿系统，性能与传 统OFDM系统相当。总的来说他们都是对传统OFDM系统在高多普勒条件下的一种改进。文 献2与前两者相似，只是将频域滤波改为自适应算法。
发明内容
本发明的目的在于提供一种抗噪声能力强，频谱利用率高的一种多载波水声通信方法。本发明的目的是这样实现的
在发射端，首先是将需要传输的数据作信道编码，再进行数字调制，之后将调制后
的串行码元作串并转换，并将并行码元分配到相应的频点上，频点为对称分布， 一半为正调
频斜率， 一半为负调频斜率，对分配好的并行频域码元作离散分数阶傅立叶逆变换，以上基
带调制过程被称为交叉调制，调制后的时域码元其子载波成对出现，每一对载波中心频率
相同，调频斜率相等，且符号相反，接着，将时域码元的实部和虚部作正交调制，调制到两个
正交高频载波上，同时传输实部和虚部，最后在每个码元数据前加入保护间隔； 在接收端，首先将保护间隔去除，再经过正交解调得到基带复信号，通过每一帧帧
头的信道学习序列作信道估计，获得信道传输矩阵，对信号做时域均衡，多径分集接收，应
用离散分数阶傅立叶变换对信号作子载波解调，得到分数阶域的码元，最后在分数阶域，用
基于最大似然准则的判决反馈均衡算法，对信号作频域均衡，同时进行数字解调和判决形
成数据输出流。 本发明还可以包括 1、发射端的对分配好的并行频域码元作离散分数阶傅立叶逆变换的公式为
s = F—a -x 其中s = [s(O)，s(l)，……s(N-l)]T为数据向量和待解调的接收向量，F—a为离 散逆分数阶傅立叶变换矩阵。
2、射端的应用离散分数阶傅立叶变换对信号作子载波解调的公式为
y = Fa r 其中r = [r(O)， r(l)，……r (N_l) ]T为数据向量和待解调的接收向量，Fa为离 散分数阶傅立叶变换矩阵。 3、子载波为正负调频斜率的子载波对，有2K个子载波，K个子载波为正调频率，K 个子载波为负调频率，各子载波频率为wff =w--〖cot(士a) w = 0,l,......,K — 1 其中a为IDFrFT的变换角度，Tsymw为符号持续时间，t G (-T—。"2， T—。"2)， n为子载波号。 4、所述正交调制的调制公式为u (t) = real (s (t)) cos (2 ji fct) +imag (s (t)) sin (2 ji fct) 其中s(t)为发射端的基带复信号，u(t)为发射端经正交调制的高频传输信号，
fc为正交调制的载波频率，real(.)和i腿g(.)表示取实部和取虚部，t G (_Tsymbol/2，
1 symbol^ "7 o 5、所述正交解调的解调公式为 r (t) = LP [v (t) cos (2 Ji fct) +j v (t) sin (2 Ji fct)] 其中r(t)为接收端的基带复信号，v(t)为接收端经正交调制的高频传输信号，fc 为正交调制的载波频率，LP[.]表示低通滤波器，t G (-T—。"2， T—。"2)。
本发明根据水声通信的特点，提出了一种高效的基于分数阶傅立叶变换的水声正 交频分复用(OFDM)通信系统，采用不变的分数阶傅立叶变换斜率，在双方相对静止或低多 普勒的情况下，子载波依然为线性调频信号，具有51ogBT的处理增益，性能优于传统OFDM 系统，并且针对水声通信特点作了创新和改进。本发明的与之前的系统不同之处如下
1.由于水声信道带宽远远小于无线电信道，本发明提出基于交叉调制的，有正负 调频率子载波的基带调制技术，频带利用率可以提高一倍。 2.为了保证子载波之间的正交性，本发明使用复信号的调制及传输。 3.为了提高传输效率，本发明采用正交调制方法，同时传输复信号的实部和虚部。 4.本发明引入Rake接收机的时域均衡技术，抗多径分集接收。 5.本发明提出新的分数阶傅立叶域均衡方法，基于最大似然准则的判决反馈均衡技术。 另外针对以往文献缺陷，本发明有如下改进 1.不采用循环前缀，而直接插入零作为保护间隔抗码间干扰。 2.不采用插入导频的估计信道方法，而是在每帧数据前加入信道学习信号。
图1是水声多载波通信系统框图； 图2是水声多载波通信系统载波时频分布图； 图3是复数信号与实数信号传输对比图； 图4是通信数据帧结构图； 图5是基于最大似然准则的判决反馈均衡算法流程图； 图6是基于分数阶变换的0F匿与传统0F匿误码率比较； 图7是基于分数阶变换的0F匿与传统0F匿误码率比较。
具体实施例方式
下面结合附图举例对本发明做更详细地描述 进行基带子载波调制，基带多载波调制/解调公式为 s = F—a x (1) 和 y = Fa r (2) 其中s = [s(O)，s(l)，……s(N-l)]T和r = [r(O)，r(l)，……r(N-l)]T为数据
向量和待解调的接收向量，F—a和F。分别为离散逆分数阶傅立叶变换矩阵和离散分数阶傅
立叶变换矩阵。 针对水声信道有限的带宽，为了提高频带利用率，本发明提出子载波为正负调频 斜率的子载波对。设有2K个子载波，K个子载波为正调频率，K个子载波为负调频率，各子 载波频率为 a,"="^--fcot(士a) n = 0,l,……,K一l 则每个子载波为
<formula>formula see original document page 6</formula>
(4) 其中a为IDFrFT的变换角度，T—^为符号持续时间，t G (-T—。"2， T—。"2)， n为子载波号，子载波成对出现，每一对子载波中心频率相同，调频斜率相等符号相反，这样 的调制称为交叉调制。可以证明所有正负斜率的子载波之间两两正交(证明略)。
如图2所示，为载波的时频分布图，横轴为频率，纵轴为时间。其中上图为基于傅 立叶变换的OF匿系统，它的每个子载波为单频信号，共有10个子载波；中图为原有的基于 分数阶傅立叶变换的0F匿系统，它的每个子载波为线性调频信号，只有一种调频斜率和7 个子载波；下图为本发明的通信系统，它的每个子载波为线性调频信号，调频率分为正负两 种共有14个子载波。从图中可以看出，在有相同带宽，相同子载波间隔的情况下，原有的基 于分数阶傅立叶变换的OFDM系统由于子载波是宽带信号，本身要占用一定带宽，因此子载 波数最少。而本发明使用的交叉调制技术，可用子载波数是前者的两倍，比基于傅立叶变换 的OFDM系统子载波数还要多，具有最高的频谱利用率。 交叉调制的子载波信号彼此之间两两正交是复数域上的结果，而子载波的实数信 号并不能完全正交。图3为分数阶域的频谱图，左图为交叉调制后的复数信号，右图为交叉 调制后的实数信号。由图可见实信号传输会产生很强的子信道间干扰，因此本发明采用复 信号的传输方式，在信道中同时传输复信号的实部和虚部。 因为需要传输复信号的实部和虚部，为了不降低传输数据率，本发明采用正交调 制技术。将基带复信号的实部和虚部分别用两个正交的载波调制到高频，同时传输；在接收 端作正交解调，重构基带复信号。正交调制/解调公式为u(t) = real (s(t)) cos(2 Ji fct)+imag(s(t)) sin(2 Ji fct) (5)
和 r (t) = LP [v (t) cos (2 Ji fct) +j v (t) sin (2 Ji fct) ] (6)
其中s(t)和r(t)为发射端和接收端的基带信号，u(t)和v(t)为发射端和接收 端经正交调制的高频传输信号，f。为正交调制的载波频率，rea1(.)和imag(.)表示取实部 和取虚部，LP[.]表示低通滤波器，t G (-T—。"2， T—。"2)。这样就可以同时传输实部和 虚部信号，而不增加传输时间，提高了传输效率。 传统的0F匿系统每个子载波为单频信号，因此采用循环前缀后，只要多途时延不 超过循环前缀的长度就可以保证每个子载波都有完整的周期，因此可以保证子载波间的正 交性，不会产生子信道间干扰(ICI)。 不幸的是循环前缀技术无法应用到基于分数阶傅立叶变换的0F匿中。因为对于 单频信号，时间上的平移只会产生相位变化，不会改变信号频率，因此子载波间仍然正交。 而在分数阶域中时间上的平移不仅能产生相位变化，而且会改变频率，在分数阶域上谱线 的平移，因此多个途径叠加后，不能保证子载波间保持正交。所以本发明放弃了以前的系统 中使用的循环前缀技术，而直接在每个符号之间加入保护间隔，再用后续的方法抗多途造 成的ICI干扰。同样原因利用导频的信道估计方法也会受到很大影响而不可用，本发明采 用每帧数据前加入特殊的信道学习信号的方法来估计信道，数据帧结构如图4。以下算法假 设信道已知，并假设多途时延长度小于保护间隔，因此不考虑码间干扰(ISI)。
为了抗多途干扰，本发明采用时域和分数阶域两步均衡的方法，时域采用Rake接 收机，在频域采用判决反馈均衡算法。 在接收端引入Rake接收机技术，采用多径分集接收，提高信噪比，降低子信道间 干扰。假设接收信号为 r = Hs+n (7) 其中r为接收信号，s为发射信号，H为信道矩阵，n为噪声向量。其算法公式为
S = HHr = H"Hs + H"n (8) 其中HHH是信道的互相关阵，而HHn是有色的复高斯噪声。Rake接收机技术将接 收信号与信道冲激响应作匹配滤波，抑制多途干扰。 注意通常HHH是非对角阵，因此Rake接收机技术的性能是受限的。也就是说即使 信噪比无穷大，也不能保证没有ICI干扰，因此我们还要加入分数阶域均衡技术。
基于最大似然准则的判决反馈均衡算法流程如图5，其中r为接收到的分数阶域 信号，d为均衡后的分数阶域信号，s是对信息码的估计，r'为经过虚拟传输后的分数阶域 接收信号，e为r与r'的误差。首先对接收到的分数阶域信号作判决，得到信息码的估计 值；然后对估计值经虚拟传输后得到r'，传输公式为 r'=F H"HF S (9) 求r与r'的差值e，根据e通过反馈算法得到d再作判决，如此反复迭代直到e为 最小。则此时的s即为输出。本发明采用的反馈算法如下
d = r-e (10) 本发明采用恒定调频斜率的线性调频信号作为子载波，每个子载波是宽带信号， 比传统的OFDM系统有着更高的处理增益，因此抗噪声能力更强；采用基带交叉调制和高频 正交调制的方法，有着更高的频谱利用率；采用时域(Rake接收机)和频域(判决反馈均衡 器)两次均衡的算法抗ICI干扰。综上所述，本发明有着比传统OF匿系统更优异的性能。
在发射端，首先是将需要传输的数据作信道编码，再进行数字调制(例如QPSK 等)。之后将调制后的串行码元作串并转换，并将并行码元分配到相应的频点上，频点为对 称分布，一半为正调频斜率，一半为负调频斜率。按式(1)所示对分配好的并行频域码元作 离散分数阶傅立叶逆变换，以上基带调制过程被称为交叉调制。调制后的时域码元其子载 波成对出现，每一对载波中心频率相同，调频斜率相等，且符号相反，载波公式见式(4)，其 中每个载波的频率见式(3)。接着，将时域码元的实部和虚部作正交调制，调制到两个正交 高频载波上，同时传输实部和虚部，见公式(5)。最后在每个码元数据前加入保护间隔，防止 ISI干扰，保护间隔的大小取决于信道的多径扩展。 在接收端，首先将保护间隔去除，再经过正交解调得到基带复信号，见公式(6)。通 过每一帧帧头的信道学习序列作信道估计，获得信道传输矩阵，具体方法可参照其他文献。 应用式(8)的Rake接收机对信号做时域均衡，多径分集接收，提高信噪比，降低子信道间干 扰。然后按式(2)所示，应用离散分数阶傅立叶变换对信号作子载波解调，得到分数阶域 的码元。最后在分数阶域，用基于最大似然准则的判决反馈均衡算法，对信号作频域均衡， 同时进行数字解调和判决形成数据输出流。为了 明本发明所述的系统及算法的有效性， 进行了仿真实验。仿真条件如下，假设信道为广义平稳非相关散射多径信道，多径条数为3 条，其中一条为直达声，另两条分别为海底和海面反射声，它们相对于直达声的衰减为3dB。每个符号的采样序列为512个点，保护间隔长度为128个点，数字调制方式为QPSK，每帧由 80个符号组成，系统带宽为2. 2KHz，载频为8KHz。图6为基于分数阶傅立叶变换的0F匿与 传统0F匿误码率比较，两个系统参数相同，子载波数为64个，可见基于FRFT的0F匿性能 明显优于传统的0F匿。随着子载波数的降低，如图7，子载波数为32，基于分数阶傅立叶变 换的OF匿性能会更出色。
权利要求
一种多载波水声通信方法，其特征是在发射端，首先是将需要传输的数据作信道编码，再进行数字调制，之后将调制后的串行码元作串并转换，并将并行码元分配到相应的频点上，频点为对称分布，一半为正调频斜率，一半为负调频斜率，对分配好的并行频域码元作离散分数阶傅立叶逆变换，以上基带调制过程被称为交叉调制，调制后的时域码元其子载波成对出现，每一对载波中心频率相同，调频斜率相等，且符号相反，接着，将时域码元的实部和虚部作正交调制，调制到两个正交高频载波上，同时传输实部和虚部，最后在每个码元数据前加入保护间隔；在接收端，首先将保护间隔去除，再经过正交解调得到基带复信号，通过每一帧帧头的信道学习序列作信道估计，获得信道传输矩阵，对信号做时域均衡，多径分集接收，应用离散分数阶傅立叶变换对信号作子载波解调，得到分数阶域的码元，最后在分数阶域，用基于最大似然准则的判决反馈均衡算法，对信号作频域均衡，同时进行数字解调和判决形成数据输出流。
2. 根据权利要求1所述的一种多载波水声通信方法，其特征是发射端的对分配好的 并行频域码元作离散分数阶傅立叶逆变换的公式为s = P—a x其中8= [s(O)，s(l)，……s(N-l)]t为数据向量和待解调的接收向量，F—a为离散逆分数阶傅立叶变换矩阵。
3. 根据权利要求2所述的一种多载波水声通信方法，其特征是射端的应用离散分数 阶傅立叶变换对信号作子载波解调的公式为y = Fa r其中^= [r(O)，r(l)，……r(N-l)]t为数据向量和待解调的接收向量，Fa为离散分 数阶傅立叶变换矩阵。
4. 根据权利要求3所述的一种多载波水声通信方法，其特征是子载波为正负调频斜 率的子载波对，有2K个子载波，K个子载波为正调频率，K个子载波为负调频率，各子载波频 率为气"=w--f cot(士") ；？ = 0,1，……，X — 1其中a为IDFrFT的变换角度，为符号持续时间，t G (-T—。"2， T，b。〃2) ， n为 子载波号。
5. 根据权利要求4所述的一种多载波水声通信方法，其特征是所述正交调制的调制 公式为u(t) =real(s(t)) cos (2 ji fct)+imag (s (t)) ，sin(2Jifct)其中s(t)为发射端的基带复信号，u(t)为发射端经正交调制的高频传输信号，f。为正 交调制的载波频率，real ( )和imag(.)表示取实部和取虚部，t G (-Tsymbol/2， Tsymbol/2)。
6. 根据权利要求5所述的一种多载波水声通信方法，其特征是所述正交解调的解调 公式为r (t) = LP [v (t) cos (2 Ji fct) +j v (t) sin (2 ji fct)]其中r(t)为接收端的基带复信号，v(t)为接收端经正交调制的高频传输信号，f。为正 交调制的载波频率，LP[.]表示低通滤波器，t G (-Tsymb。"2， T—。"2)。
全文摘要
本发明提供的是一种多载波水声通信方法。首先利用离散逆分数阶傅立叶变换进行基带子载波调制；在接收端利用离散分数阶傅立叶变换进行基带子载波解调。其中正负调频率的子载波成对出现，称之为交叉调制；其次对基带信号的实部和虚部作正交调制，将基带复信号调制到高频传输；在接收端作正交解调，重构基带复信号。在时域用Rake接收机抗多径分集接收均衡；在分数阶傅立叶域内对接收信号作判决反馈均衡。本发明的频带利用率可以提高一倍，传输效率高，抗多径分集接收。
文档编号H04B13/02GK101771657SQ20101003241
公开日2010年7月7日 申请日期2010年1月6日 优先权日2010年1月6日
发明者王逸林, 蔡平, 陈韵 申请人:哈尔滨工程大学