专利名称：高效率全数字发送装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种高效率全数字发送装置。
背景技术：
高效率发送装置因其通话时间长及/或电池寿命长而多用于无线通信。传统的高效率发送装置例如使用极化调制方式。然而，在极化调制方式中，极化领域信号处理以及电源调制所使用的幅度调制(amplitude modulation, AM)路径和相位调制(phase modulation, PM)路径两条分离的路径，在到达功率放大器时却存在延迟失配的问题，从而难以构建AM路径所需的电源调制器。因此，高带宽、低噪声及高效率的电源调制器的安装困难，导致了传统的高效率发送装置的生产成本的提高。因而需要一种低成本、高效率的全数字发送装置。
发明内容
本发明涉及一种使用全数字功率放大器的、低成本、高效率全数字发送装置。 本发明使用各种映射技术来生成输出信号，该输出信号实质上在载波频率再生基带信号。所述的各种映射技术如，等值加权映射(equal-weight mapping)、二进制加权映射 (binary-weight mapping)、任意力口权映身寸(arbitrary weight mapping 及 / 或网格映身寸 (grid mapping) 0本发明中，基带信号生成器生成基带信号，该基带信号是通过信号处理器使用所选择的映射技术所特有的量化图而被量化了的信号。数字功率放大器(digital power amplifier,DPA)控制映射器使用该量化了的信号及其在量化表中所对应的项目，向相位选择阵列输出控制信号。量化表与量化图相对应，并是所选择的映射技术所特有的。 相位选择阵列具备多个相位选择器，各个相位选择器接收控制信号中的一个。各个相位选择器输出具有与控制信号相应的相位的载波频率的波形，或者输出待用信号(inactive signal)。通过增加相位选择器所能够选择的相位数量，能够降低输出信号的噪声。DPA阵列包括多个DPA，各个DPA具有映射技术所分配的加权。相位选择器与DPA 可以是一一对应的数量关系。增加所用的相位选择器和DPA的数量能够降低输出信号的噪声。各个DPA接收来自相位选择器的波形中的一个，并根据DPA的加权和所接收到的波形的相位，输出功率信号。合成功率信号实质上在载波频率再生基带信号。因此，本发明不使用电源调制就能够在载波频率再生基带信号，并且不存在失配的问题。从而能够降低发送装置的生产成本。在一实施方式中，本发明的发送装置具备信号处理器，该信号处理器用于接收基带信号，并使用量化图来生成量化了的信号；映射器，该映射器用于接收量化了的信号，并使用量化表来生成多个控制信号；相位选择阵列，该相位选择阵列用于接收多个控制信号， 并生成多个具有从多个可能的相位中选择的相位的载波频率的波形；及，数字功率放大器阵列，该数字功率放大器阵列用于接收载波频率的多个波形，并生成输出信号。在另一实施方式中，本发明的发送装置具备信号处理器，该信号处理器用于接收
3基带信号，并使用量化图来生成第1量化信号及第2量化信号；映射器，该映射器用于接收该第1量化信号和第2量化信号，并使用量化表生成多个第1控制信号及多个第2控制信号；第1相位选择阵列，该第1相位选择阵列用于接收该多个第1控制信号，并生成多个第 1载波频率波形，该载波频率具有从多个可能的相位中选择的相位；第2相位选择阵列，该第2相位选择阵列用于接收该多个第2控制信号，并生成多个第2载波频率波形，该载波频率具有从多个可能的相位中选择的相位；及，数字功率放大器阵列，该数字功率放大器阵列用于接收多个第1载波频率波形及多个第2载波频率波形，并生成输出信号。在另一实施方式中，本发明所涉及的在发送装置中生成输出信号的方法包括接收基带信号；使用量化图，从基带信号生成量化信号；使用量化表，从量化信号生成多个控制信号；从该多个控制信号生成多个载波频率波形，该载波频率具有从多个可能相位中选择的相位；从该多个载波频率波形生成输出信号。本发明的新技术特征已在权利要求书中作有记载。为了更好地理解本发明，以下将结合附图，对本发明的结构、动作方法及其目的和优点进行详细说明。
图1是本发明的一-实施方式所涉及的发送装置的示意图。
图2是本发明的一-实施方式所涉及的发送装置的示意图。
图3是本发明的一-实施方式所涉及的组合器的示意图。
图4是本发明的一-实施方式所涉及的多相振荡器、相位选择器及数字功率放大器的示意图ο
图5是等值加权量化图的一段的图。
图6是等值加权量化图。
图7是本发明的一-实施方式所涉及的包括量化点的等值加权量化图。
图8是本发明的一-实施方式所涉及的包括量化点的等值加权量化图的一段的图。
图9是本发明的一-实施方式所涉及的处理的图。
图10是本发明的--实施方式所涉及的控制信号表；
图11是本发明的--实施方式所涉及的等值加权量化表的一 部分；
图12是本发明的--实施方式所涉及的等值加权量化图的一 段的图13是本发明的--实施方式所涉及的等值加权量化表的一 部分；
图14是本发明的--实施方式所涉及的等值加权量化图。
图15是本发明的--实施方式所涉及的等值加权量化表的一 部分；
图16是本发明的--实施方式所涉及的等值加权量化图。
图17是本发明的--实施方式所涉及的发送装置的输出信号的PSD表。
图18是本发明的一实施方式所涉及的多相振荡器、相位选择器及数字功率放大器的示意图O
图19是本发明的--实施方式所涉及的二进制加权量化图白t一段的图20是本发明的--实施方式所涉及的二进制加权量化图。
图21是本发明的--实施方式所涉及的包括量化点的二进制加权量化图。
图22是本发明的-一实施方式所涉及的包括量化点的二进制加权量化图的一段的
图23是本发明的一
图24是本发明的一
图25是本发明的一
图26是本发明的一
图27是本发明的一
图28是本发明的一
图29是本发明的一
图30是本发明的一器的示意图O
图31是本发明的一
图32是本发明的一
图33是本发明的一
图34是本发明的一图。
图35是本发明的一
图36是本发明的一
图37是本发明的一
图38是本发明的一
图39是本发明的一
图40是本发明的一
图41是本发明的一
图42是本发明的另
图43是本发明的一
图44是本发明的一
图45是本发明的一
图46是本发明的一
图47是本发明的一
图48是本发明的一
实施方式所涉及的控制信号表。
实施方式所涉及的: 实施方式所涉及的: 实施方式所涉及的: 实施方式所涉及的: 实施方式所涉及的: 实施方式所涉及的:进制加权量化表的一部分； 进制加权量化图的一段的图 进制加权量化表的一部分； 进制加权量化图的一段的图 进制加权量化表的一部分； 进制加权量化图的一段的图
实施方式所涉及的多相振荡器、相位选择器及数字功率放大
实施方式所涉及的任意加权量化图的一段的图； 实施方式所涉及的任意加权量化图。 实施方式所涉及的包括量化点的任意加权量化图。 -实施方式所涉及的包括量化点的任意加权量化图的一段的
实施方式所涉及的控制信号表。 实施方式所涉及的任意加权量化表的实施方式所涉及的任意加权量化图的实施方式所涉及的任意加权量化表的实施方式所涉及的任意加权量化图的实施方式所涉及的任意加权量化表的实施方式所涉及的任意加权量化图的一实施方式所涉及的发送装置的示意图。 实施方式所涉及的网格量化图。 实施方式所涉及的控制信号表。 实施方式所涉及的网格量化表的实施方式所涉及的控制信号表。 实施方式所涉及的网格量化表的
部分；
段的图
部分；
段的图
部分；
段的图
-部分。
-部分。
实施方式所涉及的发送装置的PSD表。附图标记说明100,200,300 发送装
102基带IQ信号生成器104信号处理器106,306 DPA 控制映射器108、142、144 相位选择阵列110 DPA 阵列112高功率输出装置114低功率输出装置115、315 振荡器
116、116a、116b、116c、116d、116e、116f 相位选择器118、118a、118b、118c、118d、118e、118f DPA120 组合器122 开关124 天线126 功率放大器128噪声整形器130 量化器134 电容器136 电感器138 电阻器140 输出146、148 DPA
具体实施例方式
以下，对本发明的最佳实施方式进行详细说明，这些最佳实施方式配有附图。但本发明的实施方式并不仅限于这些最佳实施方式，只要不脱离本发明的发明宗旨和范围，也包括其他替代物、变形例或等价物。此外，为了更好地理解本发明，在下述的说明中进行了详细地记述，但对于本领域的技术人员而言，实施本发明并不仅限于这些详细说明。为了便于理解本发明，在其他的例子中，省略了对周知的方法、顺序、构成要素及形成顺序的详细说明。如图1所示，本发明可以具备发送装置100、高功率输出单元112及/或低功率输出单元114。发送装置100例如可以是如移动电话之类的电子设备中的发送装置。该发送装置100例如能够接收输入信号，并在载波频率生成输出信号。该输出信号能够选择性地被发送到高功率输出单元112及/或低功率输出单元114。高功率输出单元112例如可以是前端模块单元112，并具备开关122及天线124。低功率输出单元114例如可以是外部功率放大器，并具备功率放大器126。该功率放大器126例如可以是线性功率放大器126。 发送装置100例如具备基带IQ信号生成器102、信号处理器104、数字功率放大器(DPA) 控制映射器106、相位选择阵列108及/或DPA阵列110。基带IQ信号生成器102接收输入信号并生成基带信号，例如I_bb和Q_bb。1_ bb是基带信号的I分量，Q_bb是基带信号的Q分量。信号处理器104接收该I_bb和Q_bb 信号，并使用例如之后将要说明的量化图来生成量化信号I_sp*Q_sp。DPA控制映射器 (DCM) 106接收该量化信号I_sp和Q_sp，并使用例如之后将要说明的量化表，生成与量化信号对应的控制信号C_1到(_11。在一实施方式中，η可以是与相位选择阵列108中的相位选择器的数量对应的任意整数。相位选择阵列108中的相位选择器的数量例如可以与DPA阵列110中的DPA的数量对应。相位选择阵列108接收控制信号，并生成多个载波频率波形，该载波频率具有从多个可能相位中选择的相位，每个波形的相位例如可以根据对应的控制信号来决定。例如， 相位选择阵列108可以具备振荡器115及/或多个相位选择器116。振荡器115能够生成提供给各个相位选择器116的多个相位信号，。振荡器115可以独立于相位选择阵列108。 各个相位选择器116接收控制信号C_1到C_n中的1个和多个相位信号。例如，相位选择器116中的一个可以接收控制信号C_l，而相位选择器116中另一个可以接收控制信号C_ η。基于各个相位选择器116所接收的控制信号，各个相位选择器可以输出待用信号或具有与多个相位信号的相位中的一个对应的波形，之后将对之进行详细说明。DPA阵列110接收载波频率的多个波形，并根据该多个波形来生成载波频率的输出。DPA阵列110可以具备多个DPAl 18和组合器120。各个DPAl 18能够在可高效动作的压缩模式下动作。并且，各个DPA118输出具有按照所分配的加权而获得的相位和增益的功率信号。相位是一个DPA118所接收到的波形的相位。各个DPA118具有规定的加权，该规定的加权决定由一个DPA118输出的功率信号的其他功率信号有关的大小。因此，各个DPA118 接收多个波形中的一个，并生成具有该波形的相位和该DPA的加权的功率信号。组合器将功率信号合成，从而生成载波频率的输出。该输出近似于载波频率的基带信号IJA和0_ bb。图2示出本发明的一实施方式所涉及的发送装置200。该发送装置200的信号处理器104具备更具体的构成要素。发送装置200输出载波频率的输出信号ν(t)。一般地， 在上述载波频率中，输出信号v(t)与基带信号Ijb及Qjb近似。发送装置200中，信号处理器104具备噪声整形器1 及量化器130。噪声整形器1 接收基带信号I_bb及Q_ bb,并对他们的噪声进行整形从而生成信号I_ns及Q_ns，并将该信号I_ns及Q_ns发送给量化器130。量化器130使用量化图对信号I_ns及Q_ns进行量化，并生成后述的量化信号 Ι_Δ Σ及Q_A Σ。Ι_Δ Σ及Q_A Σ是通过Δ Σ而进行了处理的信号，并被进一步进行了量化，以与基带信号I_bb及Q_bb近似。量化器130可以具有针对噪声整形128的反馈环路。图2中，噪声整形器128和量化器130例如可以构成为Δ Σ转换器。图2中，振荡器115独立于相位选择阵列108。并且，振荡器115例如可以是压控振荡器(VCO)及/或多相振荡器。振荡器115能够生成多个相位。在一实施方式中，振荡器 115能够生成高频的单相位。该情况下，可以将分频器与振荡器115 —起使用来生成多个相位。此外，DPA阵列110的构成具备多个DPAl 18及组合器120。该组合器120如图3所示。 该组合器120可以具备多个具有不同电容值的电容器134。该电容器134的输出被提供到与电阻器138串联连接的电感器136。输出140在电感器136与电阻器138之间获得。输出 140 是载波频率的输出信号 ν(t)，S卩，ν(t) = Ι_Δ Σ (t)cos( ct)-Q_A Σ (t)sin( ct) 等。由于Ι_Δ Σ及Q_A Σ被量化为近似于I_bb*Q_bb，因此，Ι_Δ Σ (t)cos(oct)-Q_ Δ Σ (t)Sin( 。t)被量化为近似于载波频率的基带信号Ij3b*Q_bb。再参照图1和图2，信号处理器104及/或量化器130所用的量化图可以取决于所实施的映射技术的种类。例如，本发明可以用等值加权映射、二进制加权映射、任意加权映射、网格映射和/或能够改善发送装置的性能或降低发送装置的安装成本的其他种类的映射。性能的提高例如指提高发送装置的信噪比和/或效率。在一实施方式中，如图4所示，6个相位选择器116a 116f和6个DPA118a 118f被用于等值加权映射。图4中虽然示出的是6个相位选择器116和6个DPA118，但相位选择器116和DPAl 18的数量只不过是一个例子，可以使用任意数量的相位选择器116和 6个DPA118。此外，各个DPA118a 118f具有括号中示出的权重。在等值加权映射中，各
7个DPA的加权互相相等，如图4所示，各个DPAllSa IlSf的权重为“1”。使用等值加权映射时，会用到等值加权量化图。为了生成等值加权量化图，将生成如图5所示的等值加权量化图的第1段。就等值加权映射而言，各个118a 118f具有如 “1”等相等的权重。此外，各个DPAllSa 118f可以是待用的，并且输出相位为0°且权重为“1”的载波频率的功率信号，或者输出相位是θ的倍数且权重为“1”的功率信号。图5 中，θ被设为45°，但该θ可以被设定为任意角度。通过增加所用DPAl 18的数量或减少所用的θ，由于量化点的数量增加，从而能够降低功率谱密度(power spectral density, PSD)中的噪声。当量化点的数量增加时，由于最近的量化点(Ι_Δ Σ及Σ )与经过噪声整形的基带信号(I_nS&Q_nS)之间的欧氏距离通常减少，所以噪声及PSD减少。从而基带信号(Ij3b&Q_bb)的近似度得以提高。如图5所示，DPAllSa 118f的所有状态的组合，作为量化图的第1段上的点而被映射。例如，在所有的DPAllSa 118f都输出具有0°相位的功率信号的情况下，由于各个DPAllSa 118f具有的权重为“1”，所以总功率信号输出的权重为“6”。然而，当所有的 DPAllSa 118f为待用的情况下，由于不存在输出权重为1的功率信号的DPA，所以输出为 0。当5个DPAl 18，如DPAl 18a 118e为待用，而1个DPA118，如DPA118f输出功率信号的情况下，由于只有1个权重为“1”且位于角度θ的功率信号被输出，所以总功率信号输出为距离原点的、角度为θ的量化点“1”。当所有的点在第1段都被映射的情况下，该第1段被旋转角度θ并被复制。重复该处理直到360度，以形成图6所示的等值加权量化图。该等值加权量化图可以预先被保存到信号处理器104，具体地可以被保存到量化器130中。该等值加权量化图可以被用于对信号I_ns及Q_ns进行映射，以决定由图7和图8中所示的量化器130输出的量化信号Ι_Δ Σ及Q_A Σ。参照图7和图8，为了决定所要输出的量化信号Ι_Δ Σ及Q_A Σ，信号处理器 104和/或量化器130执行图9所示的处理。在步骤S902中，通过内积的实施能够决定段。 例如，P_k = I_nsXu_k+Q_nsXv_k，其中，(u_k，v_k)是第 k 段的二等分线，该 P_k = 1_ nsXu_k+Q_nsXv_k可以如图7中部分所示那样来计算。能够求出在所有的P_k中最大的 P_m。步骤S904中执行旋转。例如，将点(I_nS，Q_nS)顺时针旋转角度(m_l) X θ，能够获得第1段中的(I_r，Q_r)。步骤S906中，能够求出最近的量化点。例如能够求出坐标。因此，坐标乙1及乙2可以通过(I_r，Q_r) = f_l X (a0,0)+f_2 X (al,bl)等来求出。此外， 量化点能够被映射。例如能够根据包围(I_r，Q_r)的4个点，来求出离(I_r，Q_r)最近的点。该4个点分别是floor (f_l) X (a0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；floor (f_l) X (aO,0)+ceil (f_2) X (al, bl)；ceil(f_l) Xa(0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；及，ceil(f_l) X (aO,0)+ceil (f_2) X (al, bl)例如将最近的点称为(I_f，Q_f)。在一实施方式中，与由经噪声整形的基带信号 (I_ns, Q_ns)所表示的点之间具有最近的欧氏距离的量化点，可以通过蛮力计算法(brute force)或其他方法来求得。步骤S908中可以执行逆旋转。例如，将点(I_ns，Q_ns)逆时针旋转角度(m-l)X θ，能够获得点(Ι_Δ Σ, Q_A Σ )。然后，信号Ι_ Δ Σ及Q_A Σ被量化器130输出。
使用量化图能够制作量化表。DPA控制映射器106用该量化表来决定发送给各个相位选择器116的控制信号的值。该控制信号的值决定相位选择器是否输出待用信号或载波频率波形中的一个。并且，载波频率的波形的相位基于控制信号的值而决定。DPA118的功率信号输出根据相位选择器116的输出来决定。量化表可以包括量化图中的所有的点及分别发送到各相位选择器的对应的控制信号。就等值加权量化图而言，能够制作等值加权量化表。DPA控制映射器106用等值加权量化表来决定发送给图4的各个相位选择器116a 116f的控制信号C_1 C_6的值。如上所述，控制信号的值决定相位选择器116a 116f 是否输出待用信号或具有相位的载波频率波形。此外，控制信号的值示出分别被各个相位选择器116a 116f输出到图4所对应的DPA118a 118f的波形的相位。图10示出DPA控制映射器106和/或相位选择器116为了对控制信号的值进行编码或解码而使用的控制信号表。例如，值为0的控制信号表示相位选择器要输出待用信号。而值为1的控制信号表示相位选择器要输出具有0度相位的载波频率的波形。此外， 值为2 8的控制信号表示相位选择器要输出具有θ的倍数的相位的载波频率的波形。图11、图13及图15分别示出与图12、图14及图16的图中所示点对应的3个等值加权量化表。该等值加权量化表被分为3个表，但也可以将它们合成为1个表。此外，虽然3个等值加权量化表中只示出了 25个量化点及其对应的控制信号，但通过1个以上等值加权量化表可以示出所有量化点。等值加权量化表中示出量化点一览及其对应的控制信号的值。例如，量化点(6，0) 所对应的控制信号的值应为图11所示的c_l = 1、C_2 = 1、C_3 = 1、C_4 = 1、C_5 = 1及 C_6= 1。基于图10所示的控制信号表，控制信号表示相位选择器116a输出具有0度相位的波形，相位选择器116b输出具有0度相位的波形，相位选择器116c输出具有0度相位的波形，相位选择器116d输出具有0度相位的波形，相位选择器116e输出具有0度相位的波形，相位选择器116f输出具有0度相位的波形。同样地，对于量化点(4. 2,4. 2)而言，控制信号的值应为图11所示的C_1 = 2、C_2 =2、C_3 = 2、C_4 = 2、C_5 = 2及C_6 = 2。基于图10所示的控制信号表，控制信号表示相位选择器116a输出具有θ相位的波形，相位选择器116b输出具有θ相位的波形， 相位选择器116c输出具有θ相位的波形，相位选择器116d输出具有θ相位的波形，相位选择器116e输出具有θ相位的波形，相位选择器116f输出具有θ相位的波形。对于图 13及图15所示的等值加权量化表中的任意的量化点也可以进行相同的解析。所输出的、 具有所示相位的波形使DPAllSa 118f输出具有对应相位的载波频率的功率信号。组合器120(图2~)使功率信号合成，在上述载波频率构成与基带信号I_bb及Q_bb近似的输出信号。上述例子中，使用量化表来决定发送给各个相位选择器的控制信号的值，但控制信号的值的决定方法并不仅限于使用上述量化表的方法，也可以使用其它方法。图17是本发明的一实施方式所涉及的与发送装置200的输出信号有关的PSD表。 图17中，有关6个DPA的载波频率834MHz的带5LTE信号的PSD用标有“上变频后(after up-conversion)”的线表示。如图所示，PSD低于PSD掩码，例如基于规范的PSD掩码。该规范例如是第三代合作伙伴计划(Third Generation Partners hip Pro ject, 3GPP)等任意团体所决定的规范。因此，发送装置200在3GPP所设定的规范范围内动作。此外，该规范可以是联邦通信委员会(FCC)等政府机关所设定的方针。
9
使用等值加权映射时，优选使用与线性PA解决方法相同大小的DPA118。此外，每当DPA118的数量倍增时，功率谱密度就提高6dB。这是噪声所降低的6dB。此外，量化点的数量随θ的减小而增大，并且，从由噪声整形器1 所生成的、经噪声整形了的基带信号到量化点的平均欧氏距离减小。通过相关，基带信号的表示就更正确。本发明也可以使用二进制加权映射来代替等值加权映射。在一实施方式中，如图 18所示，3个相位选择器116a 116c和3个DPAl 18a 118c被用于二进制加权映射。图 18中虽然示出的是3个相位选择器116和3个DPAl 18，但相位选择器116和DPAl 18的数量只不过是一个例子，可以使用任意数量的相位选择器116和DPA118。此外，各个DPAllSa 118c具有括号中示出的权重。在二进制加权映射中，各个DPA118的权重不同，该权重的范围为2° 2η-\ η是DPA的数量。如图18所示，DPAl 18a的权重为20即为“1”，DPAl 18b的权重为21即为“2”，DPAl 18c的权重为22即为“4”。使用二进制加权映射时，会用到二进制加权量化图。为了生成二进制加权量化图， 将生成如图19所示的二进制加权量化图的第1段。就二进制加权映射而言，各个118a 118c具有从2° 211—1中选择的二进制，其中，η是DPA的数量。此夕卜，各个DPAl 18a 118c 可以是待用的，或者输出相位为0°且具有二进制的载波频率的功率信号，或者输出相位是 θ的倍数且具有二进制权重的功率信号。图19中，θ被设为45°，但该θ可以被设定为任意角度。通过增加所用DPAl 18的数量或减小所用的θ，由于量化点的数量增加，从而能够降低PSD中的噪声。当量化点的数量增加时，由于最近的量化点(Ι_Δ Σ及Σ )与经过噪声整形的基带信号(I_nS&Q_nS)之间的欧氏距离通常减少，所以PSD中的噪声减少。从而基带信号(1_油及0_油)的近似度更精确。如图19所示，DPAllSa 118c的功率信号的所有的组合，作为量化图的第1段上的量化点而被映射。例如，在所有的DPAllSa 118c都输出具有0°相位的功率信号的情况下，由于DPAllSa输出具有权重为“1”的功率信号，DPAllSb输出具有权重为“2”的功率信号，DPA118C具有权重为“4”的功率信号，所以总功率信号输出的权重为“7”。然而，当所有的DPAllSa 118c为待用的情况下，由于不存在输出二进制权重的功率信号的DPA， 所以总功率信号输出为0。当2个DPAl 18，如DPAl 18a 118e为待用，而1个DPA118，如 DPAllSc输出θ的功率信号的情况下，由于只有1个权重为“4”且位于角度θ的功率信号被输出，所以总功率信号输出为距离原点的、角度为θ的量化点“4”。当所有的点在第1 段都被映射的情况下，该第1段被旋转角度θ并被复制。重复该处理直到360度，以形成图20所示的二进制加权量化图。该二进制加权量化图可以预先被保存到信号处理器104， 具体地可以被保存到量化器130中。该二进制加权量化图可以被用于对信号I_ns及Q_ns 进行映射，以决定由图21和图22中所示的量化器130输出的量化信号Ι_Δ Σ及Σ。参照图21和图22，为了决定所要输出的量化信号Ι_Δ Σ及Q_A Σ，信号处理器 104和/或量化器130执行图9所示的处理。在步骤S902中，通过内积的实施能够决定段。 例如，P_k = I_nsXu-k+Q_nsXv_k，其中，(u_k，v_k)是第 k 段的二等分线，该 P_k = 1_
以如图21中部分所示的那样来计算。能够求出在所有的P_k中最大的P_m。步骤S904中可以执行旋转。例如，将点(I_nS，Q_nS)顺时针旋转角度(m_l) X θ， 能够获得第1段中的点(I_r，Q_r)。步骤S906中，能够求出最近的量化点。例如能够求出离点(I_r，Q_r)最近的点(I_f，Q_f)。在一实施方式中，与由经过噪声整形的基带信号(1_ns,Q_ns)所表示的点之间具有最近的欧氏距离的量化点，可以通过蛮力计算法或其他方法来求得。步骤S908中执行逆旋转。例如，将点(I_f，Q_f)逆时针旋转角度(m-1) X θ，能够获得点(Ι_Δ E,Q_A Σ)。然后，信号Ι_ Δ Σ及Q_A Σ被量化器130输出。就二进制加权量化图而言，能够制作二进制加权量化表。DPA控制映射器106用二进制加权量化表来决定控制信号c_l C_3的值，从而发送给图18的各个相位选择器 116a 116c。如上所述，控制信号的值决定相位选择器116a 116c是否输出待用信号或具有相位的载波频率波形。此外，控制信号的值示出分别被各个相位选择器116a 116c 输出到图18所对应的DPA118a 118c的波形的相位。图23示出DPA控制映射器106和/或相位选择器116为了对控制信号的值进行编码或解码而使用的控制信号表。例如，值为0的控制信号表示相位选择器要输出待用信号。而值为1的控制信号表示相位选择器要输出具有0°相位的载波频率的波形。此外， 值为2 8的控制信号表示相位选择器要输出具有θ的倍数的相位的载波频率的波形。图24、图沈及图观分别示出与图25、图27及图四的图中所示点对应的3个二进制加权量化表。该二进制加权量化表被分为3个表，但也可以将它们合成为1个表。此外，虽然3个等值加权量化表中只示出了 25个量化点及其对应的控制信号，但通过1个以上二进制加权量化表可以示出所有量化点。二进制加权量化表中示出一栏量化点及其对应的控制信号的值。例如，量化点(7， 0)所对应的控制信号的值应为图M所示的C_1 = 1、C_2 = 1及C_3 = 1。基于图23所示的控制信号表，控制信号表示相位选择器116a输出具有0°相位的波形，相位选择器116b 输出具有0°相位的波形，相位选择器116c输出具有0°相位的波形。同样地，对于量化点(4. 9,4. 9)而言，控制信号的值应为图M所示的C_1 = 2、C_2 =2及(_3 = 2。基于图23所示的控制信号表，控制信号表示相位选择器116a输出具有 θ相位的波形，相位选择器116b输出具有θ相位的波形，相位选择器116c输出具有θ相位的波形。对于图沈及图观所示的二进制加权量化表中的任意的量化点也可以进行相同的解析。所输出的、具有所示相位的波形使DPAllSa 118c输出具有对应相位的载波频率的功率信号。组合器120(图2~)使功率信号合成，在上述载波频率构成与基带信号IJA及 Q_bb近似的输出信号。上述例子中，使用量化表来决定发送给各个相位选择器的控制信号的值，但控制信号的值的决定方法并不仅限于使用上述量化表的方法，也可以使用其它方法。使用二进制加权映射时，优选使用与线性PA解决方法相同大小的DPA118。此外， 与等值加权映射相比，二进制加权映射通常使用较少的DPA118。此外，量化点的数量随θ 的减小而增多，并且，从由噪声整形器1 所生成的、经噪声整形了的基带信号到量化点的平均欧氏距离减小。通过相关，基带信号的表示就更正确。在一实施方式中，如图30所示，4个相位选择器116a 116d和4个DPAl 18a 118d被用于任意加权映射。图30中虽然示出的是4个相位选择器116和4个DPAl 18，但相位选择器116和DPAl 18的数量只不过是一个例子，可以使用任意数量的相位选择器116和 DPAl 18ο此外，各个DPA118a 118d具有括号中示出的权重。在任意加权映射中，DPA118 的权重是随机的，如DPAl 18a的权重为“1”，DPAl 18b的权重为“2”，DPAl 18c的权重为“1”， DPAl 18d的权重为“2”。
使用任意加权映射时，会用到任意加权量化图。为了生成任意加权量化图，将生成如图31所示的任意加权量化图的第1段。就任意加权映射而言，各个118a 118d具有任意权重，在该实施例中，权重为“1”或“2”。此外，各个DPAllSa 118d可以是待用的，或者输出相位为0°且具有任意权重的载波频率的功率信号，或者输出相位是θ的倍数且任意权重的功率信号。图31中，θ被设为45°，但该θ可以被设定为任意角度。通过增加所用DPA118的数量或减小所用的θ，由于量化点的数量增加，从而能够降低PSD中的噪声。 当量化点的数量增加时，由于从最近的量化点(Ι_Δ Σ及Σ)到经过噪声整形的基带信号(I_nS&Q_nS)之间的欧氏距离通常减少，所以PSD中的噪声减少。从而基带信号(1_ bb&Q_bb)的近似度得以提高。如图31 K*，DPA118a 118 d的所有状态的组合，作为量化图的第1段上的点而被映射。例如，在所有的DPAllSa 118d都输出具有0°相位的功率信号的情况下，由于 DPA118a输出权重为“1”的功率信号，DPA118b输出权重为“2”的功率信号，DPA118C输出权重为“1”的功率信号，DPAllSd输出权重为“2”的功率信号，所以总功率信号输出的权重为 “6”。然而，当所有的DPAllSa 118d为待用的情况下，由于不存在输出具有任意权重的功率信号的DPA，所以输出为0。当3个DPAl 18，如DPAl 18a 118c为待用，而1个DPAl 18， 如DPAllSd输出θ的功率信号的情况下，由于只有1个权重为“2”且位于角度θ的功率信号被输出，所以总功率信号输出为距离原点的、角度为θ的量化点“2”。当所有的点在第1段都被映射的情况下，该第1段被旋转角度θ并被复制。重复该处理直到360度，以形成图32所示的任意加权量化图。该任意加权量化图可以预先被保存到信号处理器104， 具体地可以被保存到量化器130中。该任意加权量化图可以被用于对信号I_ns及Q_ns进行映射，以决定由图33和图34中所示的量化器130输出的量化信号Ι_Δ Σ及Q_A Σ。参照图33和图34，为了决定所要输出的量化信号Ι_ Δ Σ及Q_A Σ，信号处理器 104和/或量化器130执行图9所示的处理。在步骤S902中，通过内积的实施能够决定段。 例如，P_k = I_nsXu_k+Q_nsXv_k，其中，(u_k，v_k)是第 k 段的二等分线，该 P_k = 1_ nsXu_k+Q_nsXv_k可以如图7中部分所示的那样来计算。能够求出在所有的P_k中最大的P_m。步骤S904中可以执行旋转。例如，将点(I_ns，Q_ns)顺时针旋转角度(m_l) X θ， 能够获得第1段中的(I_r，Q_r)。步骤S906中，能够求出最近的量化点。例如能够求出坐标。因此，坐标乙1及乙2可以通过(I_r，Q_r) = f_l X (a0,0)+f_2 X (al, bl)等来求出。 此外，量化点能够被映射。例如能够根据包围(I_r，Q_r)的4个点，来求出离(I_r，Q_r)最近的点。该4个点分别是floor (f_l) X (a0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；floor (f_l) X (aO,0)+ceil (f_2) X (al, bl)；ceil(f_l) Xa(0,0)+floor (f_2) X (al, bl)；及，ceil(f_l) X (aO, 0)+ceil (f_2) X (al，bl)例如将最近的点称为(I_f,Q_f)。在一实施方式中，与由经过噪声整形的基带信号(I_ns，Q_ns)所表示的点之间具有最近的欧氏距离的量化点，可以通过蛮力计算法或其他方法来求得。步骤S908中执行逆旋转。例如， 将点(I_f，Q_f)逆时针旋转角度(m-l)X θ，能够获得点(Ι_Δ Σ，Q_A Σ )。然后，信号 Ι_Δ Σ及Q_A Σ被量化器130输出。就任意加权量化图而言，能够制作任意加权量化表。DPA控制映射器106用任意加权量化表来决定控制信号c_l C_4的值，从而发送给图30的各个相位选择器116a 116d0如上所述，控制信号的值决定相位选择器116a 116d是否输出待用信号或具有相位的载波频率波形。此外，控制信号的值示出分别被各个相位选择器116a 116d输出到图30所对应的DPA118a 118d的波形的相位。图3 5示出DPA控制映射器106和/或相位选择器116为了对控制信号的值进行编码或解码而使用的控制信号表。例如，值为0的控制信号表示相位选择器要输出待用信号。而值为1的控制信号表示相位选择器要输出具有0°相位的载波频率的波形。此外， 值为2 8的控制信号表示相位选择器要输出具有θ的倍数的相位的载波频率的波形。图36、图38及图40分别示出与图37、图39及图41的图中所示点对应的3个任意加权量化表。该任意加权量化表被分为3个表，但也可以将它们合成为1个表。此外，虽然3个任意加权量化表中只示出了 25个量化点及其对应的控制信号，但通过1个以上的等值加权量化表可以示出所有量化点。任意加权量化表中示出量化点一览及其对应的控制信号的值。例如，量化点(6，0) 所对应的控制信号的值应为图36所示的C_1 = 1、C_2 = 1、C_3 = 1及C_4 = 1。基于图 35所示的控制信号表，控制信号表示相位选择器116a输出具有0°相位的波形，相位选择器116b输出具有0°相位的波形，相位选择器116c输出具有0°相位的波形，相位选择器 116d输出具有0°相位的波形。同样地，对于量化点(4. 2,4. 2)而言，控制信号的值应为图36所示的C_1 = 2、C_2 =2、C_3 = 2及C_4 = 2。基于图35所示的控制信号表，控制信号表示相位选择器116a 输出具有θ相位的波形，相位选择器116b输出具有θ相位的波形，相位选择器116c输出具有θ相位的波形，相位选择器116d输出具有θ相位的波形。对于图38及图40所示的任意加权量化表中的任意的量化点也可以进行相同的解析。所输出的、具有所示相位的波形使DPAllSa 118d输出具有对应相位的载波频率的功率信号。组合器120 (图2)使功率信号合成，在上述载波频率构成与基带信号I_bb及Q_bb近似的输出信号。上述例子中， 使用量化表来决定发送给各个相位选择器的控制信号的值，但控制信号的值的决定方法并不仅限于使用上述量化表的方法，也可以使用其它方法。使用任意加权映射时，优选使用与线性PA解决方法相同大小的DPA118。此外，根据分配给DPA的权重，每当DPA118的数量倍增时，功率谱密度就可以提高6dB。这是噪声所降低的6dB。此外，量化点的数量随θ的减小而增大，并且，从由噪声整形器128所生成的、经噪声整形了的基带信号到量化点的平均欧氏距离减小。通过相关，基带信号的表示就更正确。在上述实施方式中，量化图基于非正交网格，但也可以使用包含正交映射的其他种类的映射。图42示出本发明的其他实施方式所涉及的发送装置300。如图42所示，量化信号Ι_Δ Σ及Q_A Σ被个别地转换为载波。DPA控制映射机106被DPA控制映射机306代替。DPA控制映射机306接收量化信号Ι_ Δ Σ及Q_A Σ，并生成2组控制信号I_l_I_n及 Q_l-Q_n。相位选择阵列108被相位选择阵列142及相位选择阵列144代替。并且，DPA118 被 DPA146 及 DPA148 代替。相位选择排列142接收控制信号I_l-I_n，并输出待用信号或具有θ相位的载波频率的多个波形。DPA146接收来自相位选择排列142的波形。DPA146根据来自相位选择阵列142的待用信号或多个波形，输出具有与控制信号的相位对应的波形的多个功率信号输出。振荡器115被振荡器315代替。此外，由振荡器315输出的相位可以被限制为映射技术中特有的较小的子集。例如，就网格映射而言，相位可以是0°、90°、180°或270°中的任意一个。来自DPA146的合成功率信号再生量化信号Ι_Δ Σ，在所述载波频率中近似于基带信号I_bb。相位选择阵列14 4接收控制信号Q_1 Q_n，并输出待用信号或具有θ相位的载波频率的多个波形。来自相位选择阵列144的波形被DPA148接收。DPA148根据来自相位选择阵列144的待用信号或多个波形，输出具有与控制信号的相位对应的波形的多个功率信号输出。来自DPA148的合成功率信号再生量化信号Q_A Σ，在所述载波频率中近似于基带信号I_bb。发送装置300可以应用在例如网格映射等信号I_bb及Q_bb的分离理想的映射技术。如图43所示，使用网格映射对量化点进行映射可以展开网格映射量化图。网格映射量化图可以用于如发送装置300，具体用于量化器130进行网格映射。网格映射中，量化点被配置为，连接量化点的线而构成格子的格子形状。网格映射中，值Ι_Δ Σ近似于笛卡尔直角坐标系(Cartesian Coordinate system)的X值，值Q_ Δ Σ近似于笛卡尔直角坐标系的Y值。如图42所示，网格映射中，DPA146及148也被进行二进制加权。但DPA146及 148也可以被进行等值加权和/或任意加权。图44是为了对控制信号的值1_1到Ι_η的值进行编码或解码，DPA控制映射器306 和/或相位选择阵列142中的相位选择器所使用的网格映射的控制信号表。例如值为0的控制信号表示相位选择器应输出待用信号。而值为1控制信号表示相位选择器应输出具有 0度相位的载波频率波形。并且，值为2的控制信号表示相位选择器应输出具有180度相位的载波频率波形。图45示出DPA控制映射器306和/或相位选择器142的网格映射量化表。图45 中，&1到％是被输入的绝对值Ι_Δ Σ有关的量化值的二进制表示。各ak可以是0或1中的任意一个。当ak等于0时，与相位选择器142中的相位选择器有关的输出I_k应是待用信号。而当ak等于1，且Ι_Δ Σ的值为正时，相位选择器输出应是具有0度相位的载波频率的波形。同样地，当ak等于1，且Ι_Δ Σ的值为负时，相位选择器输出应为具有180度相位的载波频率的波形。图46是为了对控制信号Q_1 Q_n的值进行编码或解码，DPA控制映射器306和 /或相位选择阵列144中的相位选择器所使用的网格映射的控制信号表。例如值为0的控制信号表示相位选择器应输出待用信号。而值为1的控制信号表示相位选择器应输出具有 90度相位的载波频率的波形。并且，值为2的控制信号表示相位选择器应输出具有270度相位的载波频率的波形。图47示出DPA控制映射器306和/或相位选择器144的网格映射量化表。图47 中，bi bn是被输入的绝对值Q_A Σ有关的量化值的二进制表示。各bk可以是0或1中的任意一个。当bk等于0时，与相位选择器144中的相位选择器有关的输出Q_k应是待用信号。而当bk等于1，且Q_A Σ的值为正时，相位选择器输出应是具有90度相位的载波频率波形。同样地，当bk等于1，且Q_A Σ的值为负时，相位选择器输出应为具有270度相位的载波频率波形。上述例子中使用量化表来决定发送到各相位选择器的控制信号的值，但决定控制信号的值的方法并不限于上述的使用量化表的方法，也可以使用其他方法。图48是与使用网格映射的发送机300的输出信号有关的PSD表。图48中，有关6 个DPA的载波频率834MHz的带5LTE信号的PSD用标有“上变频后”的线表示。如图所示， PSD低于PSD掩码，例如基于规范的PSD掩码。该规范例如是3GPP等任意团体所决定的规范。因此，发送装置300在3GPP所设定的规范范围内动作。此外，该规范可以是FCC等政府机关所制定的方针。上述实施方式中，量化图基于正交网格，但也可以使用包含非正交映射的其他种类的映射。在使用网格映射时，优选使用相对非集中的量化算法来生成量化图和量化表。此夕卜，每当二进制加权的附加DPA追加到DPA146及148时，功率谱密度提高6dB，即噪声降低的6dB。此外，网格映射对各DPA146及148使用相对单纯的输入驱动级。本发明可以根据对噪声的降低、制造成本和/或安装映射技术所 需的处理能力的需求来选择映射技术。此外，本发明虽然只公开了等值加权映射、二进制加权映射、任意加权映射和/或网格映射的例子，但也可以使用其它种类的映射技术来实现不易受到电源调制器的失配问题所带来的影响，高效率的发送装置。此外，各种逻辑模功能块、模块及这里所公开的实施例中所述的算法步骤可以作为电子硬件、计算机软件、或二者的组合来安装，对本技术领域的技术人员而言是显而易见的。此外，本发明在使处理器或计算机执行特殊功能的存储介质上也可以实施。为了明确该硬件与软件的互换性，各种部件、功能块、模块、电路及步骤是以普通的功能性含义而进行的记载。这样的功能性是否能够通过硬件或软件来实现，取决于系统整体的特殊用途和设计的制约。本领域的技术人员可以通过各种方法将所记载的功能安装到各个特定的应用软件，但这样的安装的决定不能够解释为超出了所公开的装置及方法的范围。这里所公开的与实施例相关的各种逻辑功能块、装置、模块、电路可以通过普通目的的处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit, ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)来安装或执行。或者，可以通过其他的可编程逻辑装置、离散逻辑门或晶体管逻辑电路、离散硬件组合或将用于执行上述功能而将它们进行的组合来安装或执行。普通目的的处理器可以是微处理器，但也可以用现有的处理器、 控制器、微控制器、状态机械等来代替。处理器可以作为计算装置的组合，即，DSP与微处理器的组合、多个微处理器、DSP芯一起动作的一个以上的微处理器或者其他这样的结构来安装。这里所公开的关于实施例所述的方法或算法步骤也可以由硬件或处理器来执行的软件模块或它们的组合来直接实施。实施例所提供的方法或算法的步骤的顺序可以调换。软件模块可以存在于RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、暂存器、硬盘、活动磁盘、CD-ROM或本领域周知的其他所有形式的存储介质。具体地，存储介质连接于处理器，从而处理器能够从该存储介质读取信息，向该存储介质写入信息。存储介质也可以与处理器一体化。处理器与存储介质也可以存在于专用IC(ASIC)。ASIC可以存在于无线调制解调器。处理器与存储介质也可以在无线调制解调器中作为离散元件而存在。
上述所公开的对实施例的记载，使本领域的技术人员能够制作并使用所公开的方法及装置。这些实施例的各种变形例对于本领域的技术人员而言是容易的，在不脱离本发明所公开的方法及装置的宗旨范围的情况下，这里所定义的原理也可以用于其他实施例。 上述实施方式的所有方面只不过是举例对本发明进行解释，并没有对本发明进行限定。因此，本发明的范围不是上述的说明，而是权利要求书中所限定的范围。在不脱离权利要求书的宗旨及范围情况下，本发明可以进行任意变形。
权利要求
1.一种发送装置，具备信号处理器，接收基带信号，并生成量化信号； 映射器，接收所述量化信号，并生成多个控制信号；相位选择阵列，接收所述多个控制信号，并生成载波频率的多个波形，所述载波频率具有从多个可能的相位中选择的相位；及，数字功率放大器阵列，接收所述载波频率的多个波形，并生成输出信号。
2.根据权利要求1所述的发送装置，所述数字功率放大器阵列具备多个数字功率放大器，所述多个数字功率放大器分别接收所述载波频率的多个波形中的一个，并生成多个功率信号。
3.根据权利要求2所述的发送装置，还具备组合器，将所述多个功率信号合成，并生成所述输出信号。
4.根据权利要求1所述的发送装置， 所述相位选择阵列具备振荡器，生成多个相位信号；多个相位选择器，分别接收所述多个相位信号、以及所述多个控制信号中的1个，并基于所述多个控制信号中的1个，输出待用信号或所述载波频率的多个波形中的1个，所述载波频率具有与所述多个相位信号中的1个对应的相位。
5.根据权利要求1所述的发送装置，所述信号处理器使用量化图来生成所述量化信号。
6.根据权利要求5所述的发送装置，所述量化图是等值加权量化图。
7.根据权利要求5所述的发送装置，所述量化图是二进制加权量化图。
8.根据权利要求5所述的发送装置，所述量化图是任意加权量化图。
9.根据权利要求5所述的发送装置，所述量化图是非正交网格量化图。
10.根据权利要求1所述的发送装置，所述映射器使用量化表来生成所述多个控制信号。
11.根据权利要求9所述的发送装置，所述量化表是等值加权量化表。
12.根据权利要求9所述的发送装置，所述量化表是二进制加权量化表。
13.根据权利要求10所述的发送装置，所述量化表是任意加权量化表。
14.根据权利要求10所述的发送装置，所述量化表是非正交网格量化表。
15.一种发送装置中生成输出信号的方法，包括以下步骤 接收基带信号的步骤；从所述基带信号生成量化信号的步骤； 从所述量化信号生成多个控制信号的步骤；从所述多个控制信号生成载波频率的多个波形的步骤，所述载波频率具有从多个可能的相位中选择的相位；从所述载波频率的多个波形生成输出信号。
全文摘要
本发明提供一种使用全数字功率放大器(DPA)及各种映射技术来生成用于实质再生载波频率的基带信号的输出信号的、低成本高效率全数字发送装置。基带信号生成器使用量化图来生成经信号处理器量化了的基带信号。DPA控制映射器使用量化信号及量化表，向相位选择器输出控制信号。各个相位选择器接收控制信号中的1个，输出具有与控制信号对应的相位的载波频率的波形、或者待用信号。DPA阵列中的各个DPA具有被分配的加权，从相位选择器接收波形中的1个，并输出按照DPA的加权和所接收的波形的相位的功率信号。经合成了的功率信号实质再生载波频率的基带信号。
文档编号H04L25/03GK102362472SQ201180001476
公开日2012年2月22日 申请日期2011年1月19日 优先权日2010年1月20日
发明者G.L.G.D.莫西, R.W.D.布思, 松浦彻, 梁正柏, 滝波浩二, 王 华 申请人:松下电器产业株式会社