专利名称：电视信号频率变换电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种将射频电视信号的频率变换为视频频带的电路结构。这种电路结构通常包括一个变频器，也称为调谐器，它把来自天线的可能已被前置放大的信号变换到一个固定的中频频带上，例如从33.4兆赫到大约40兆赫。用中频带通滤波器来抑制邻频道信号。该滤波器的通带和阻带应按照有关的电视标准有严格的容差，以便抑制邻频道的信号，尤其是邻频道的声音载波，而又不致使重现的图像和声音失真。在33.4兆赫的频带低端，中频带通滤波器选择性的斜率是陡的。在频带的高端为奈奎斯特斜率，在38.9兆赫上图像载波下降6分贝，然后持续下降约到40兆赫。
一种对单片集成适合的滤波技术是采用“第三种方法”的低中频方法，这里是在基带内采用简单的低通滤波来代替上述的在中频频带内的带通滤波，以获得对邻频道的选择性。然而，为此必须使射频电视信号在两个完全相同的信号通路内进行下变频，而在这两个信号通路内的信号应正好是正交的。这种方法的原理。例如在IRE会志1956年第1703～1705页上D·K·Weaver的“单边带信号的产生和检波的第三方法”(AThirdMethodOfGenerationandDetectionOfSingle-SidebandSignals)一文中有叙述。
在EP-A122657中，说明了用低中频方法将电视信号变换到视频频带的一种电路结构。然而，这种方法用于电视信号时，由于两个信号通路之间非常严格地要求有整90°相位差和准确的幅度相等，使得滤波方面的优点被抵消了。这是因为，即使是几度的很小的相位偏差，由于这“第三种方法”不能把图像载波完全抑制掉，它将与图像或声音信号发生差拍，产生出伴音或图像信号的干挠，从而导致在重现的电视图像上出现网纹现象。
因此，本发明的目的是改进和优化低中频变换电路，以便用简单的电路方案来获得对邻频道的选择性，使之较易于应用到电视信号上。
本发明基本想法的第一步是利用调谐器将射频电视信号变换到一个固定的中频频带，而对邻频道的选择性只是在第二步中利用调谐器的输出信号的“第三方法”来得到的。其优点在于，严格的射频下变频仅在单个混频器内进行，而敏感的正交混频处理是在较低的、不苛刻的频率范围内进行的。此外，正交混频处理仅在严格限定的频率范围内进行，因而进一步保证了稳定性。这是因为，需要进行变换的两个正交信号是固定频率的信号，而与之混频的电视信号处于固定的中频通道内的缘故。由于不需要附加的调整步骤，因此即使采用单片集成电路，使两个分支电路做到幅度和相位的均一也是较容易实现的。
现在，结合下列附图对本发明作较详细的说明。
图1是包含有调谐器、低中频变换器和检波器的频率变换电路的一个实施例方框图。
图2从原理上示出了有两个邻频道和镜象频率信号的射频电视信号的频谱。
图3从原理上示出了调谐器输出的电视信号的频谱。
图4从原理上示出了在低中频上折返的同相和正交相位信号的频谱。
图5是低中频变换器的另一个实施例方框图。
在图1中，天线来的信号送到调谐器t，调谐器的输入电路vf包含有一个放大器和一个滤波器。该调谐器还包括本地射频振荡器ho，其输出的本地振荡器信号ht送到混频器hm的一个输入端，混频器hm的另一个输入端施加射频电视信号hs。滤波是为了抑制镜象频率信号的ss，参见图2。混频器hm的输出由带通滤波器bp进行滤波，在低中频变换器Z的输入端c1呈现出中频信号zs。
在输入端c1之后信号线分成两路，第一个信号通路包括第一乘法器m1、第一低通滤波器t1、第一奈奎斯特滤波器n1、第一可变增盖放大器v1和第三乘法器m3的系列组合。第二个信号通路与第一个信号通路完全相同，它包括第二乘法器m2、第二低通滤波器t2、第二奈奎斯特滤波器n2、第二可变增盖放大器v2和第四乘法器m4的系列组合。
第一和第二信号通路的输出，也就是第三和第四乘法器m3、m4的输出，分别送到加法级ad的第一和第二输入端。加法级ad的输出信号是处于中频的信号v2，也就是该低中频变换器Z在输出端c2的输出信号。第一和第二乘法器m1和m2是该低中频变换器z的输入部分中第一正交混频器的部分电路。
第一正交混频器还包括振荡器cq，该振荡器cq输出的固定频率信号fs通过90°移相器pd和第一加法器a1的系列组合加到第一乘法器m1的第二个输入端。固定频率信号fs还通过第二加法器a2加到第二乘法器m2的第二个输入端。这两个加法器a1、a2在第一正交混频器内是作为相位校正级pc的部分电路;相位校正级pc还包括相位检波器pm、第三低通滤波器t3和两个校正放大器k1、k2。
相位校正级pc监测第一和第二传送信号s1和s2之间整90°的相位差，并借助于分别加到第一加法器a1和第二加法器a2上第二输入端的校正信号来改变这两个信号的相位。相位检波器pm是一个乘法器，它的两个输入端分别馈入第一传送信号s1和第二传送信号s2，其输出得到低通滤波以给出相位校正信号ps。校正信号ps的符号和大小反映出相位差与所需的90°相偏离的情况。
相位校正信号ps用以产生两个校正信号，它们在相位上与各自的传送信号s1、s2都相差90°。这是借助于第一和第二校正放大器k1和k2来实现的。在本实施例中，这两个校正放大器每个都是由一个乘法器构成的。每个校正放大器的一个输入端都馈入相位校正信号ps;校正放大器k1的另一个输入端直接馈入固定频率信号fs，而校正放大器k2的另一个输入端馈入经移相器pd移相90°后的信号。第一和第二校正放大器k1和k2的输出分别送到第一加法器a1和第二加法器a2的第二输入端。
通过上述的交叉连接，相位上相差90°的两个信号就这样加到了第一加法器a1的两个输入端，而校正信号的幅度总是小于另一输入端上的信号的幅度，这另一输入信号基本上对应于第一传送信号s1。
在第二加法器a2上校正信号的幅度也小于固定频率信号fs的幅度，固定频率信号fs基本上对应于第二传送信号s2。
由于获得所需相位状态的相位校正级pc是以两个校正信号的零值控制为基础的，所以两个校正放大器k1、k2会具有非线性特性。然而，它们的幅度响应和相位响应必须是相同的。必须指出，除了经过低通滤波的相位校正信号ps外，相位校正级pc内的全部信号都是单一频率的信号，但它们的相位并不相同。此单一频率就是固定频率信号fs的频率。
图3从原理上示出了包括图像载波bt、彩色载波ft和伴音载波tt在内的中频信号Zs的频谱。在低中频变换器Z的第一正交混频器里，中频信号Zs被变换成低中频信号，也即基带信号，它表现为相对于0赫兹的“折返”信号。这是由将于振荡器cq的频率置于图像载波bt和彩色载波ft的中间来实现正交混频的，可参见图3上的固定频率信号fs。
第一乘法器m1的输出经第一低通滤波器t1的初步滤波后给出折返的正交相位信号Q。类似地，第二乘法器m2的输出经初步低通滤波后给出折返的同相位信号I。
由于在第一正交混频处理中用作传送信号的固定频率信号fs处于中频信号Zs的中央，因此，众所周知，它被变换到频率原点，也即O赫兹。于是，原来处于固定频率信号fs之下的那部分中频信号Zs相对于频率原点发生折返，也就是说，它延长到正的频率范围内。正如Weaver在上述参考文献中所述的，同相位和正交相位信号I、Q的不确定可以得到解决。
由于电视信号是残留边带传送的，所以需要第一和第二奈奎斯特滤波器n1、n2。奈奎斯特滤波器的6分贝点频率这样选择，以使两个折返信号I、Q内折返的图像载波bt′在此频率上。第一和第二奈奎斯特滤波器n1、n2实际上是低通滤波器，它们在高截止频率范围内的斜率是奈奎斯特斜率。
奈奎斯特滤波器n1、n2的后面各自都连接一个自动增益控制(AGC)级，该级设计为一个控制环路。第一奈奎斯特滤波器n1后面的环路包括第一可变增益放大器v1和第一比较器g1，第二奈奎斯特滤波器n2后面的环路包括第二可变增益放大器v2和第二比较器g2。比较器g1、g2分别将与之关连的可变增益放大器v1、v2的输出同基准信号r进行比较，而后相应地改变放大器的增益(参见图1)。
基准信号r并不是直接加到两个比较器g1、g2上的，对于第一比较器g1而言，是通过第二减法器d2加上去的，对于第二比较器g2而言，是通过第三加法器a3加上去的。这二级也是幅度校正级ac的部分电路。幅度校正级ac还包括两个平方电路q1、q2，第一减法器d1，以及第四低通滤波器t4。幅度校正级ac对两个信号通路加减与之符号相反的校正值，来改变的基准信号r大小。
幅度相等是采用了使两个等幅度正弦信号平方的平均差等于零的方法实现的。连接在第一信号通路中的第一平方电路q1的输出送到第一减法器d1的被减数输入端，连接在第二信号通路中的第二平方电路q2的输出送到第一减法器d1的减数输入端。减法器d1的输出信号经第四低通滤波器t4进行平滑后，作为校正信号送到第二减法器d2的减数输入端和第三加法器a3的第二输入端。这样，对于第一信号通路，基准信号r减该校正值，而对于第二信号通路，基准信号r加该校正值。
“第三方法”所要求的第二次频率变换发生在第三和第四乘法器m3和m4内。第一信号通路内用于频率变换的第三传送信号s3和第二信号通路内用于频率变换的第四传送信号s4的频率相同，但相位相差90°。如果这个频率选择得合适，众所周知，经频率变换可直接将信号转到视频频带内，进一步的解调可以省去。例如，如果由频率变换将折返的图像载波bt′变换到频率座标原点时，就属于这种情况。
在图1所示的实施例中，点划线表示，第三传送信号s3和第四传送信号s4也可能与第一传送信号s1和第二传送信号s2分别相同，而如上所述，s1和s2正好是正交的。此时，两个乘法器m3、m4的输出不再在视频频带内，而是高出这个频带约40兆赫。因此，该低中频变换器Z之后连接检波器d;在最简单情况下，检波器d包含有整流器gr及后随的第五低通滤波器t5。低通滤波器t5的输出提供出视频频带内的模拟视频信号v，它再由模一数变换器aw变换成数字视频信号v′，以便作进一步数字信号处理。当然，模拟视频信号v和数字视频信号v′中不包含任何声音信号成分。模拟被视频信号v在通过第一和第二奈奎斯特滤波器n1、n2或通过第五低通滤波器t5时，或者通过称为“声音陷井”的滤波电路时，声音成分被完全衰减掉了。
从分支电路处引出正交相位信号Q及同相位信号I，将它们馈送到声音解调级(图1中未画出)。由于折返的伴音载波tt′会已被奈奎斯特斜率充分衰减，所以，分支电路应设置在两个奈奎斯特滤波器n1、n2之前。第一、第二低通滤波器t1、t2的通频带至少应等于视频信号v带宽的一半，例如3.5兆赫，以使同相位信号I和正交相位信号Q不受限制。第一和第二低通滤波器t1、t2仅仅做出相当粗略的预选。
如果在第一低通滤波器t1的输出与引出正交相位信号Q的分支头之间插入第一模/数变换器，并同样地在第二低通滤波器t2的输出与引出同相位信号I的分支头之间插入第二模/数变换器，则后面的级必须连接数字级。这样，在两个信号通路内的信号处理将与外界的干挠影响(例如温度、电磁干扰以及非线性之类的其它不规则现象)无关。于是，设计两个信号通路的一致性要从数字化这点上开始才能得到保证。这里包括了复杂的数字滤波器结构的可实现性，象模拟滤波器一样，它是不适合于单片集成的。
就随后的数字化电路而言，第一和第二低通滤波器t1和t2纯粹是防混叠滤波器，众所周知，它们是用来抑制模拟信号中高于半取样频率的频率成分的。然而，抗混叠滤波器在信号自身的频带内不起作用，它让信号完全通过。如果象一般情况那样取样频率确实地大于最高信号频率的二倍，则上面两点要求很容易用完全集成的分支电路来满足。
于是，第三和第四传送信号分别是第一和第二数字可变增益放大器输出的数字信号。因此，在两个信号通路里都进行平方与整流。这两个平方电路的输出在数字加法级中相加，而后由数字开方电路得出该和数的平方根。这两个平方根就代表视频频带内数字化的电视信号，即数字视频信号v′。这样，图1实施例中示出的检波器d和模/数变换器aw可以省略。这里，视频信号内的任何声音干扰成分也必须在数字化之前和之后予以滤掉。这里用以形成绝对值，而可能不再需要平方或开方电路的其它的数字信号处理技术都已公知。
从图2和图3的频谱图可看出，调谐器t内的本地射频振荡器ho输出的信号ht位于射频电视信号hs旁边40兆赫处，其频道宽度约为7兆赫，邻频道间隔例如为8兆赫。
图2中的虚线表示调谐器t内所需的大致的镜频抑制特性。由于本地振荡信号ht的频率hf正好位于射频电视信号hs的中心频率mf和频率为sf的镜频信号ss或者相应频率的外界信号的中心频率之间的中央，所以在频率变换后这两个信号hs、ss完全相互叠置，不可能再予以分开。因此，在射频混频之前必须把镜频干扰信号ss衰减到足够低的电平，这可在输入电路vf中加入镜频滤波器来实现。于是，图3中的中频信号Zs和固定频率信号fs处在40兆赫范围内。因此，对于PAL电视制式，固定频率信号fs的频率是36.3兆赫。两个邻频道n在图2中用点划线表示出。
图4示出同相位信号I和正交相位信号Q的频谱，它们都是折返的。象图3中那样，由固定频率信号fs确定的两部分信号画上不同的阴影线，它们可表明出折返后两部分信号是怎样重叠的。残留边带的下限频率u变成了转换后的频带上限u′;相应地，视频频带的上限O变成了转换后的频带上限O′。在所示的情况下，折返的伴音载波tt′与折返的图像载波bt′能分离开这样大的距离，即折返的图像载波bt′所涉及的奈奎斯特斜率可将折返的伴音载波tt′衰减到足够低的电平，使它不再会干扰重现的图像。第一和第二低通滤波器t1和t2的通频带在图4中用虚线示出，它们必须尽可能地抑制邻频道n′，而所需电视台的信号要完全处在通频带之内。
图5示出低中频变换器Z的最佳实施例的方框图。它与上述例子的基本区别在于，第一正交混频处理采用第一和第二环形调制器r1和r2，而不采用第一和第二乘法器m1和m2。因此，第一和第二传送信号在两个环形调制器r1、r2中仅仅起到纯粹的开关作用，与它们的幅度大小无关。这样，有助于第一正交混频器做成集成化;由于纯粹的开关工作方式，两个环形调制器r1、r2的一致性较容易实现。作为开关信号，方波或陡峭边沿的时钟信号要比正弦形的第一和第二传送信号s1和s2更适合。于是，其占空比尽可能接近1∶1、频率等于固定频率信号ss的频率的第一和第二时钟信号s1′和s2′分别被馈送到第一环形调制器r1和第二环形调制器r2的开关信号输入端。
由于中频信号ZS是一种限带信号，所以在第一正交混频器中应用环形调制器是可能的。在环形调制时发生的固定频率信号fs的三次、五次、…等谐波不会在基带内产生出不需要的混频产物。这是因为，在这些谐波里不存在输入信号。较高频率的混频产物(例如fs+hs)由后面的低通滤波器t1、t2滤除。在数字化的场合，低通滤波器t1、t2也起防混叠滤波器的作用。于是，在设计调谐器t内的带通滤波器bp时，主要的是必须考虑到固定频率信号fs的频率和带宽取决于数字化速率的防混叠滤波器的通频带。
相位相差90°第一和第二时钟信号s1′和s2′是由时钟发生器tg产生的。时钟发生器的反相输出xi和非反相输出xn分别提供出反相时钟信号ti和非反相时钟信号tn，它们的频率等于第一或第二时钟信号s1′、s2′频率的两倍，因而也等于固定频率信号fs的频率的两倍，其占空比是1∶1。反相和非反相时钟信号ti和tn分别被送到第一和第二单级的二制进分频器b1和b2上，在那里时钟频率被减半，以便在第一和第二时钟信号s1′和s2′之间建立起90°相位差关系。
与图1不同，相位校正级pc和幅度校正级ac组合在单个的数字电路内，也就是组合在相位和幅度校正级ap中。该校正级ap插在第一模/数变换器w1和数字正交相位信号Q′的分支头之间及第二模/数变换器w2和数字同相位信号I′的分支头之间的两个信号通路内。在第86103522.8号欧洲专利申请文件中叙述了这种校正电路的一个实施例。其中，公开了一种控制电路，它是控制相位差约90°的两个数字信号的相位差和幅度的。
这两个信号通路内相位和幅度受控制的数字信号分别送到第一奈奎斯特数字滤波器n3和第二奈奎斯特数字滤波器n4，该滤波器还可包含有声音信号抑制电路，以便于随后的图像信号处理。第一和第二奈奎斯特数字滤波器n3和n4的输出分别由第三平方电路q3和第四平方电路q4进行平方，再由数字加法级a4将这两个平方值相加。
数字加法级a4的输出是视频频带内的数字视频信号的平方值，因此，也是已整流值。它通过数字开方电路w后得到在视频频带内的数字视频信号v′。所以，不再需要象图1中那样的单独的检波器d。依靠形成正交信号绝对值来实施计算式解调，采用模拟器件几乎是不可能做到的。靠数字方法解决时，这就仅仅是电路复杂性的问题了，然而采用单片集成电路技术，该电路是容易实现的。
权利要求
1.一种将射频电视信号(hs)的频率变换到视频频带内的电路结构，它包括在其输入端互连的第一信号通路和第二信号通路，这两个信号通路按信号流方向分别含有第一乘法器(ml)和第二乘法器(m2)的第一输入端、第一低通滤波器(t1)和第二低通滤波器(t2)以及第三乘法器(m3)和第四乘法器(m4)的第一输入端。一个加法级(ad)，其一个输入端与第三乘法器(m3)的输出端相连接，而另一个输入端与第四乘法器(m4)的输出端相连接，一个相位校正级(pc)和一个幅度校正级(ac)，它们用以在这两个信号通路之间建立起90°相位差的关系和幅度一致性的，它们完成的作用是向第一乘法器(m1)和第二乘法器(m2)的第二输入端分别馈入第一传送信号(s1)和同第一传送信号正交的第二传送信号(s2)，这两个乘法器分别使加到各自的第一输入端的信号变换到低中频值，向第三乘法器(m3)和第四乘法器(m4)的第二输入端分别馈入第三传送信号(s3)和与第三传送信号正交的第四传送信号(s4)，使第一和第二传送信号(s1、s2)的频率处于在两个信号通路输入端上施加的信号的频带界限范围内，使第一和第二低通滤波器(t1、t2)的通频带至少等于视频信号(v)带宽的一半，其特征如下在这两个信号通路之前有一个调谐器(t)，它将射频电视信号(hs)变换成中频信号(zs)；第一和第二传送信号(s1，s2)的频率是稳定的，与射频电视信号(hs)的频率无关；在第一低通滤波器(t1)和第三乘法器(m3)之间，以及在第二低通滤波器(t2)和第四乘法器(m4)之间，分别插入第一奈奎斯特滤波器(n1)和第一可变增益放大器(v1)及第二奈奎斯特滤波器(n2)和第二可变增益放大器(v2)；第一和第二奈奎斯特滤波器(n1、n2)的6分贝点的频率等于第一和第二乘法器(m1、m2)输出信号内折返的图像载波(bt′)的频率；第一可变增益放大器(v1)和与之相同的第二可变增益放大器(v2)的输出端分别连接到第一比较器(g1)和第二比较器(g2)的信号输入端，两个比较器的输出端分别连接到第一可变增益放大器(v1)和第二可变增益放大器(v2)的控制输入端；加法级(ad)的输出端与检波器(d)相连接，检波器(d)提供出解调的电视信号(即视频信号(v))；和对第一低通滤波器(t1)的输出信号(即正交相位信号(q)和第二低通滤波器(t2)的输出信号(即同相位信号(I))分别提供连接声音解调电路的分支头。
2.根据权利要求1中所述的电路结构，其特征如下在相位校正级(pc)中，第一和第二传送信号(s1，s2)分别加到相位检波器(pm)的一个输入端;相位检波器(pm)的输出端连接到第三低通滤波器(t3)，低通滤波器(t3)的输出连接到第一校正放大器(k1)和与之相同的第二校正放大器(k2)的控制输入端;第一校正放大器(k1)的信号输入端直接与固定频率振荡器(cq)的输出端相连接，而第二校正放大器的信号输入端是通过90°移相器(pd)与固定频率振荡器(cq)的输出端相连接;90°移相器(pd)的输出端连接到第一加法器(a1)的第一输入端，该加法器(a1)的第二输入端与第一校正放大器(k1)的输出端相连接;固定频率振荡器(cq)的输出端连接到第二加法器(a2)的第一输入端，该加法器(a2)的第二输入端与第二校正放大器(k2)的输出端相连接;和第一和第二加法器(a1，a2)的输出分别是第一传送信号(s1)和第二传送信号(s2)。
3.根据权利要求1或2中所述的电路结构，其特征如下在幅度校正级(ac)中，第一和第二可变增益放大器(v1，v2)的输出端分别连接到第一平方电路(q1)和第二平方电路(q2)，这两个平方电路的输出端分别连接到第一减法器(d1)的被减数输入端和减数输入端;第一减法器(d1)的输出端连接到第四低通滤波器(t4)，低通滤波器(t4)的输出端连接到第二减法器(d2)的减数输入端和第三加法器(a3)的第一输入端;第二减法器(d2)的被减数输入端馈入基准信号(r)，其输出端连接到第一比较器(q1)的基准输入端;第三加法器(a3)的第二输入端馈入基准信号(r)，其输出端连接到第二比较器(q2)的基准输入端。
4.根据权利要求1至3中的任一个要求所述的电路结构，其特征在于，第一和第二传送信号(s1，s2)分别作为第三传送信号(s3)和第四传送信号(s4)。
5.根据权利要求1至4中任一个要求所述的电路结构，其特征在于，检波器(d)的输出通过一个模/数变换器(aw)后被数字化。
6.根据权利要求1至3中任一个要求所述的电路结构，其特征如下在第一低通滤波器(t1)的输出端和正交信号(Q)的引出头之间插入第一模/数变换器(w1)，在第二低通滤波器(t2)的输出端和同相位信号(I)的引出头之间插入与第一模/数变换器(w1)相同的第二模/数变换器(w2);第一和第二模/数变换器(w1，w2)之后的各级都设计成数字级;第三和第四数字传送信号(s3，s4)分别是构成第三平方电路(q3)的第三数字乘法器(m3)的输入信号和构成第四平方电路(q4)的第四数字乘法器(m4)的输入信号;加法级(ad)是一个数字加法级(a4)，它的两个输入端分别馈入第三平方电路(q3)和第四平方电路(q4)的输出，加法级(ad)的输出信号是视频频带内的数字电视信号的平方值，它通过一个数字开方电路(w)后形成视频频带内的数字视频信号(v′);检波器(d)被省掉。
7.根据权利要求6所述的电路结构，其特征如下第一传送信号(s1)和第二传送信号(s2)分别是第一方波时钟信号(s1′)和第二方波时钟信号(s2′)，并具有1∶1的占空比;第一乘法器(m1)和第二乘法器(m2)分别由第一环形调制器(v1)和第二环形调制器(v2)代替，它们的信号输入端馈入中频信号(zs)，它们的开关输入端分别馈入第一时钟信号(s1′)和第二时钟信号(s2′);中频信号(zs)是由调谐器(t)内的带通滤波器(bp)滤波后的信号;相位校正级(pc)和幅度校正级(ac)设计成单个的、全数字的相位和幅度校正级(ap)插入在第一和第二模/数变换器(w1，w2)的输出端与引出数字正交相位信号和数字同相位信号(Q1′，I′)的分支头之间的两个信号通路内。
8.根据权利要求7所述的电路结构，其特征如下时钟发生器(tg)在其反相输出端(xi)和非反相输出端(xn)分别给出反相时钟信号(ti)和非反相时钟信号(tn)，它们的频率等于第一或第二时钟信号(s1′，s2′)频率的两倍，并具有1∶1的占空比;第一单级的二进制分频器(b1)从反相时钟信号(ti)中导出第一时钟信号(s1′)，第二单级的二进制分频器(b2)从非反相时钟信号(tn)中导出第二时钟信号(s2′)。
全文摘要
本发明揭示一种用于电视信号的频率变换电路，它包括一个调谐器t和一个低中频变换器Z，该变换器Z采用“第三方法”将电视信号变换到低中频上，用低通滤波器获得对邻频道的选择性。该低中频变换器Z还包括两个正交信号通路的相位校正级pc和幅度校正级ac。在第一正交混频处理后将两个信号通路数字化时，可进一步改善它们的幅度和相位的稳定性。
文档编号H04N5/44GK1035746SQ8810121
公开日1989年9月20日 申请日期1988年3月12日 优先权日1987年3月14日
发明者奥特马·卡彼勒, 迪特马·依尔哈特 申请人:德国Itt工业股份有限公司