传输装置的制作方法

专利名称：传输装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用调制载波的方法传输数字信号的传输装置。
近年来，数字传输装置在各种不同领域里得到利用，数字图象传输技术的发展尤为惊人。
最近数字电视的传输方式受到重视，现在，各广播局之间的中继数字电视传输装置只不过达到部分实用化的程度。但是，不久的将来，各国都将加速开展地面广播和向卫星广播的研究工作。
为了适应高消费者的要求，高清晰度电视(HDTV)广播、脉冲编码调制(PCM)音乐广播以及提供信息的广播和传真(FAX)发送等等广播业务内容的质量和数量今后都有必要进一步提高，这样，在电视广播限定的频带中就必须增大信息量，根据当时的技术限度增大在这个频带中可以传输的信息传输量。可喜的是按照现有的技术状况改变接收系统可以扩大信息传输量。
但是，从广播的观点看，公共性是很重要的，所以长期确保以前的视听者已有的权益很重要。新的广播业务开始时，现有的收音机或电视机必须能享受这种服务，可以说过去和现在，现在和将来新旧广播业务间的收音机或电视机的互换性和广播的兼容性是最重要的。
今后出现的新的传输制式，例如数字电视广播制式，都要求使信息量的增长能适应未来社会的要求和技术进步，并要求和现有的接收设备之间具有互换性和兼容性。
上面从信息量的扩大和兼容性的观点论述了电视广播的传输方式。
现在提出的一种数字电视的卫星广播方式是先用4个值PSK调制的TDM方式把压缩到大约6MbpS的NTSC电视信号复用化，再用一个中继放大器发送4～20个信道的NTSC制式的电视节目或一个信道的HDTV信号。另外，正在研究的一种HDTV地面广播方式是把一个信道的HDTV图象信号压缩为大约15MbpS的数字信号，再使用16或32QAM调制方式来进行地面广播。
首先，在卫星广播方式中，现在提出的广播方式为了单纯地用原来的传输方式进行广播，在播放一个信道的HDTV节目时使用数个信道部分的NTSC制式的频带，所以存在着在HDTV节目广播期间不能接收广播数个信道的NTSC节目的问题，可以说NTSC和HDTV广播期间的收音机、电视机都没有互换性和兼容性。还可以说完全没有考虑到随着未来的技术进步而必须扩增信息传输量的问题。
其次，目前正在研究的原来方式的HDTV地面广播方式只不过是把HDTV信号用所谓16QAM或32QAM的原来的调制方式原原本本地进行发送。现有的模拟信号广播发射时，即使在广播业务服务范围之内，也都必然存在在楼房背后或低凹地区或是受邻近电视台的干扰等接收状态不良的地区的情况，在这样的地区中，现有的用模拟信号进行广播时，虽然电视画面的质量变坏，但还是可以再现图象，还是可以接收到电视节目。但是，用原来的数字电视发射方式进行广播时，就存在着在这样的地区中，图象完全不能重现，根本收不到电视节目的严重问题。这里面包含有数字电视广播的本质的研究课题，是数字电视广播普及中致命的，不可兼顾的问题。
本发明的目的是解决上述问题，提供卫星广播中NTSC制式广播和HDTV广播兼容，以及在地面广播中大幅度减少广播区域内不能接收电视信号的面积的传输装置。
为了实现上述目的，本发明的传输装置由两部分组成，一部分是进行数据发送的发射装置，由输入级、调制器和发射级构成，来自输入级的输入信号调制多个载波，调制器可以在信号矢量图上产生m≥5的m值的信号点。发射级发射调制信号;另一部分是接收装置，由接收上述发射信号的输入级、解调器和输出级构成，解调器用来对矢量图上一个值的信号点QAM调制波进行解调。
按照这种构成，把具有n值数据的第一数据组和第二数据组作为输入信号输入，由发射装置的调制器产生具有矢量图上m值的信号点的变形m值QAM方式调制波，再把这m值的信号点分成n组信号点群，把这个信号点群分离成第一数据组的n个数据，这个信号点群中的m/n个信号点或者副信号点群分离为第二数据组的各数据，然后由发射装置把发射信号发射出去。根据情况也可以发出第三数据。
接着，在具有p值的解调器(p＞m)的接收装置中，接收上述发射信号，对应信号空间图上的p个信号点，首先把p个信号点分成n组信号点群，把第一数据组的信号解调重现出来，然后，对应符合信号点群中的p/n个信号点把p/n值的第二数据组解调出来，再解调再现第一数据和第二数据。在p＝n的接收机中重现n群信号点群之后，分别对应n值只把第一数据组解调再现出来。
按照上面的动作步骤，当接收来自发射装置的同一个信号时，用大型天线和且有多值解调能力的接收机可以解调第一数据组和第二数据组，而用小型天线和具有少量值解调能力的接收机可以接收第一数据组。这样，就可以构成有兼容性的传输系统。这时，把第一数据组分配到NTSC或HDTV的低频分量的低频范围电视信号，而把第二数据组分配到HDTV的高频分量的高频范围电视信号，用这种方法，对同一电波可以用具有少量值解调能力的接收机来接收NTSC信号，而可用具有多值解调能力的接收机来接收HDTV信号。从而使具有NTSC和HDTV兼容的数字广播成为可能。
如上所述，本发明进行数字传输的传输装置电信号输入级、调制级和发射级组成，调制级用来自输入级的输入信号调制相位不同的多个载波，在信号矢量图上产生m≥5的m个信号点。发射级发射调制信号，在这样的传输装置中，输入n值的第一数据组和第二数据组，把上述信号分成n值信号点群，再把各信号点群分配到第一数据组的数据上，并把第二数据群的各数据分配到上述信号点群中的各信号点，然后由发射信号的发射机发送信号。接收机包括接收该发射信号的输入级、解调器和输出级。解调器解调信号空间图上p值信号点的QAM调制波，在该接收机中，把上述信号点分成n值信号点群，对应于各信号点群n值的第一数据组进行解调，再把信号点群中的各p/n值的信号点和p/n值第二数据组的数据解调再现出来，使用接收装置传输数据。例如，用发射机1的调制器4把数据分配到具有n值第一数据组、第二数据组和第三数据组的信号点群上进行变形m值的QAM调制，然后发射该调制信号，在第一接收机23上由解调器25解调n值的第一数据组，在第二接收机33上解调第一数据组和第二数据组，而在第三接收机43上解调第一、第二、第三数据组，这样，即使用只有n＜m的n值解调能力的接收机也可以解调最大m值数据调制的多值调制波，从而可以制成具有兼容性和发展性的传输装置。而且，如果QAM方式信号点中最接近原点的信号点和I轴或Q轴之间的距离为f时，则上述信号点可以移动的距离为nf，其中n＞1，这样就可以进行分级传输。
在这个传输系统中，把NTSC信号作为第一数据组发送，而把HDTV和NTSC的差信号作为第二数据组发送，这就使卫星广播中的NTSC广播和HDTV广播具有兼容性，并可实现信息量增加很大的数字广播，而在地面广播业务中，则具有可以扩大覆盖接收范围，消除不能接收广播的地区的显著效果。
图1是本发明第一实施例传输装置的系统整体构成图。
图2是本发明实施例1的发射机1的方框图。
图3是本发明实施例1的发射信号的矢量图。
图4是本发明实施例1的发射信号矢量图。
图5是本发明实施例1的信号点编码分配图。
图6是本发明实施例1的信号点群编码图。
图7是本发明实施例1的信号点群中的信号点的编码图。
图8是本发明实施例1的信号点群和信号点的编码图。
图9是本发明实施例1的发射信号的信号点群的阈值状态图。
图10是本发明实施例1的变形16值QAM的矢量图。
图11是本发明实施例1的天线半径r2和发射功率比n的关系图。
图12是本发明实施例1的变形64QAM信号点图。
图13是本发明实施例1的天线半径r3和发射功率n的关系图。
图14是本发明实施例1的变形64QAM信号群和副信号点群的矢量图。
图15是本发明实施例1的变形64QAM的比率A1，A2的说明图。
图16是本发明实施例1的天线半径r2、r3和发射功率比n16、n64的关系图。
图17是本发明实施例1的数字发射机的方框图。
图18是本发明实施例1的4PSK调制信号空间图。
图19是本发明实施例1的第一接收机方框图。
图20是本发明实施例1的4PSK调制信号空间图。
图21是本发明实施例1的第二接收机方框图。
图22是本发明实施例1的变形16QAM信号矢量图。
图23是本发明实施例1的变形64QAM信号矢量图。
图24是本发明实施例1的流程图。
图25(a)是本发明实施例1的8QAM信号矢量图，(b)是本发明实施例1的16QAM信号矢量图。
图26是本发明实施例1的第三接收机方框图。
图27是本发明实施例1的变形64QAM信号点的图。
图28是本发明实施例1的流程图。
图29是本发明实施例3上的传输系统的整体构成图。
图30是本发明实施例3的第一图象编码器的方框图。
图31是本发明实施例3的第一图象解码器的方框图。
图32是本发明实施例3的第二图象解码器的方框图。
图33是本发明实施例3的第三图象解码器的方框图。
图34是本发明实施例3的D1、D2、D3信号的时间复用化说明图。
图35是本发明实施例3的D1、D2、D3信号的时间复用化的说明图。
图36是本发明实施例3的D1、D2、D3信号的时间复用化的说明图。
图37是本发明实施例4上的传输装置的系统整体构成图。
图38是本发明实施例3上的变形16QAM信号点的矢量图。
图39是本发明实施例3的变形16QAM信号点的矢量图。
图40是本发明实施例3的变形64QAM信号矢量图。
图41是本发明实施例3的时间轴上的信号配置图。
图42是本发明实施例3的TDMA方式的时间轴上的信号配置图。
图43是本发明实施例3的载波恢复电路方框图。
图44是本发明实施例3的载波恢复原理图。
图45是本发明实施例3的反调制方式的载波恢复电路的方框图。
图46是本发明实施例3的16QAM信号的信号点配置图。
图47是本发明实施例3的64QAM信号的信号点配置图。
图48是本发明实施例3的16倍频方式的载波恢复电路的方框图。
图49是本发明实施例3的DU1、DH1、DU2、DH2、DU3、DH3信号的时间复用化说明图。
图50是本发明实施例3的DU1、DH2、DU2、DH2、DU3、DH3信号的TDMA方式的时间复用化的说明图。
图51是本发明实施例3的DU1、DH1、DU2、DH2、DU3、DH3信号的TDMA方式的时间复用化的说明图。
图52是本发明实施例4的原来方式的接收干扰区域图。
图53是本发明实施例4的分级广播方式时的接收干扰区域图。
图54是本发明实施例4的原来方式的接收干扰区域图。
图55是本发明实施例4的分级广播方式时的接收干扰区域图。
图56是本发明实施例4的数字广播台2个台的接收干扰区域图。
图57是本发明实施例5的变形4ASK信号的信号点配置图。
图58是本发明实施例5的变形4ASK信号的信号点配置图。
图59(a)是本发明实施例5的变形4ASK的信号点配置图。
(b)是本发明实施例5的变形4ASK的信号点配置图。
图60是本发明实施例5的低C/N值情况下的变形4ASK信号的信号点配置图。
图61是本发明实施例5的发射机方框图。
图62(a)是本发明实施例5的ASK调制信号的频率分布图。
(b)是本发明实施例5的ASK调制信号的频率分布图。
图63是本发明实施例5的接收机方框图。
图64是本发明实施例5的图象信号发射机方框图。
图65是本发明实施例5的电视接收机整体方框图。
图66是本发明实施例5的其它电视接收机方框图。
图67是本发明实施例5的卫星、地面电视接收机的方框图。
图68是本发明实施例5的8ASK信号的信号点配置图。
图69是本发明实施例5的图象编码器的其它的方框图。
图70是本发明实施例5的分离电路的一个图象编码器的方框图。
图71是本发明实施例5的图象解码器方框图。
图72是本发明实施例5的合成器的一个图象解码器方框图。
图73是本发明实施例5的发射信号的时间配置图。
图74(a)是本发明实施例5的图象解码器的方框图。
(b)是本发明实施例5的发射信号时间配置图。
图75是本发明实施例5的发射信号时间配置图。
图76是本发明实施例5的发射信号时间配置图。
图77是本发明实施例5的发射信号时间配置图。
图78是本发明实施例5的图象解码器方框图。
图79是本发明实施例5的3级发射信号的时间配置图。
图80是本发明实施例5的图象解码器方框图。
图81是本发明实施例5的发射信号的时间配置图。
图82是本发明实施例5的D1的图象解码器方框图。
图83是本发明实施例5的调频信号的频率-时间图。
图84是本发明实施例5的磁录放装置的方框图。
图85是本发明实施例2的C/N和分级号码的关系图。
图86是本发明实施例2的传输距离和C/N的关系图。
图87是本发明实施例2的发射机方框图。
图88是本发明实施例2的接收机方框图。
图89是本发明实施例2的C/N和误码率的关系图。
图90是本发明实施例5的3级接收干扰区域图。
图91是本发明实施例6的4级接收干扰区域图。
图92是本发明实施例6的分级传输图。
图93是本发明实施例6的分离电路方框图。
图94是本发明实施例6的合成级框图。
图95是本发明实施例6的传输分级结构图。
图96是原方式数字电视广播的接收状态图。
图97是本发明实施例6的数字电视分级广播的接收状态图。
图98是本发明实施例6的传输分级结构图。
图99是本发明实施例3的16SRQAM的矢量图。
图100是本发明实施例3的32SRQAM的矢量图。
图101是本发明实施例3的C/N-误码率的关系图。
图102是本发明实施例3的C/N-误码率的关系图。
图103是本发明实施例3的位移量n和传输中的必要的C/N关系图。
图104是本发明实施例3的位移量n和传输中的必要的C/N关系图。
图105是本发明实施例3的地面广播时离发射天线的距离和信号电平的关系图。
图106是本发明实施例3的32SRQAM的覆盖区域图。
图107是本发明实施例3的32SRQAM的覆盖区域图。
实施例1下面参照


本发明的一个实施例。
图1表示本发明传输装置的系统整体图。发射机1由输入级2，分离电路3，调制器4和发射级5组成。分离电路3把多个已复用化的输入信号分离为第一数据组D1，第二数据组D2和第三数据组D3由调制器4进行调制。发射级5把调制信号输出，通过天线6经传输路径7把该调制信号发射到人造卫星10。人造卫星10的天线接收该信号，经转发器12放大后由天线13再发射到地球上。
发射电波经传输路径21、31、41发送到第一接收机23，第二接收机33和第三接收机43。第一接收机23经天线22从输入级24输入信号，解调器25仅解调第一数据组，此后由输出级26输出。这时，不具备解调第二、第三数据组的能力。
第二接收机33经天线32由输入级34输入的信号再由解调器35把第一、第二数据组解调，由合成器37合成为一个数据组，然后由输出级36输出。
在第三接收机43，输入信号由天线42输入到输入级44，解调器45把第一、第二、第三数据组解调成三个数据组，由合成器47合成为一个数据群，再由输出级46输出。
上述的三个接收机既使接收来自同一个发射机1的同一频带的电波，由于它们的解调器的性能不同，接收的信息量可能也不同。正因如此，对于性能不同的接收机，就可以用一个频带同时传输与其性能相适应的有兼容性的三个信息。例如传输同一节目的NTSC制式、HDTV和超高清晰度电视三种数字电视信号的情况，先把超高清晰度电视信号分离成低频分量，高频差分量和超高频差分量，把它们分别对应于第一、第二和第三数据组，这样，就能用一个信道的频带同时广播具有兼容性的中清晰度、高清晰度和超高清晰度三种数字电视信号。
在这种情况下，使用小型天线而且解调量小的接收机可以接收NTSC电视信号，使用中型天线的中量值解调的接收机可以接收HDTV信号，而使用大型天线的可以进行多量值解调的接收机可以接收超高清晰度电视信号。进一步说明图1，51是NTSC制式的数字电视广播的数字发射机，输入级52只输入和第一数据群相同的数据，由调制器54调制，再由发射级55和天线56经传输路径57发送到卫星10上，经传输路径58再发回到地球上来。
用第一接收机23接收来自数字发射机1的信号，由调制器24把接收信号解调，解调出相当于第一数据组的数据。同样，第二接收机33和第三接收机43把与第一数据组相同内容的数据解调出来。总之，三个接收机也能接收数字化的一般电视广播等的数字广播。
以下说明各个部分。
图2是发射机1的方框图。
输入信号输入到输入级2，用分离电路3分离成第一数据组信号、第二数据组信号和第三数据组信号三个数字信号。
例如输入图象信号的情况，把图象信号的低频分量分配为第一数据组信号、图象信号的高频分量分配为第二数据组信号，图象信号的超高频分量分配为第三数据组信号。被分离的三个信号输入到调制器4内部的调制输入级61，在调制器4中，对正交的两个载波分别进行调幅，得到多值QAM信号。来自调制输入级61的信号被送到第一调幅器62和第二调幅器63，由载波发生器64产生的一个为Cos(2πfct)的载波由第一调幅器62进行幅度调制，然后送到合成器65。还有一个载波送入π/2移相器66进行90°相移后，以Sin(2πfct)的状态送到第二调幅器63，经过多值幅度调制后，在合成器65合成为第二调幅波，由发射级5作为发射信号输出。因为这种方式和原来的实施方式一样，所以省略了详细说明。
以下用图3的16个一般的QAM信号空间图的第一象限来说明动作。用调制器4产生的全部信号可以用正交的两个载波ACos2πfct的矢量81和BSin2πfct的矢量82两个矢量的合成矢量来表示。把从零点开始的合成矢量的前端定义为信号点，那么在16值QAM的情况下，由a1、a2、a3、a4四个幅值和b1、b2、b3、b4四个幅值的组合共计可以设定16个信号点。图3的第一象限上存在四个信号，即信号点83的C11、信号点84的C12、信号点85的C22和信号点86的C21。
C11是矢量o-a1和矢量o-b1的合成矢量，那么C11＝a1Cos2πfct-b1Sin2πfct＝ACos(2πfct+απ/2)这里把正交座标上o-a1间的距离定义为A1，a1-a2间距离为A2，o-b1间距离为B1，b1-b2间距离为B2，都表示在图上。
图4表示出全部矢量图，总共有16个信号点，这样，按照各点对应于4比特的信息，在一个周期即一个时间间隙中，可以进行4比特信息传输。
图5表示用2进制表示各信号点时的一般的版面设计的例子。
当然，各信号点间的距离越远，接收机方面越容易区别，所以，一般情况下把各信号点间的距离设置得尽可能大。所指定的信号点间距设置得较近时，在接收机处两点间的识别就困难，使误码率变坏。因此，一般情况下如图5所示的等间隔配置被认为是最好的。所以，一般在16QAM的情况下，信号点的配置取A1＝1/2A2。
在本发明的发射机1的情况下，首先把数据分离成第一数据组和第二数据组，根据情况可再分离成第三数据组。而且，如图6所示，把16个信号点或信号点群分离成四个信号点群，首先把第一数据组的4个数据分配到各个信号点群。就是说第一数据组的第一象限11的第一信号点群91的四个信号点中任一个发射出去，从第二象限01的第二信号点群92，第三象限00的第三信号点群93和第四象限10的第四信号点群94中的各四个信号点中任选一个对应第二数据组的值发射出去。接着在16QAM的情况下，把第二数据组的2比特、4个数据、64QAM情况下把第二数据组的4比特、16个数据分配到91、92、93、94的各分离信号点群中的4个信号点或副信号点群中，如图7所示。这样，哪个象限都配置了信号点。第一数据群的2比特数据优先决定信号点91、92、93、94的分配，这样，第一数据组的2比特和第二数据组的2比特就可以完全独立地进行发射。而且，如果接收机的天线灵敏度超过一定值，即使使用4PSK接收机也能解调第一数据组。如果天线有更高的灵敏度的话，用本发明的变形16QAM接收机可以解调第一和第二两个数据群。
图8上表示了第一数据组的2比特和第二数据组的2比特分配的例子。
这时，把HDTV信号分为低频分量和高频分量，把低频图象信号分配到第一数据组，而把高频图象信号分配到第二数据组，用4PSK的接收系统重现相当于第一数据组的NTSC图象，而用16QAM或64QAM的接收系统来重现第一和第二两个数据组，把它们加起来就可以得到HDTV图象。
在图9所示的信号点间为等距离的情况下，从4PSK接收机来看，在第一象限与用斜线表示的部分之间存在一个阈值距离。如果阈值距离设置为ATo时，则只发射4PSK的话，ATo的幅度还是可以的。但是如果维持ATo的同时还要发射16QAM，就必须有3ATo的幅值，也就是说要3倍幅值，即与发射4PSK的情况相比，必须有9倍的能量来发射。若什么都不考虑，而用16QAM模式发射4PSK信号点，则功率利用率就很低，而且，载波恢复也很困难。卫星传输的情况下，可以利用的功率是有限的，在卫星的发射功率不增加的前提下，这种功率利用率低的系统是不现实的。将来，数字电视开始广播时，予计4PSK接收机将大量上市，一旦普及之后，由于发生接收机兼容的问题，可以说再提高这些接收机的灵敏度是不可能的。所以4PSK模式的发射功率不能减小，为此，用16QAM模式模拟发射4PSK信号点时，予计有必要把发射功率降到原来的16QAM方式以下，否则就不能用有限的卫星功率来进行发射。
本发明的特征在于把图10的四个分离信号点群91～94的距离拉开，这就可以降低模拟4PSK型16QAM调制的发射功率。
为了阐明接收灵敏度和发射输出功率的关系，再回到图1，描述数字发射机51和第一接收机23的接收方式。
首先用数字发射机51和第一接收机23一般的传输装置，进行包含数据传输或广播在内的图象传输。图17所示的数字发射机51是4PSK发射机，是从图2说明的多值QAM发射机1中除去调幅功能的发射机。输入信号经输入级52送到调制器54，由调制器54的输入级121把输入信号分成为两个信号，分别送到对基准载波进行相位调制的第1-2相位调制电路122和调制与基准载波相位差90°的载波的第2-2相位调制电路123，再由合成器65把这两个相位调制波合成，然后由发射极55发送。
这时的调制信号空间图表示在图18上。
设定四个信号点，为了提高功率利用率，一般的常识是把信号点间的距离设定为相等的间隔。例如定义信号点125为(11)，信号点126为(01)，信号点127为(00)，信号点128为(10)的情况。这时，4PSK接收机23为了接收充分的数据，就要求数字发射机51的输出要超过一定幅值。用图18来说明，若把最低的必要发射信号的最小幅值即0-a1间的距离定为ATo，由于第一接收机23用4PSK来接收数字发射机51的信号，所以，若发射信号超过发射界限的最低幅值ATo的话，第一接收机23就能接收。
下面描述第一接收机23。由发射机1发出的信号或由数字发射机51发出的4PSK信号经卫星10的转发器12由第一接收机23的小型天线22接收，调解器24把接收到的信号作为4PSK信号进行解调。第一接收机23本来是接收数字发射机51的4PSK或2PSK信号，而把它设计成接收数字电视广播信号以及数据发射等信号。
图19是第一接收机的构成方框图，天线22接收到来自卫星12的电波，这个信号由输入级24输入后，由载波恢复电路131和π/2移相器132把载波和正交载波恢复，分别由第一相位检波电路133和第二相位检波电路134对正交分量单独进行检波，由定时取样电路135分别单独地识别时间间隙，第一数据组恢复级232把由第一识别恢复电路136和第二识别恢复电路137分离出来的两个解调信号解调成第一数据组，然后由输出级26输出。
在此用图20的矢量图来说明接收信号，按照数字发射机51的4PSK发射电波，由第一接收机23接收的信号用图20的151～154四个信号点来表示，但是传输畸变和噪声条件都是很不理想的。
然而，实际上受传输路径上的噪声和传输系统的幅度畸变及相位畸变的影响的接收信号点分布在信号点周围的某一确定范围内，由于不能判别离得很近的相邻信号点，所以误码率逐渐增大，当超过某设定范围时，数据就不能恢复。可以设定相邻信号点间的距离，使得即使在最坏的条件之下，在设定的误码率之内也能解调，这个距离定义为2ARo。如果4PSK的临界接收输入时的信号点151进入到图20的｜0-aR1｜≥AR0、｜0-bR1｜≥AR0的斜线表示的第一判别区155，而传输系统还可以恢复载波，那么就还可以进行解调，若天线22的最小设定半径是r0，则发射信号的输出只要超过某确定值，整个系统就能接收。和设定第一接收机23的4PSK最低接收幅值AR0一样，设定图18上的发射信号的幅值，把这个最低发射幅值定义为ATo。这样，如果天线22的半径超过r0，那么即使在最坏的接收条件下，第一接收机也能解调数字发射机51的信号。在接收本发明的变形16QAM、64QAM时，第一接收机23恢复载波就很困难。为此，如图25(a)所示，在角度(π/4+nπ/2)的位置上配置8个信号点，由发射机1进行发送，那么用4倍频的方式就可以恢复载波。另外，如图25(b)所示，在nπ/8的角度的延长线上配置16个信号点，在载波恢复电路131中采用16倍频的方式恢复载波，通过把信号衰减，就可以容易地恢复模拟4PSK型16QAM调制信号。这时A1/(A1+A2)＝tg(π/8)，若设定发射机1的信号点，就可以进行发射。
接着，返回发射机1，用图9的矢量图来说明发射机1的16PSK的发射信号，信号点83的水平方向矢量幅度A1大于图18的数字发射机51的4PSK最低发射输出ATo，这样，图9上的第一象限的信号点83、84、85、86的信号就都落入到斜线所示的可接收区域87，第一接收机23在接收这些信号时，这四个信号点就落入图20的接收矢量图的第一判别区中，所以，第一接收机23不管接收图9的信号点83、84、85、86中的哪一个，都判定为图20的信号点151，而在此时间间隙中解调数据(11)。如图8所示，这个数据就是发射机1的第一分离信号点群91的(11)，亦即第一数据组(11)。第二、三、四象限的情况也一样，第一数据组被解调出来。总之，第一接收机23变为只能解调由16QAM或32QAM或64QAM的发射机1发出的调制信号的多个数据组中的第一数据组2比特数据。这时，由于第二、三数据组的信号全部包含在第一～第四分离信号点群91中，所以第一数据组的信号解调不受影响。但是对载波的恢复是有影响的，所以必须有后述的相应对策。
若卫星的转发器的输出没有限制的话，如图9所示的原信号点的等距离方式的普通16～64QAM方式是可以实现的，但是，与上述的地面传输不同，在卫星传输中，卫星重量增加时，成本就大幅度增加，所以卫星转发器的输出极限和太阳能电池功率的极限都限制了发射功率。除非由于技术进步使火箭的发射成本降低下来，否则这种状态暂时还要继续下去。通信卫星的发射功率约为20W时，广播卫星约为100～200W，因此，用图9的信号点等距离方式的16QAM传输4PSK时，由于16QAM的幅值2A1＝A2，所以幅值就要达到3ATo，用功率表示就是9倍的功率。为了使其具有兼容性，就必须要4PSK的9倍的功率。同时，要想使4PSK的第一接收机用小型天线也能接收的话，现在设计中的卫星上要达到这样的发射功率是很困难的。例如对于40W的系统必须变为360W，从经济的角度来看，这是不可能实现的。
在此，设想全部接收机的天线大小相同的情况下，若发射功率相同，等距离信号点方式的国外组(外地番)效率还是好的。但是设想大小不同的天线的接收机群组合起来的系统，就可构成新的传输方式。
具体说就是可以用小型天线、简单、低成本的接收系统接收4PSK，接收者数目就增加。使用中型天线的高性能、高成本的多值解调接收系统，就可以接收16QAM，对应于设备投资，这种HDTV要实行高价服务业务，接收对象仅限于特定的接收者，作为系统是可以成立的。这样的话，只要增大发射功率就可以实现4PSK和16QAM(根据条件还可有64DMA)的分级发送。
例如，如图10所示的那样，把信号点间隔取为A1＝A2，这样就可以降低整个发射输出功率。这时为发射4PSK信号的幅值A(4)可以用矢量95表示，其大小是2A21的平方根。整个幅值A(16)可用矢量96表示，其值为(A1+A2)2+(B1+B2)2的平方根。
即｜A(4)｜2＝A21+B21＝ATo2+ATo2＝2ATo2｜A(16)｜2＝(A1+A2)2+(B1+B2)2＝4ATo2+4ATo2＝8ATo2｜A(16)｜/｜A(4)｜＝2总之，可以用发射4PSK信号时的2倍幅值，也就是4倍的发射能量来发射。用等距离信号点传输的普通接收机不能进行16QAM解调，但是予设出A1和A2的阈值就可以用第二接收机33接收。在图10的情况下，第一分离信号点群91中信号点的最短距离为A2，4PSK信号点间距离为2A1，两者之比为A2/2A1，由A1＝A2知这个最短距离就是信号点间距离的1/2，为达到相同的误码率时，就必须有2倍的幅度接收灵敏度，4倍功率接收灵敏度。而为了达到4倍接收灵敏度，就要使第二接收机33的天线32的半径r2为第一接收机23的天线22的半径r1的2倍，即r2＝2r1就行了。例如，第一接收机23的天线直径为30cm，把第二接收机33的天线直接作成60cm就可以实现接收。如果把第二数据组分配为HDTV的高频分量，由于第二数据组的解调，使HDTV等新的广播业务服务在同一信道进行播放就成为可能。由于服务内容倍增，接收者在权衡天线和接收机的投资之后是可以接收部分广播服务的。因此，第二接收机33也可以用高成本。在此，为了决定接收4PSK模式的最低发射功率，要用图10的A1和A2的比来决定变形16APSK对4PSK的发射功率比n16和第二接收机33的天线半径r2。
为进行最佳设计，现作一下计算，把4PSK的最低必要发射能量的｛(A1+A2)/A1｝2倍定义为n16，因为用变形16QAM接收时的信号点间的距离是A2，用4PSK接收时的信号点间的距离是2A1，两者之比为A2/2A1，所以接收天线半径取作r2时，存在如图11所示的关系。曲线101表示发射能量的倍率n16和第二接收机33的天线32的半径r2的关系。
在发射等距离信号点的16QAM的情况下，如前所述，必须用9倍的发射能量，所以点102是不实用的。从图11的曲线可以清楚地看出，即使n16增大到5倍以上，第二接收机33的天线半径r2那么小也是不行的。
在卫星广播情况下，发射功率受到限制，不能超过一定值，所以希望n16在5倍以下，这个区域在图11上是用斜线表示的区域103。在该区域内，例如点104，发射功率为4倍，第二接收机33的天线半径r2为2倍。另外，点105的发射能量为2倍，r2大约为5倍。这些点都在实用范围之内。
n16比5小的值用A1和A2表示为n16＝((A1+A2)/A1)2≤5A2≤1.23A1由图10知道，分离信号点群间的距离为2A(4)，最大幅值为2A(16)，A(4)和A(16)-A(4)正比于A1和A2因此也可以表示为｛A(16)｝2≤5｛A(4)｝2以下表示用变形64APSK调制的例子。第三接收机43可以解调64QAM。
图12的矢量图是图10的矢量图的分离信号点群从4个值增加到16个值的情况，在图12的第一分离信号点群91中，由信号点170开始把4×4＝16个信号点等间隔分配，这时，为了和4PSK通用，必须设定发射幅值A1≥ATo。r3定义为第三接收机43的天线半径，n64定义为发射输出信号，同样可以求出r2的值，即r23＝｛62/(n-1)｝r21图13表示64QAM的半径r3和输出倍数n的关系的曲线图。
可是，用图12那样的配置，由第二接收机33接收时，只能解调4PSK的2比特，为了使第一、第二、第三接收机这三个接收机兼容，就希望第二接收机33上具有解调来自变形64QAM调制波的16QAM的功能。
如图14所示，进行3级信号点组合就能使三个接收机兼容。仅说明第一象限，阐述第一分离信号点群91分配第一数据组的2比特(11)的情况。
第二数据组的2比特(11)分配到第一副分离信号点群181。(01)、(00)和(10)分别分配到第二、第三和第四副分离信号点群182、183和184。这和图7是相同的。
用图15的第一象限的矢量图详细说明第三数据组的信号点配置，例如把信号点201、205、209、213作为(11)，信号点202、206、210、214作为(01);信号点203、207、211、215作为(00);信号点204、208、212、216作为(10)。可以把第三数据组的2比特数据单独作为第一数据，第二数据进行传输，而把3级2比特数据单独传输。
作为本发明的特征不是仅传输6比特的数据，也不只是用三个不同电平性能的接收机传输2比特、4比特、6比特的不同传输量的数据，而且可以使三个分级传输之间具有兼容性。
在此说明为使三级传输具有兼容性所必须的信号点的配置方法。
如图15所示，首先，为了用第一接收机23接收第一数据组的数据，前面已叙过，要使A1≥ATo。
其次，必须确保信号点间的距离，使第二数据组的信号点，如图10的信号点91和图15的副分离信号点群的信号点182、183、184能够区分开。
图15表示信号点间距离仅相距为2/3A2的情况，在这种情况下，第一副分离信号点群181的内部的信号点201、202的信号点间距离就成为A2/6。计算第三接收机43接收时所必要的接收能量，此时定义r3为天线32的半径，所必要的发射能量是4PSK发射能量的n64倍，那么r23＝(12r1)2/(n-1)这个曲线图用图16的曲线221来表示，例如点222、223的情况，如果达到4PSK发射能量的6倍的发射能量，就要用8倍半径的天线。另外，9倍的发射能量就要用6倍的天线才能解调第一、二、三数据组。这时，由于第二数据组的信号点间距离接近2/3A2，r2的值为r22＝(3r1)2/(n-1)这样，如曲线223所示的那样，第二接收机33的天线32就有必要做得稍许大一些。
用这种方法，在当前卫星发射功率还很小的时期，可以传输第一数据组和第二数据组。将来卫星发射功率大幅度增加后，并不妨害第一接收机23和第二接收机33的接收数据，而且无需改造就可以传输第三数据组。这样，兼容性和发展性两个方面都得到很大效果。
为了说明接收状态，首先从第二接收机开始叙述。设定前述第一接收机23可以用原来的半径为r1的小型天线解调数字发射机51的4PSK调制信号和发射机1的第一数据组，对此，用第二接收机33可以完全解调发射机1的图10所示的16个信号点，也就是第二数据组的16QAM的2比特信号。和第一数据组合在一起总共可以解调4比特信号。这时，A1、A2的比值因发射机不同而不同。把该数据设定在图21的解调控制级231，并把阈值送到解调电路，这样就可进行AM解调。
图19的第一接收机23的方框图和图21的第二接收机方框图大致相同，不同之处是天线32具有比天线22更大的半径r2，所以它可以判别信号点间距更短的信号。解调器35内部有解调控制级231、第一数据组恢复级232和第二数据组恢复级233、第一识别恢复电路136具有解调变形16QAM的AM解调功能。在这种情况下，各载波都保持有4个值和零电平±各2值阈值。在本发明的情况下，为了解调16QAM信号，发射机的发射功率不同，图22的信号矢量图的阈值也不同，因此，把TH16作为基准化的阈值，由图22可知TH16＝(A1+A2/2)/(A1+A2)这个A1、A2或者TH16以及多值调制的m个解调信息都包含在第一数据组中由发射机1发射出去，另外，解调控制级231对接收信号进行统计处理后，还产生求出解调信息的方法。
该解调信息如果不清楚时，第二数据组的解调就困难，下面用图24的流程图来说明。
即使没得到解调信息，步骤313的4PSK解调以及步骤301的第一数据组的解调也可以进行。而且，在步骤302，由第一数据组恢复级232得到的解调信息送到解调控制级231，如果步骤303的m值是4或2，那么解调控制级231就对步骤313的4PSK或2PSK进行解调。如果为否，而步骤304的m值为8或16时，则转入步骤305，在305若为否，步骤转入310，在步骤305计算TH8和TH16。在步骤306，解调控制级231把AM解调的阈值TH16送到第一识别恢复电路136和第二识别恢复电路137，在步骤307，315进行变形16QAM的解调和第二数据组的恢复。在步骤308校验误码率，若误码率不好，再返回步骤313进行4PSK解调。
在这种情况下，图22的信号点83、85处在Cos(ωt+nπ/2)角度上，而信号点84、86不在这个角度上，所以把第二数据组的载波传送信息从图21的第二数据组恢复级233送到载波恢复电路131，而信号点84、86的定时信号对载波不取样。
假定第二数据组不能解调，发射机1根据第一数据组间断地发送载波定时信号，用该信号即使不能解调第二数据组，而只解调出第一数据组，信号点83、85也是清楚的。所以，把载波发出的信息送到载波恢复电路131，载波就可以恢复。
以下是发射机1发射图23所示的变形64QAM信号的情况，回到图24的流程图，在步骤304判断m值不是16，而在步骤310检验m值是否小于64，步骤311不是等距离信号点方式时，步骤就转至312。在此求出变形64QAM时的信号点间距离TH64。
TH64＝(A1+A2/2)/(A1+A2)该值和TH16相同，但是信号点间的距离变小。
设定第一副分离信号点群181中的信号点间距离为A3，第一副分离信号点群181和第二副分离信号点群182的距离即为(A2-2A3)，标准化后成为(A2-2A3)/(A1+A2)，将其定义为d64。若d64低于第二接收机33的判别能力T2，就不能判断。这时由步骤313判断，如果d64在允许的范围以外，就进入步骤313的4PSK模式，在判断范围以内就进入步骤305，进行步骤307的16QAM解调。在步骤308判断误码率大的情况下，转入步骤313的4PSK模式。
这时，如果发射机1发射如图25(a)所示的信号点的变形8QAM信号，全部信号点就都处在Cos(2πf+nπ/4)的角度上，而且由于全部载波都同相位衰减，所以用4倍频电路可以简单地进行载波恢复。这样，不仅仅用4PSK接收机可以解调第一数据组的2比特数据，由第二接收机33还可以恢复第二数据组的1比特数据，总共可以恢复3比特。
以下说明第三接收机43，图26是第三接收机43的方框图，与图21的第二接收机33大体相同，不同之处在于增加了第三数据组恢复电路234，而且识别恢复电路中有8个值的识别能力。由于天线42的半径r3比r2大，所以可以解调信号点间距离更近的信号，如32QAM和64QAM等。所以，为了解调64QAM，第一识别恢复电路136针对被检信号波就必须判别8个不同电平。这时存在7个阈值电平。由于其中一个是“0”，所以一个象限中有3个阈值。
如图27的信号空间图所示，在第一象限中有3个阈值。
如图27所示，存在的三个标准化的阈值是TH164、TH264和TH364。表示为TH164＝(A1+A3/2)/(A1+A2)TH264＝(A1+A2/2)/(A1+A2)TH364＝(A1+A2-A3/2)/(A1+A2)按照该阈值，对相位检波后的接收信号进行AM解调，与图21说明的第一、第二数据组一样，解调第三数据组的数据。如图23的第三数据组根据对第一副分离信号群181的4个信号点201、202、203、204的判别，取出4个值，即2比特，这样，就可以解调6比特，也就是变形64QAM。
这时的解调控制级231根据包含在第一数据组恢复级232的第一数据组中的解调信息，由于m、A1、A2和A3都为已知，就可计算阈值TH164、TH264和TH364，然后送到第一识别恢复电路136和第二识别恢复电路137，以确实地进行变形64QAM解调。这时的解调信息由于是加密的，所以只有那些被允许的用户才能解调64QAM。图28表示64值QAM的解调控制级231的流程图，现仅说明它和图24的16QAM流程图之不同点。从图28的步骤304到步骤320，如果m＝32，那么就在步骤322解调32QAM，若不是m＝32，在步骤321判别m＝64？，在步骤323，若A3在设定值以下，就不能恢复，从而步骤转到305，其余与图24流程相同，进行变形16QAM解调。再回到步骤323，若A3在设定值以上，在步骤324计算阈值，在步骤325把三个阈值送到第一、第二识别恢复电路，步骤326恢复变形64QAM，步骤327恢复第一、二、三数据，在步骤328若误码率大，转到步骤305解调16QAM，如果误码率小，就继续进行64QAM解调。
以下叙述解调中的重要的载波恢复方式，本发明的特征之一是变形16QAM及变形64QAM的第一数据组可以由4PSK接收机恢复。这时，若用普通4PSK接收机恢复载波是困难的，不能进行正常解调，为防止这个问题发生，在发射机和接收机两方面都必须采取对策。
作为本发明的方法有两种方式，第一种方式是按照一定的规则间断地发射(2n-1)π/4角度上的信号点的方法。第二种方式是大致在nπ/8的角度上配置全部信号点进行发射的方法。
第一种方法是在发射处于图38所示的4个角度π/4、3π/4、5π/4、7π/4上的信号点，如发送信号点83、85的信号时，按照一定的规则设定间断发射的同步时间间隙452、453、454和455，在图38的发射信号的时间图中的时间间隙群451中用斜线表示它们。而且必须在这个时间中，发射上述角度上的8个信号点中的一个信号点，用其它的时间间隙发射任意信号点。把提供这种时间间隙的上述规则配置在图41所示的数据同步定时信息级499上，由发射机1发射。
这时发射信号的内容用图41进一步作详细说明，此时包含同步时间间隙452、453、454、455的时间间隙群451构成一个单位数据组491、Dn。
在这个信号中，由于同步时间间隙是根据同步定时信息规则间断地配置的，所以，若清楚该配置规则，对同步时间间隙内的信息进行取样，就可以容易地进行载波恢复。
数据组492的结构的开始部分有一个用S表示的同步区493，它仅仅在斜线表示的同步时间间隙内构成，按照这样的构成，由于上述载波恢复用的取样信息多，所以也具有4PSK接机确实可以很快地进行载波恢复的效果。
在这个同步区493中包含有用S1、S2、S3表示的同步部分496、497、498，这部分中还容纳着同步用的独特码字和前述的解调信息，还有一个用IT表示的相位同步信号配置信息部分499，其中容纳有相位同步时间间隙的配置间隔信息和配置规则信息等信息。
由于相位同步时间间隙的信号点只保持特定的相位，所以即使用4PSK接收机也能恢复载波，确实可以恢复相位同步部分的配置信息IT的内容，因此，得到这个信息后确实可以恢复载波。
图41的同步区493的后面有解调信息部分501，包括与变形多值QAM信号解调时必要的阈值电压有关的解调信息。由于这个信息对于多值QAM的解调是重要的，所以，解调信息502一旦进入到图41的同步区502这种同步区中，得到解调信息就更确实了。
图42是用TDMA方式发送脉冲组状信号时的信号配置图。
与图41不同之处是数据组492、Dn和其它数据组之间设置一个隔离时间521，在该期间不发射信号，另外在数据组492的开始部分设有为了同步的同步部分522，在这个时间中只发射前述的(2n-1)π/4相位的信号点，因此，即使用4PSK的解调器也可以恢复载波。这样，用TDMA方式也可以同步并恢复载波。
下面用图43和图44详细描述图19的第一接收机23的载波恢复方式。图43中，输入的接收信号进入输入电路24，由同步检波电路541检波后的解调信号之一被送到输出电路542输出，恢复第一数据组。在取样定时控制电路543，恢复图41的相位同步部分配置信息部499，判明(2n-1)π/4相位同步部分的信号在哪个标记时间进来之后，发射图44所示的断续的相位同步控制信号561，解调信号送到倍频电路545，经4倍频后再送到载波恢复控制电路544。图44的信号562中，包含有真正的相位信息信号563和其它信号，象定时图564中的斜线内所示的那样，来自(2n-1)π/4相位信号点的相位同步时间间隙452间断地包含在其中。载波恢复控制电路544用相位同步控制信号564取样，得到相位取样信号565，对该信号进行取样同步后，得到所规定的相位信号566。该信号经环形滤波器546送到VCD 547，恢复载波，再送到同步检波电路541。就这样，图39斜线内所示的(2n-1)π/4的相位信号被取样，以该信号为基础，以4倍频的方式可以正确地恢复载波。这时，虽然恢复出多个相位，而把独特码字输入到图41的同步部分496，可以特定出载波的绝对相位。
如图40那样发射变形64QAM信号时，发射机只针对大致为(2n-1)π/4相位的斜线所示的相位同步区471的信号点发送相位同步时间间隙452、452b等。因此，虽然用普通4PSK接收机不能恢复载波，但由于装配有本发明的载波恢复电路，即使用4PSK的第一接收机也有能恢复载波的效果。
以上是使用科斯塔思方式的载波恢复电路的情况，下面说明在解调方式载波恢复电路中使用本发明的情况。
图45表示本发明的解调方式载波恢复电路，同步检波电路541把来自输入电路24的接收信号恢复出解调信号。一方面，由第一延时电路591延迟的输入信号置于4相位调制器592，由上述解调信号解调为载波信号。可以通过载波恢复控制电路544的上述载波信号被送到相位比较器593。另一方面，来自VCO 547的恢复载波由第二延时电路594延迟，在相位比较器593上与前述的解调载波信号进行相位比较，相位差信号经由环形滤波器546提供给VCO 547。恢复出与接收载波同相位的载波。这时，与图43的科斯塔思形载波恢复电路一样，由取样定时控制电路543对斜线所示的区域内信号点的相位信息取样，所以即使是16QAM方式或是64QAM方式，用第一接收机23的4PSK调制器也能恢复载波。
下面描述用16倍频方式恢复载波的方式。图2的发射机1把图46所示的变形16QAM信号点配置在nπ/8的相位上，并进行调制和发射。在图19的第一接收机23一方，使用具有图48所示的16倍频电路661的科斯塔思型载波恢复电路，则可以恢复载波。16倍频电路661在第一象限把图46的nπ/8相位的信号点衰减了，所以可以用环形滤波器546和VCO 547恢复载波。把独独码字配置在同步区域中，就可以从16个相位中取出绝对相位。
下面说明16倍频电路的构成。用和电路662、差电路663从解调信号中求出和信号、差信号，再在乘法器664中相乘，求出Cos2θ，并在乘法器665求出Sin2θ，把它们用乘法器666计算出Sin4θ。
同样，由Sin2θ和Cos2θ，用和电路667、差电路668和乘法器670求出Sin8θ，而用和电路671、差电路672和乘法器计算出Cos8θ，并且，用乘法器674计算出Sin16θ，就可以16倍频。
按照上述16倍频方式所具有的良好效果是不用对特定信号点进行取样就能恢复作了图46的信号点配置的变形16QAM信号的全部信号点的载波。
另外，虽然也可以恢复进行了图47配置的变形64QAM信号的载波，但由于总有几个信号从同步区域471离开，故解调时误码率就增加了。
有两种方法作为这个问题的对策，一种方法是不发射偏离同步区的信号点的信号，虽然减少了信息量，但具有结构简单的效果。还有一种方法是如图38所示的那样设置同步时间间隙，在时间间隙451中的同步时间间隙期间发射斜线所示的nπ/8相位的同步相位区471、471a等信号点，由于在这个期间可以正确同步，所以相位误差就变小了。
如上所述，用16倍频方式，结构简单的4PSK接收机就能恢复变形16QAM和变形64QAM信号的载波的良好效果。另外，进而设置同步时间间隙时，可以获得使变形64QAM载波恢复时的相位精度提高的效果。
如上面的详细描述，使用本发明的传输装置，在一个频带内可以用分级结构同时传输多个数据。
在这种情况下，其特点是对于一台发射机来说，设定具有不同灵敏度和解调能力的三种级别接收机，可以解调与接收机投资相当的数据量。购买小型天线和低清晰度的低成本的第一接收机用户，可以解调恢复第一数据组，购买中型天线、中等清晰度的高成本的第二接收机的用户，可以解调恢复第一、第二数据组，另外，购买大型天线、高清晰度相当高成本的第三接收机的用户可以解调恢复第一、二、三全部数据组。
如果把第一接收机做成数字卫星广播接收机的话，对大多数普通消费者来说，接收可以承受的低价格接收机还是能实现的。因为第二接收机一开始就必须以高花费投在必要的大型天线上，并不是全部消费者都能承受得了，所以只是对想要享用HDTV的人们来说，即使成本高一些也是有意义的。在卫星发射功率增加以前，第三接收机必须要用更大型的产业用天线，作为家庭用是不现实的，所以开始只适用于产业用途。例如卫星发送超高清晰度HDTV信号传输到各地的电影院，可以把电影院用视频电子化。这时，电影院以及电视剧院的运营成本就都可以便宜了。
如上所述把本发明应用于电视传输的情况，可以用一个频带提供三种画面质量的影象服务，然而它们还是相互兼容的。在实施例中表示了4PSK、变形8QAM、变形16QAM、变形64QAM的例子，然而，32QAM和256QAM也是可以实现的。另外，8PSK以及16PSK、32PSK也可以实施。在实施例中，虽把卫星传输作为示例，但地面传输和有线传输同样也都是可以实现的。
实施例2实施例2是根据纠错能力的差别，对实施例1中说明的物理分级结构进一步进行逻辑分离，增加了逻辑分级结构。实施例1的情况下，各级信道的电信号电平，也就是物理解调能力各不相同，与此相对应，在实施例2中则是纠错能力等逻辑恢复能力各不相同，具体讲例如D1级信道中的数据分离成D1-1和D1-2，这种分离数据之一、例如D1-1数据的纠错能力高于D1-2数据的纠错能力，因为纠错能力有差别，在解调恢复时D1-1和D1-2出错后的解调能力就不同，这样，在发射信号C/N低的情况下，即使在D1-2不能恢复的信号电平之下，D1-1也处在设定的误码率范围之内，所以可以把原信号恢复出来，这可称为逻辑分级结构。
总之，分离调制分级信道的数据后，使用纠错码和累积码等纠错码间的距离大小不同，根据纠错能力的大小增加逻辑分级结构，就使更细分级的传输能够实现。
用这种方法时，D1信道增加D1-1、D1-2两个子信道，信道D2增加D2-1、D2-2两个子信道。
对此用输入信号的C/N和分级信道编号的图87来说明，分级信道D1-1可用最低输入信号来恢复。把CN值取为d，CN＝d时，D1-1被还原，但是D1-2、D2-1、D2-2都不能恢复，当CN＝c以上时，D1-2可以恢复，CN＝b时，增加一个D2-1，CN＝a时再加上D2-2。这样，随着CN值的增加，可以恢复的分级总数也增加，反之随CN值的减小，可以恢复的分级总数也减少。用图86的传输距离和可能恢复的CN值的图可以说明。通常如图86实线861所示，随着传输距离的增大，接收信号的C/N值就下降。用图85说明的离CN＝a的发射天线的距离为La，CN＝b处为Lb，CN＝c处为Lc，CN＝d处为Ld，CN＝e处为Le。如图85说明的那样，比离发射天线距离Ld更近的地区只能恢复D1-1信道，这个D1-1的可能接收范围用斜线区862来表示。从图上可以清楚地看到，能恢复D1-1信道的区域最大。同样在离发射天线距离Lc以内的范围内的区域863可以恢复D1-2信道，因为区域862也包含在距离Lc以内的范围中，所以也能恢复D1-1信道。同样在区域864可以恢复D2-1信道，区域865中可以恢复D2-2信道。这样，随CN值变差，逐级减少传输信道，可以进行分级传输。要把数据结构分离成为分级结构，就可以通过本发明的分层传输，获得象模拟传输那样，随着C/N变差，逐渐减少数据量的分级传输的效果。
下面描述具体的构成，在此说明2级物理分级、2级逻辑分级的实施例。图87是发射机方框图，和实施例说明的图2的发射机方框图基本相同，在此省略了详细说明。其不同点是增加了纠错码编码器，下面的描述中简称为ECC编码器。分离电路3有四个输出端，即1-1、1-2、2-1、2-2，把输入信号分离为4个信号D1-1、D1-2、D2-1、D2-2，由输出端输出。其中D1-1、D1-2信号输入到第一ECC编码器871a，然后分别送到主编码器872a和副ECC编码器873a，进行纠错的编码处理。
其中主ECC编码器872a比副ECC编码器873a具有更强的纠错能力，所以，如用图85的CN-分级信道图说明的那样，在解调时，D1-1信道的C/N值比D1-2信道的C/N值低，D1-1可以以低于标准误码率进行恢复。D1-1成为C/N值比D1-2低的强逻辑分级结构，经纠错的信号D1-1和D1-2在合成器874a中合成为信号D1，再输入到调制器4。另一方面，信号D2-1和D2-2分别由第二ECC编码器871b的主编码器872b和副ECC编码器873b进行纠错编码处理，由合成器874b合成为信号D2，输入到调制器4中，主ECC编码器872b比副ECC编码器873b的纠错能力高。这时，调制器4从信号D1、D2制作分级型调制信号，再由发射级5发射。如上所述，图87的发射级1首先是根据实施例1说明了的调制具有D1、D2两级物理分级结构。前面已经作了描述。其次，又根据纠错能力的不同具有D1-1、D1-2或D2-1、D2-22级逻辑分级结构。
下面说明该信号的接收状态。图88是接收机方框图，接收图87发射机发射信号的第二接收机33的基本构成和用图21说明的实施例1的第二接收机33的构成大致相同。不同之处是增加了ECC解码器876a、876b，这时，虽然表示了QAM调制解调的例子，但是ASK或PSK、FSK调制解调也是可以的。
在图88上，接收的信号由解调器35恢复成信号D1、D2，再由分离器3a、3b分别分离成D1-1、D1-2、D2-1、D2-24个信号，把它们分别输入到第一ECC解码器876a和第二ECC解码器876b。在第一ECC解码器876a上，信号D1-1由主ECC解码器877a纠错后送到合成级37，另一方面，信号D1-2由副ECC解码器878a纠错后送到合成级37。同样，在第二ECC解码器876b，信号D2-1在主ECC解码器877b，信号D2-2在副ECC解码器878b纠错后送到合成级37。经纠错处理的信号D1-1、D1-2、D2-1、D2-2在合成级37上合成为一个信号，然后由输出级36输出。
这时，如图85所示，由于按照逻辑分级结构的构成，D1-1比D1-2，D2-1比D2-2的纠错能力高，所以，即使在输入信号的C/N值更低的状况下，也能达到所规定的误码率，从而可以恢复原信号。
下面具体描述使主ECC解码器877a、877b和副ECC解码器878a、878b之间产生纠错能力差别的方法。在副ECC解码器中，采用利德-索罗门码和BCH码的标准码距的编码方式时，由于两主ECC解码器中采用的是利德-索罗门码和利德-索罗门码的两者累积码以及长编码方式的纠错码距大的编码方式，这样就产生了纠错能力的差别，从而实现逻辑分级结构。各种加大码距的方法都是众所周知的，而关于其它的方式就省略了，基本上，不管哪种方式都可适用于本发明。
这里，用图89的C/N和纠错后的误码率的关系图说明逻辑分级结构。图89中，直线881表示D1-1信道的C/N和误码率关系，直线882表示D1-2信道的C/N和纠错后的误码率之间的关系。
输入信号的C/N值越小，纠错后的数据误码率就越大，当低于一定的C/N值时，纠错后的误码率就不在系统设计时的基准误码率Eth以内，原数据就不能正常恢复。那么，慢慢提高图89中的C/N值时，如D1-1信号的直线881所示，C/N在e值以下时，不能解调D1信道。e≤C/N＜b时，D1信道可以解调，但是D1-1信道的误码率使Eth上升，故也不能正常恢复原数据。
在C/N＝d时，因为D1-1的纠错能力高于D1-2的纠错能力，纠错后的误码率，如点885d所示，在Eth以下，可以恢复数据。另一方面，由于D1-2的纠错能力比D1-1的纠错能力高不了多少，纠错后的误码率比D1-1也就低不了多少，所以纠错后的误码率又使Eth上升，因此，还是不能恢复D1-2，故在这种情况下就只能恢复D1-1。
再提高C/N，当C/N＝c时，由于如点885c所示，D1-2纠错后的误码率达到了Eth，所以可以恢复。这时，D2-1、D2-2也就是D2信道的解调还处于不确实的状态下，随C/N的提高，当C/N＝b′时，D2信道才确实可以解调。
C/N进一步上升，当C/N＝b时，如点885b所示，D2-1的误码率减少到Eth，达到D2-1可以恢复的程度。这时，由于D2-2的误码率大于Eth，所以D2-2不能恢复。到C/N＝a的点885a，D2-2的误码率减少到Eth，D2-2信道才能恢复。
这样，用纠错能力的差别分为2级物理分级D1和D2信道，进一步再分配成2级逻辑分级，从而可以达到共计4级分级的传输效果。
在这种情况下，把数据结构构成为分级式结构，即使高层次的数据失落，还可以把原信号的一部分恢复。根据本发明的分级传送和组合，可以象模拟传输那样，达到随着C/N的变差，逐渐减少数据量的分级传输效果。特别是近年来，图象压缩技术在飞速发展，把图象压缩数据作成分级结构，再结合分级传输，则在同一地点传输的图象画面质量要远远高于模拟传输，同时，与模拟传输的分级接收信号相对应，图象质量低的接收电平可以接收的范围更大。这样，一方面用数字传输保持了高质量的图象，同时又可以达到原来数字图象传输所不具备的分级传输的效果。
实施例3以下参照附图对本发明的第3实施例进行说明。
图29是实施例3的整体图。实施例3表示出在数字TV广播系统中使用本发明传输装置的实例，超高清晰度的输入图像402，输入第一图像编码器401的输入级403，由分离电路404分离成为第一数据组和第二数据组及第三数据组，由压缩电路405压缩而输出。
其它的输入图像406、407、408分别由与第一图像编码器相同构成的第二图像编码器409及410、411压缩而输出。
这四组数据中，第一数据组的四组信号由复用器412的第一复用器413以TDM方式以时间进行复用化，作为第一数据组送入发射机1。
第二数据组的信号群的全部或部分由复用器414进行复用，作为第二数据组送入发射机1。同样，第三数据组的信号群的全部或部分由复用器415进行复用，作为第三数据组送入发射机1。
接收它们并且利用发射机1由调制器4对三个数据组进行实施例1所述的调制，由发射级5通过天线6和传输路径7送入卫星10中的转发器12，由该转发器12送到第一接收机23等三种接收机中。
利用第一接收机23，通过传输路径21由半径r1的小直径天线22接收，在第一数据组恢复级232中，仅仅恢复接收信号中的第一数据组，由第一图像解码器421恢复NTSC信号或宽频NTSC信号等低清晰度的图像输出425和426，并使其输出。
利用第二接收机33，由半径r2的中等直径天线接收，并由第一数据组恢复级232和第二数据组恢复级233恢复第一数据组和第二数据组，由第二图像解码器422恢复HDTV信号等高清晰度的图像输出427或图像输出425、426并使其输出。
利用接收机43，由半径r3的大直径天线接收，并由第一数据组恢复级232、第二数据组恢复级233和第三数据组恢复级234来恢复第一数据组、第二数据组和第三数据组，输出供视频装置和电影院等用的超高清晰度HDTV等超高清晰度图像输出428。可以输出图像输出425、426、427。一般的数字TV广播，在由数字发射机51广播而由第一接收机接收的情况下，输出NTSC等低清晰的图像输出426。
接着，根据图30的第一图像编码器401的方框图，来详细描述其构成。超高清晰度的图像信号被输入到输入级403，并送入分离电路404中。利用分离电路404，以分频段编码方式分离成为四个信号。由QMF等水平低通滤波器451和水平高通滤波器452分离成为水平低频成分和水平高频成分。用子取样级453、454将各个成分一部分取样率，之后，水平低频成分由垂直低通滤波器455和垂直高通滤波器456分离成为各水平低频垂直低频信号(简略成HLVL信号)和水平低频垂直高频信号(简称为HLVH信号)，用子取样级457、458来降低取样速率，送入压缩级405。
水平高频成分由垂直低通滤波器459和垂直高通滤波器460分离成为水平高频垂直低频信号(简称HHVL信号)和水平高频垂直低频信号(简称为HHVH信号)，用子取样级461、462降低取样速率，并送入压缩级405。
在压缩级405中，用第一压缩级471对HLVL信号进行DCT等最适当的压缩，由第一输出级472作为第一数据组输出。
HLVH信号由第二压缩级473进行压缩并送入第二输出级464。HHVL信号由第三压缩级463进行压缩并送入第二输出级464。HHVH信号由分离电路465分成高清晰度图像信号(HHVH1)和超高清晰度图像信号(HHVH2)，HHVH1送入第二输出级464，HHVH2送入第三输出级468。
下面用图31来说明第一图像解码器421。第一图像解码器421包括从第一接收机23输出的第一数据组即D1输入到输入级501并由去扰频级502除去扰频，而后由扩张级503进行扩张成为上述的HLVL信号，然后由画面比率变更电路504和输出级505变更画面比率并以NTSC信号输出NTSC信号的图像506、条纹画面图像507、宽频TV的全画面图像508或宽频TV的侧条(サイドパネル)画面图像509。
在这种情况下，选择非隔行扫描或隔行扫描这两种扫描行型式。扫描行在NTSC的情况下为525行并且由双重扫描可得到1050行。在接收来自数字发射机51的4PSK的普通数字TV广播时，由第一接收机23和第一图像解码器421解调、恢复TV图像。下面用图32的第二图像解码器的方框图来说明第二图像解码器。首先，来自第二接收机33的D1信号输入第一输入级521，由第一扩张级522进行扩张，由过取样级523完成二倍取样速率，由垂直低通滤波器524恢复HLVL信号。D2信号输入第二输入级530，由分离电路531分离成为三个信号，分别由第二扩张级532、第三扩张级533和第四扩张级534进行扩张及去扰频，由过取样级535、536、537完成二倍取样速率，由垂直高通滤波器538、垂直低通滤波器539、垂直高通滤波器540送出。HLVL1信号和HLVL信号由加法器525进行加法运算，经过过取样级541和水平低通滤波器542而成为水平低频图像信号，送入加法器543。HHVH信号和HHVH1信号由加法器526进行加法运算，经过过取样级544和水平高通滤波器545而成为水平高频图像信号，经加法器543成为HDTV等高清晰度图像信号HD信号，以输出级546输出HDTV等图像输出547。由此输出NTSC信号。
图33是第三图像解码器的方框图，D1信号从第一输入级521输入，D2信号从第二输入级530输入，由高频图像解码器527以上述的程序恢复HD信号。D3信号从第三输入级551输入，由超高频段图像解码器552，经过扩张、恢复去扰频及合成的HHVH2信号。该信号由合成器553与HD信号进行合成而成为超高清晰度TV信号、S-HD信号，从输出级554输出超高清晰度图像信号555。
下面通过参照图29的说明来描述关于复用器401的具体复用方法。图34是数据排列图，描绘出在时间轴上的T期间内在第一数据组D1、第二数据组D2、第三数据组D3中所排列的6个NTSC频道L1、L2、L3、L4、L5、L6和6个HDTV信道M1～M6及6个S-HDTV频率H1～H6。图34首先是在T期间D1信号中以TDM方式等以时间复用来配置L1到L6。在D1的区域601中传送第一信道的HLVL信号。接着，在D2信号的区域602中在与第一信道相应的时间区域中传送第一信道的HDTV和NTSC的差分信息，即上述的HLVH信号和HHVL信号及HHVH1信号。然后，在D3信号的区域603中传送第一信道的超HDTV差分信息H1，即图30所述的HHVH-2H1。
下面说明选择第一频道的TV台的情况。首先，具有小型天线和第一接收机23及第一图像解码器421的系统的普通接收用户得到图31的NTSC或宽频NTSC的TV信号。接着，具有中型天线和第二接收机33及第二图像解码器422的特定接收用户在选择信道1时得到由第一数据组D1的区域601和第二数据组D2的区域602的信号合成而成的信道1的NTSC节目和相同节目内容的HDTV信号。
具有大型天线和可进行多值解调的第三接收机43及第三图像解码器423的电影院等部分接收用户得到由D1的区域601和D2的区域602及D3的区域603的信号合成而得到的信道1的NTSC和相同节目内容的供电影院使用的画面质量的超清晰度HDTV信号。从2到3的其余的信道以同样方式恢复。
图35是另一种区域构成。首先，NTSC的第一信道排列在L1中。该L1处于D1信号的第一时间区域的区域601位置，在最前部包括有包含NTSC间的去扰频信息和实施例1所述的解调信息的信息S11。接着，HDTV的第一信道容纳有被分割的L1和M1。M1是HDTV和NTSC的差分信息，包容在D2的区域602和区域611两者中。此时，采用6Mbps的NTSC压缩信号并容纳在L1中，M1的频带为二倍的12Mbps。把L1和M1合并则18Mbps的频带可以从第二接收机33和第二图像解码器423中解调恢复。一方面，用使用现有方案的压缩方法的约15Mbps的频带可以实现HDTV压缩信号。因而，用图35的排列用信道1可以同时广播HDTV和NTSC信号。此时，用信道2不能进行HDTV的恢复。S21是HDTV的去扰频信息。然后，超HDTV信号分成L1和M1及H1来广播。超HDTV的差分信息使用D3的区域603、612、613，把NTSC设定为6Mbps，这种情况下，传输共计36Mbps，经过高度压缩后，可以传输供电影院用的图像质量的扫描行约为2000行的超HDTV信号。
图36的排列图表示出用D3传输占据6个时间区域的超HDTV信号的情况。在把NTSC压缩信号设定为6Mbps的情况下，可以传输9倍的54Mbps。由此，可以传输高质量图像的超HDTV。
以上说明了利用发射信号电磁波的水平或垂直极化波平面之一的情况。下面通过使用水平和垂直的两个极化波平面，使频率利用率达2倍，下面对比进行说明。
图49表示出第一数据组的水平极化波信号DV1和垂直极化波信号DH1及第二数据组相应的DV2和DH2、第三数据组的DV3和DH3的信号排列图。这种情况下，NTSC等低频TV信号包含在第一数据组的垂直极化波信号DV1中，高频TV信号包含在第一数据组的水平极化波信号DH1中。因而，只有有垂直极化波天线的第一接收机23可以恢复NTSC等低频信号。而另一方面，具有垂直、水平两个方向极化波天线的第一接收机23可以得到例如L1和M1信号合成后的HDTV信号。即，在使用第一接收机23的情况下，根据天线的能力，一些用户可以恢复NTSC，而另外的用户可以恢复NTSC和HDTV，由此可以得到两种方式兼容的效果。
在图50中使用的TDMA方式情况下，同步部731和卡片(カ一ド)部741设置在各数据脉冲721的最前部。而且，在帧的最前部设置同步信息部720。在这种情况下，各时间段群分别分配一个信道。例如，用第一时间段750可以传送第一信道的完全相同节目的NTSC、HDTV、超HDTV。各时间段750～750e是完全独立的。因而，在特定的广播台使用特定的时间段以TDMA方式广播时，可以得到同其它台相独立的NTSC、HDTV、超HDTV的广播的效果。而且，在接收方具有使用水平极化波天线的第一接收机23的构成的情况下，可以恢复NTSC TV信号，而如果具有两极化波天线，就可以恢复HDTV。经过第二接收机33可以恢复低清晰度的超HDTV。经过第三接收机43完全可以恢复超HDTV信号。像上述那样的具有兼容性的广播系统就构造出来了。这种情况下，用图50那样的排列，设有用脉冲式的TDMA方式，可以进行图49那样的连续信号时间复用。然后，如果经过图51所示的信号排列可以恢复高清晰度的HDTV信号。
如上所述，由实施例3可以得到具有超高清晰度型HDTV、HDTV和NTSC-TV这三种信号的兼容性的数字TV广播这样显著的效果。在传输到电影院等情况下，可以得到放像电子化的新效果。
由此，根据本发明同SRQAM一起称为变形QAM，说明具体的误码率。
首先，计算16SRQAM的误码率。图99是16SBQAM的信号点的向量图。在第一象限，16QAM的情况下，信号点83a、83b、84a、85、83a等的各16个的信号点的间隔是等间隔，全是2δ。
16QAM的信号点83a到座标轴的I轴、Q轴为距离δ。由此，在16QAM的情况下，把n定义为移位值，信号点83a偏移，向离座标轴的距离为nδ位置的信号点83移动。在这种情况下，n是0＜n＜3其它的信号点84a、86a偏移并移动到信号点84、86的位置。
第一数据组的误码率为Pe1Pe1-16=14(erfc(nδ2σ)+erfc(3δ2σ))]]>=18erfc(nρ9+n2)]]>第二数据组的误码率为Pe2
Pe2-16=12erfc(3-n2δ2σ)]]>=14erfc(3-n29+n2ρ)]]>其次计算36SRQAM或32SRQAM的误码率。图100是36SRQAM的信号向量图。在第一象限把36QAM的信号点间距离定义为2δ。
36QAM的信号点83a到座标轴的距离为δ。该信号点83a成为36SRQAM并且信号点83的位置偏移了，成为距座标轴的距离为nδ。各信号点都偏移并成为信号点83、84、85、86、97、98、99、100、101。不把由9个信号点构成的信号点群90看成一个信号点，由变形4PSK接收机接收，在仅仅恢复第一数据组D1情况下的误码率为Pe1，分别辨别信号点群90中的9个信号点，恢复第二数据组D2情况下的误码率为Pe2Pe1-32=16erfc(nδ2σ)]]>=16erfc(6ρ5×nn2+2n+25)]]>
pe2-32=23erfc(5-n42δρ)]]>=23erfc(3ρ40×5-nn2+2n+25]]>在这种情况下，图101的C/N～误码率图表示出计算误码率Pe和传输系统的C/N的关系的一个例子。曲线900表示用于对比的现有方式的32QAM的误码率。直线905表示误码率的10的-1.5次方的直线。在本发明的SRQAM的移位量n为1.5时，第一层D1的误码率为曲线901a，虽然误码率相对10-1.5的曲线900的32QAM的C/N值降低5dB，D1仍有可以以同样的误码率恢复的效果。
接着，用曲线902a表示n＝1.5时的第二层D2的误码率。误码率与所示的10-1.5的曲线900的32QAM相比较不把C/N提高2.5dB，则就不能以同样的误码率恢复。曲线901b、902b表示n＝2.0时的D1、D2。曲线902c表示D2。归纳起来，误码率对于10的-1.5次方的值为22n＝1.5、2.0、2.5时，与32QAM相比各D1分别改善5、8、10dB，D2变劣2.5dB。
用图103的移位量n和C/N的关系图来表示在32SRQAM情况下变化移位量n时得到的所定误码率而必需的第一数据组D1和第二数据组D2的C/N值。参照图103可见，如果n为0.8以上，则使层传输即第一数据组D1和第二数据组D2的传输产生必需的C/N值差，则可看出本发明产生的效果。因而，就在32SRQAM情况下的n＞0.85条件下有效果。
16SRQAM情况下的误码率具有图102的C/N和误码率的关系图。图102中，曲线900表示16QAM的误码率。曲线901a、901b、901c分别表示第一数据组D1在n＝1.2、1.5、1.8时的误码率。曲线902a、902b、902c分别表示第二数据组D2在n＝1.2、1.5、1.8时的误码率。
图104的移位量n和C/N的关系图表示出在16SRQAM下变化移位量n时得到的特定误码率而必需的第一数据组D1和第二数据组D2的C/N值。由图104可见，如果16SRQAM下n＞0.9，本发明的层传输就成为可能。从n＞0.9以上层传输就形成了。
下面表示在具体的数字TV地面广播中适用本发明的SRQAM情况的一个例子，图105表示地面广播时的发射天线和接收天线间距离与信号电平的关系图。曲线911表示发射天线高度为1250英尺时的接收天线信号电平。对于现在进行研究的数字TV广播方式，把所要求的传输系统的要求误码率假定为10的-1.5次方。区域912表示噪声电平，点910表示在成为C/N＝15dB的地点上现有方式的32QAM方式的接收极限点。对该L＝60英里的地点可以接收数字HDTV广播。然而，存在因气候等接收条件的恶化使C/N急剧下降而使HDTV的接收变为不可能的问题。由于地形和建筑物的影响，估计至少有10dB程序的变化，就是不能在60英里半径内的所有地点都可以接收的原因。在这种情况下，与模拟不同，在完全为数字时不能传输图像。因此，现有数字TV广播方式的有效作用区是不可靠的。
另一方面，在本发明的32SRQAM的情况下，可以用上述那样的第一层D1传送NTSC等的中清晰度TV成分，用第二层D2只传送HDTV的高频成分。如对于图105，第一层的有效作用区扩大到像910a那样的70英里地点，第二层后退到像910b那样的55英里地点。图106的32SRQAM的有效作用区图表示出这种情况下的有效作用区的面积差别。图106比图53更具体地进行了说明。在图106中，区域708、703a、703b、712分别表示各现有方式的32QAM的有效作用区，第一层D1的有效作用区，第二层D2的有效作用区，相邻模拟台的有效作用区。
即，可以用现有方式的32QAM设定各处的60英里有效作用区。然而，由于实际的气候和地形的条件变化，使得在接收极限处附近的接收状态非常不稳定。
而使用本发明的32SRQAM，借助于用第一层D1传送NTSC等级的中低频TV成分，用第二层D2传送HDTV的高频TV成分，就可以产生像图106那样的高清晰度等级的有效作用区半径缩小5英里，而中低清晰度等级的有效作用区半径扩大10英里以上的效果。
由此，第一发明的目的是对于用现有方式对接收条件差的地区所存在的不能接收地区，通过适用本发明的SRQAM方式，至少在所规定有效作用区内可以发射用大部分接收机能够接收的中低清晰度等级TV广播。由此，在大楼阴影和低凹处的不能接收地区和受到来自相邻模拟台干扰的地区中的不能接收地区大幅度减少了，而同时接收用户数量得以增加。
本发明的第二个目的是由于在现有方式中，只有具备了昂贵的HDTV接收机和电视机的接收用户才能接收，则在有效作用区内只有部分接收用户才能收视收听。而本发明对于具有现有的NTSC或PAL或SECAM方式的现有型式的TV电视机的接收用户来说，仅需通过增设数字接收机就能够以NTSC方式来接收数字HDTV广播节目，这是由本发明获得的效果。因此，接收用户以更少的经济负担就可以收视收听。同时，由于接收用户的总数增加了，则TV播发单位一方面获得了更多的收视用户，从而对TV事业的经营就更稳定，从而产生上述这样的社会效果。
第三个目的是中低清晰度等级的接收地区面积在n＝2.5的情况下比36%的现有方式扩大了随着扩大则接收用户增加了。由于有效作用区的扩大和接收用户数量的增加而增加了该部分TV事业单位的经营收入。因此，减少了数字广播事业的风险，就可以指望早日普及数字TV广播。
如图107的32SRQAM的有效作用区图所示那样，在n＝1.8的情况下能得到同样的效果。通过变化移位值n，各广播台根据HDTV电视机和NTSC TV电视机的分布状况等地域特有条件和情况来变化n，通过把SRQAM的D1和D2的有效工作区703a和703b设定为最适当的条件，就可使接收用户得到最大地满足，而使广播台得到最大数量的接收用户。
在该情况下，n＞1.0时，可得到上述那样的效果。
由此，32SRQAM的情况下n成为1＜n＜5
同样，16SRQAM的情况下n成为1＜n＜3此时，进行图99、图100那样的移位则对于得到第一和第二层的SRQAM方式，对16SRQAM、32SRQAM、64SRQAM如果n是1.0以上，对于地面广播可以得到本发明的效果。
实施例4下面通过参照附图来说明本发明的第4实施例。
图37是实施例4的整体系统图。因为实施例4把实施例3所述的传输装置用于地面广播，所以具有大致相同的构成工作。与实施例3所述内容(图29)的区别是发射用的天线6a成为地面传输用天线和各接收机的各自天线21a、31a、41a成为地面传输用天线。由于其它的工作过程完全相同则省略重复的说明。与卫星广播不同，在地面广播时发射天线6a和接收机之间的距离就成为重要的了。对远距离的接收机，到达的电磁波变弱，用现有的发射机仅仅调制的多值QAM信号不能全部被解调，也就不能收视收听节目了。
而在使用本发明的传输装置的情况下，对图37那样的远距离，具有天线22a的第一接收机23接收到变形64QAM调制信号或变形16QAM调制信号并恢复出现用4PSK模式解调的第一数据组的D1信号，因而得到NTSC的TV信号。因此，尽管电磁波很弱而仍能收视收听到TV节目。
其次，对于中距离，用具有天线32a的第二接收机33，由于到达的电磁波足够强，则可以解调来自变形16或64QAM信号的第二数据组和第一数据组，从而得到HDTV信号。由此能够以HDTV来收视收听相同的TV节目。
而且，对于近距离，由于电磁波对变形64QAM信号的解调来说具有足够的强度，则具有超高灵敏度天线42a的第三接收机43解调第一、二、三数据组D1、D2、D3，从而得到超高清晰度的HDTV信号。就能够以大型画面和相同画质的超HDTV收视收听相同的TV节目。
这种情况下的频率排列方法通过使用图34、图35、图36的图示并用频率排列取代时间复用排列而得以说明。在用图34那样的1至6信道分配频率的情况下，在D1信号中的第一信道中排列NTSC的L1，在D2信号的第一信道的M1中排列HDTV差分信息，在D3信号的第一信道的H1中排列超高清晰度HDTV差分信息，由此，可以用同一信道传输NTSC和HDTV超高清晰度HDTV。如果允许使用像图35、图36那样的其它信道的D2信号和D3信号，则能够广播更高画质的HDTV和超高清晰度HDTV。
使用一个信道或其它信道的D2、D3信号区域并进行广播就能得到上述那样的有相互兼容性的三种数字TV地面广播的效果。在本发明中，如果相同信道中的相同内容的TV节目是中清晰度，其效果是可以在更大范围的区域中进行接收。
建议使用16QAM作为数字地面广播的6MHz频率的HDTV广播等。而由于这些方式不具有同NTSC的兼容性，用NTSC的其它信道传输具有相同节目的同时联播方式就成为其前提条件。可以预见，在16QAM的情况下，能够传输的有效作用区变窄。通过在地面广播中使用本发明，就没有设置其它信道的必要，由于在远距离接收机中能够以中清晰度收视收听，其效果是扩大广播有效作用区。
图52表示现有推荐使用方式的HDTV数字地面广播时的接收干扰区域图，表示出来自使用现有推荐方式的HDTV的数字广播台701的可以接收HDTV的可接收区域702和相邻模拟台711的可接收区域712。在两者重合的重合部713，由于模拟广播台711的电磁波干扰，至少不能稳定地接收HDTV。
图53表示由本发明使用层型广播方式时的接收干扰区域图。在本发明与现有方式用同一发射功率时，由于功率利用率低，HDTV的高清晰度可接收区域703比上述现有方式的可接收区域702在一定程度上变窄。而存在比现有方式的可接收区域702更宽范围的数字NTSC等低清晰度可接收区域704。由上述的两个区域构成。这时的数字广播台701对模拟台711的电磁波干扰具有与图22所示现有方式相同水平。
这种情况下，对本发明所存在由模拟广播台711对数字广播台701的干扰在三个区域存在。一个是不能接收HDTV和NTSC的第一干扰区域705。第二是与干扰前一样可以接收受到干扰的NTSC的第二干扰区域706，用单层斜线表示。因此，尽管NTSC的C/N较低，但仍可使用可接收第一数据组，尽管由于模拟台711的电磁波干扰而降低了C/N但干扰的影响范围较窄。
第三是干扰前可以接收HDTV，而干扰后只能接收NTSC的第三干扰区域707，用双层斜线表示。
与上述那样的现有方式相比，干扰前的HDTV的接收区域在一定程度上变窄而包括NTSC的接收范围都变宽了。而且，按现有方式由于来自模拟广播台711的干扰，使得不能接收HDTV的区域，能够以NTSC接收与HDTV相同的节目。从而，就有大幅度减少不能接收节目区域的效果，这种情况下，通过一定程度上增加广播台的发射功率，可接收HDTV的区域变得与现有方式相同。而且，在以现有方式不能收视收听到全部节目的遥远地区及与模拟台相重合的地区，可以以NTSCTV等级进行接收。
以上表示了使用二层传输方式的例子，而使用像图78的时间排列图那样的三层传输方式也是可以的。通过把HDTV分离成为HDTV、NTSC、低清晰度NTSC的三种水平的图像并进行发射，图53的可接收区域从二层扩大成三层，最外层成为扩大的区域，在用二层传输完全不可能接收的第一干扰区域705中就能够以低清晰度NTSCTV等级接收节目。以上表示了数字广播台受到模拟广播干扰的例子。
下面表示在规章限制下的数字广播不对模拟广播干扰的实施例。在现在美国等正在研究的利用空间信道的方式使用相邻和相同信道。为此，在以后使用的数字广播不应对现有模拟广播有干扰。由此，数字广播的发射电平必须比图53条件下进行广播时有所降低。这种情况下，在现有方式的16QAM和4ASK调制时，由于如图54所示的干扰状态图中以双斜线表示的不能接收区域713较大，则HDTV的可接收区域708就大幅度减少了。有效作用区变小，由于这部分接收用户减少了则投资人也减少了，因此，可以预见到，用现有方式难于经济地建设广播事业。
下面图55表示使用本发明广播方式的情况。HDTV高清晰度可接收区域703比现有方式的可接收区域708在一定程度上变窄了。然而，可以得到比现有方式更宽范围的NTSC等级清晰度可接收区域704。用单重斜线表示的部分表示不能以HDTV水平接收的相同节目而能够以NTSC水平接收的区域。在其中的第一干扰区域705内受到来自模拟广播台711的干扰，则HDTV和NTSC两者都不能接收。
在上述相同电磁波强度情况下，用本发明的层型广播使HDTV等级的可接收区域在一定程度上变窄，但另一方面，能够以NTSCTV等级接收相同节目的区域增加了。因此，可以得到使广播台的有效作用区增加的效果。就有能给更多的接收用户提供节目的效果。就能够更经济而稳定地建设HDTV/NTSC TV的广播事业。在将来数字广播接收机的占有率得以增加的阶段，则由于对模拟广播干扰的规定将放宽就可以增强电磁波强度了。在那时，HDTV的有效作用区就大起来了，这种情况下，通过调整第一数据组和第二数据组的信号点之间的间隔，就可以调整由图55所示的数字HDTV/NTSC的可接收区域和数字NTSC可接收区域。在这种情况下，在上述第一数据组中，通过发射该间隔信息就可以稳定地接收。
图56表示将来更换为数字广播时的干扰状况图。在这种情况下，与图52不同的相邻台就成为进行数字广播的数字广播台701a。由于可以增加发射功率，HDTV等高清晰度可接收区域703就可以扩大到与模拟TV广播相同的可接收区域702。
而且，由于在两方的可接收区域的竞争区域714中相互都受干扰，则用一般定向性的天线就不能恢复HDTV等级，但能够以NTSC TV的等级接收在接收天线定向性方向上的数字广播台节目。而使用非常高定向性天线的情况下，就能够以HDTV等级接收广播台的节目。低清晰度可接收区域704比模拟TV广播的标准可接收区域702变大了，在相邻广播台的低清晰度可接收区域704a的竞争区域715、716中，能够以NTSC TV的等级恢复在天线定向性方向上的广播台的节目。
那么，在将来数字广播正式普及时期，则规章限制就更放宽，用本发明的层型广播就能够得到宽有效作用区的HDTV广播。在那时，通过采用本发明的层型广播方式，不但确保具有与现有方式相同程度宽范围的HDTV接收范围，而且由于在用现有方式不能接收的远方区域和竞争区域中能够以NTSC TV等级接收节目，就可以得到大幅度减少有效作用区欠缺部分的效果。
实施例5实施例5是把本发明用到振幅调制即ASK方式中时的实施例。图57表示实施例5的4值ASK信号的信号点排列图，具有4个信号点721、722、723、724。可以在一周期内传送4值时的2比特数据。信号点721、722、723、724能够对应于如00、01、10、11。
为了用本发明进行层型传输，如图58所示，把信号点721、722作为一个组即第一信号点群725来处理，把信号点723、724定义为另一组即第二信号点群726。而且两个信号点群之间的间隔比等间隔信号点的间隔宽。即信号点721、722之间的间隔为L，则信号点723、724的间隔最好为相同的L，把信号点722和信号点723的间隔L0设定为大于L。即设定为L0＞L。
这是本发明的层型传输系统的特征。但是，通过系统的设计最好通过条件和设定瞬时或持久地成为L＝L0。
而图59(a)那样的2个信号点群可以对应于第一数据组D1的1比特数据。例如，如果把第一信号点群725定义为O，第二信号点群726定义为1，则第一数据组的1比特信号能够被定义。第二数据组D2的1比特信号对应于各信号群中的二个信号群。例如，如果把图59(b)那样的信号点721、723作为D2＝0，而把信号点722、724作为D2＝1，就可以定义第二数据组D2的数据。这时就成为2比特/符号。
通过排列上述信号点，用ASK方式能够实现本发明的层型传输。层型传输系统在信噪比即C/N值足够高时不会变成为现有的等间隔信号点方式。然而，在C/N低时，在用现有方式不能恢复全部数据的条件下，通过使用本发明虽然不能恢复第二数据组D2，但却能够恢复第一数据组D1。为了对此说明，图60表示出C/N变差的状态。即用接收机恢复的信号点由于噪声和传输失真等而在分散信号点区域721a、722a、723a、724a的宽范围内分散成高斯分布状态。在这种情况下，信号点721和信号点722、信号点723和信号点724的区分就变难了。即，第二数据组D2的误码率变得非常高。然而，从图中可以明确看出，信号点721、722的组和信号点723，724的组之间的区分是容易的。即，可以区分第一信号点群725和第二信号点群726，为此，第一数据组D1能够以低的误码率恢复。
这样一来，就能够发射接收二个层的数据组D1和D2。由此，就能得到具有这样效果的层型传输在传输系统的C/N的良好状态和区域下，第一数据组D1和第二数据组D2两者都可恢复而在C/N的恶劣状态和区域下只能恢复第一数据组D1。
图61是发射机741的方框图，输入级742由第一数据组输入级743和第二数据组输入级744构成。来自载波发生器64的载波在乘法器746中被由处理级745将来自输入级742的信号处理后的输入信号进行幅度调制，由滤波器747进行频带限制而成为VSB信号等的ASK信号并从输出级748输出。
下面描述通过滤波器之后的输出波形。图62(a)是ASK调制信号的频率分布图。如图所示，载波两侧是侧频带。把该信号像滤波器747的带通滤波器图62(b)的发射信号749那样，保留少许载波成分并除去一侧的侧频带。所有的VSB信号能够以大约f0/2的频带发射(假如f0为调制频带)，因而可知频率利用率良好。图60的ASK信号能够以与使用VSB方式是原来2比特/符号的相同频带传输，相当于16QAM的4比特/符号的信息量。
下面用图63的方框图来表示接收机751，其中，由地面天线32a接收的信号经过输入级752，并且在混合器753中同来自由频道选择改变的可变振荡器754的信号进行混合，变换成为低的中间频率。然后在检波器755中检波，由LPF756变成为基带信号，由识别恢复器757恢复第一数据组D1和第二数据组D2，从第一数据组输出级758和第二数据组输出级759输出。
下面说明使用该发射机和接收机并传送TV信号的情况。图64是图像信号发射机774的方框图。HDTV信号等高清晰度TV信号从第一图像编码器401的输入级403输入，由分频段滤波器等图像分离电路404，分离成为HLVL、HLVH、HHVL、HHVH等高频TV信号和低频TV信号。由于该内容已在实施例3中用图30进行了说明，这里省略了详细的描述。分离后的TV信号在压缩级405中使用以MPEG等被使用的DPCMDCT可变长度编码等方法进行编码。可动补偿在输入级403中被处理。压缩后的4个图像数据由合成器771处理而成为第一数据组D1和第二数据组D2的2个数据组。此时，HLVL信号，即低频图像信号包含在第一数据组中，被输入到发射机741的第一数据组输入级743和第二数据组输入组744中的振幅调制信号被接收，成为VSB等的ASK信号，从地面天线发射出去。
图65是该数字TV广播的TV接收机全部方框图。由地面天线32a接收的广播信号输入TV接收机781中的接收机751的输入级752，由检波解调级760解调接收用户所选择台的想看的任意频道信号，恢复第一数据组D1和第二数据组D2，并从第一数据组输出级758和第二数据组输出级759输出。由于详细描述是重复的而省略。D1，D2信号输入分离级776。由分离器777把D1信号分离成的HLVL压缩成分输入到第一输入级521中。另一部分由合成器778同D2信号合成并输入到第二输入级531中，在第二图像解码器中，进入第一输入级521的HLVL压缩信号由第一扩张级523扩张成为HLVL信号并送入图像合成级548和画面比率变更电路779。原TV信号在HDTV信号情况下，HLVL信号成为宽NTSC信号，原信号在NTSC信号情况下，成为比MPEGI那样的NTSC更低等级的低清晰度TV信号。
在说明书中，由于把原图像信号设定为HDTV信号，HLVL信号就成为宽NTSC的TV信号。如果TV画面长宽比为16∶9，通过16∶9的画面比率的原样输出级780作为图像输出426而输出。如果TV画面长宽比为4∶3，由画面比率变更电路779从16∶9变更为4∶3画面长宽比的字符箱(レタ一ボックス)形成或侧条(サイドバネル)形式，并通过输出级780作为图像输出425而输出。
另一方面，来自第二数据组输出级759的第二数据组D2，在分离级776的合成器778中同分离器777的信号合成，输入到第二图像解码器的第二输入级531中，由分离电路531分离成为HLVL、HHVL、HHVH的压缩信号并分别送入第二扩张级535、第三扩张级536、第四扩张级537中，经扩张而成为原HLVH、HHVL、HHVH信号。把HLVL信号加入这些信号中，并输入到图像合成级548中进行合成而成为一个HDTV信号，再从输出级546输出，通过输出级780作为HDTV的图像信号427而输出。
在该输出级780中，用误码率检出级782来检出第二数据组输出级759的第二数据组的误码率，在误码率高的情况下自动地输出HLVL信号的低清晰度的图像信号。
像上述那样，层型广播的发射，接收成为可能。在传输条件良好时，例如对于靠近TV发射天线的广播，由于第一数据组和第二数据组两者都能恢复，则能够以HDTV等级接收节目。而对于高发射天线距离较远的广播，第一数据组可以恢复，从该VLHL信号输出低清晰度的TV信号。由此，可以得到在更宽区域中以HDTV等级或NTSC TV等级能够接收同一节目的效果。
而像图66的TV接收机的方框图那样，只用第一数据组输出级768则减少了接收机751的功能，由于接收机用不着处理第二数据组及HDTV信号，其结构能够大幅度简化。图像解码器最好使用由图31所述的第一图像解码器421。这种情况下可得到NTSCTV等级的图像。因为不必以HDTV等级接收节目则，接收机的成本变得非常便宜。由此就有广泛普及的可能性。由于用该系统不需要改变具有现有TV显示器的很多接收系统，通过补加转换器就能得到可接收数字广播的效果。
通过图67那样的构成，具有解调PSK信号的卫星广播接收机和解调ASK信号的地面广播接收机功能的接收机能够简单地构成。这种情况下，由卫星天线32接收的PSK信号在混合器786中同来自振荡器787的信号混合，变换成低频并输入到TV接收机781的输入级34中，并输入图63所述的混合器753中。已变换成卫星TV广播特定频道的低频的PSK或QAM信号由解调级35解调成数据组D1、D2，通过分离级788由第二图像解码器422作为图像信号恢复，由输出级780输出。另一方面，由地面用天线32a接收的数字地面广播和模拟广播输入到输入级752中，以由与图63所述相同的过程，由混合器753对特定频道进行选择，检波，成为仅为低频的基带信号。在混合器753中对模拟卫星TV广播进行输入解调。在数字广播的情况下，由识别恢复器757恢复数据组D1和D2，由第二图像解码器422恢复图像信号并输出。而在接收地面和卫星的模拟TV广播时，由图像解调级788进行AM解调而得的模拟TV信号由输出级780输出。如采用图67的构成，则对卫星广播和地面广播来说，能共用混合器753。而第二图像解码器422可以共用。而且，在对数字地面广播使用ASK信号的情况下，由于AM解调就可以共用与现有的模拟广播相同的检波器755和LPF756等接收电路。像上述图67那样的构成，大量共用接收电路，就有削减电路的效果。
在实施例中，把4值ASK信号分成2个组，进行D1、D2的二层各1比特的层型传输。然而，如果使用图68那样的8值ASK信号就能进行D1、D2、D3的三层各1比特的层型传输。在图68中，D3信号的信号点是721a和721b、722a和722b、723a和723b、724a和724b的2值即1比特。D2的信号点是信号点群721和722，信号点群723和724的2值1比特。D3就成为大信号点群725和726的2值1比特。在这种情况下，图57的4个信号点721、722、723、724分别分离成为2倍的信号点721a和721b、722a和722b、723a和723b、724a和724b，通过隔开各组之间的距离就能够进行三层的层型传输。
使用该三层的层型传输系统并进行三层图像传输已用实施例3和4进行了说明，因此将省略上述工作的详细说明。
在实施例3中，说明了图30那样的图像编码器401，图30的方框图可以由图69代换。由于内容全部相同则省略其说明。其中，图像编码器401具有二个分频段滤波器等图像分离电路404、404a。若把它们作为分离级794，则用图70的分离级方框图来表示。其中借助在一个分离电路中以时分操作二次通过信号，就可以减少电路。对其说明的是在第一周期中，来自输入级403的HDTV或超HDTV的图像信号由时间轴压缩电路795压缩其时间轴，并且由分离电路404分离成为HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H、HLVL-H的四个成分。在这时，开关765、765a、765b、765c在1的位置，HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H的三个信号输出到压缩级405中，而HLVL-H信号从开关765c的输出1输入到时间轴调整电路795的输入2中，在第二周期，即时分操作处理的空闲时间中送入分离电路404中进行分离处理，从而分成HHVH、HHVL、HLVH、HLVL四个成分并输出。由于在第二周期中开关765、765a、765b、765c变换到输出2的位置，则四个成分送入压缩级405。通过对图70的构成进行时分操作处理就能得到减少分离电路的效果。
如果进行三层的层型图像传输，用实施例3的图33的方框图来对接收机侧进行说明，则图像解码器是必要的。若代换它则图71那样的方框图就成为必要的了，就有二个处理能力有区别的相同结构合成器566。
如果采用图72那样的构成，就能够以与图70的分离电路的情况相同的一个合成器来实现。为了说明图72，由5个开关765、765a、765b、765c、765d，首先在定时1中，开关765、765a、765b、765c的输入变换为1。这样一来来自第一扩张级522、第二扩张级522a、第三扩张级522b、第四扩张级522c的各HLVL、HLVH、HHVL、HHVH信号通过开关输入到与合成器556相对应的输入端，经合成处理而成为一个图像信号。该图像信号送入开关765d中，由输出1输出再送入开关765c的输入2中。该图像信号是同原来一样的，把高清晰度图像信号分解成的HLVL-H成分信号。接着在定时2中，开关765、765a、765b、765c变换到输入2。因此，这一次把HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H和HLVL-H信号送入合成器556，经合成处理而得到一个图像信号。该图像信号经开关765d的输出2从输出级554输出。
由此，通过在接收三层的层型广播时进行时分操作处理，就有把二个合成器减少成一个的效果。
那么，该方法采用下述程序首先在定时1内输入HHVH、HHVL、HLVH、HLVL信号，合成HLVL-H信号。然后，在与定时1不同周期的定时2内，把HHVH-H、HHVL-H、HLVH-H和上述HLVL-H信号输入，得到最终的图像信号。因此，二个组的信号的定时必须错开。
如果同原来一样，在所输入信号的上述成分的定时顺序或不同或重复的情况下，为了在时间上分开，在开关765、765a、765b、765c中设置存储器以进行存储，则必须调整时间轴。而通过对发射机的发射信号在时间上分离成图73那样的定时1和定时2并进行发射，在接收机侧就不需要时间轴调整电路。由此，就有使接收机的构成变简单的效果。
图73的时间排列图的D1表示发射信号的第一数据组D1，表示出在定时1的周期中用D1信道传输HLVL、HLVH、HHVL、HHVH信号，在定时2的周期中用D2信道传输HLVH-H、HHVL-H、HHVH-H信号时间排列。通过上述那样在时间上进行分开并传输发射信号，就有减去接收机的编码电路构成的效果。
由于接收机的扩张级的数量很多。下面描述减少它们的数量的方法。图74(b)表示发射信号的数据810、810a、810b、810c的时间排列图。在该图中，在上述数据之间发射其它的数据811.811a、811b、811c。这样，作为目的的发射数据间地传输。因而，由图74(a)的方框图所示的第二图像编码器422通过第一输入级521和开关812把数据D1相继输入扩张级503。例如，在数据810输入完了之后，在另一数据811的周期中进行扩张处理，在数据810处理完了之后，接着输入数据810a。由此，通过与合成器的情况相同的方法，由时分操作就能共用一个扩张级503。这样，就能减少扩张级的总数。
图75是发射HDTV时的时间排列图。例如，如果与广播节目的第一信道的NTSC成分对应的HLVL信号作为HLVL(1)按时间排列在用D1信号粗线表示的数据821的位置上。对应于第一信道的HDTV附加成分的HLVH、HHVL、HHVH信号排列在D2信号的数据821a、821b、821c的位置上。这样，由于在第一信道的全部数据之间存在作为其它TV节目信息的其它数据822、822a、822b、822c。则在该期间，能进行扩张的扩张处理。因而能够用一个扩张级处理全部成分。该方式能适用于扩张器迅速处理的情况。
而且，在图76那样的D1信号中，排列数据821、821a、821b、821c，也能得到同样的效果。像普通的4PSK和4ASK那样的层使用内传输并在发射接收时是有效的。
图77表示把如NTSC和HDTV和高清晰度HDTV或者低清晰度NTSC和NTSC和HDTV那样的三层图像实际地使用二层的层型传输方式并进行层广播时的时间排列图。例如，在发射低清晰度NTSC和NTSC和HDTV的三层图像的情况下，在D1信号中，把对应于低清晰度NTSC信号的HLVL信号排列到数据821中。而且，把作为NTSC分离信号的HLVH、HHVL、HHVH各成分信号排列到数据821a、821b、821c的位置上。把作为HDTV分离信号的HLVH-H、HHVL-H、HHVH-H信号排列在数据823、823a、823b中。
下面，通过由实施例2所述的误码校正能力的区别来补加逻辑的层传输。具体是HLVL使用D1信号中的D1-1信道。与实施例2所述的D1-2信道相比，D1-1信道广泛采用校正能力强的误码校正方式。D1-1信道与D1-2信道相比较，其冗余度高，因而恢复后的误码率低，所以在比其它数据821a、821b、821c的C/N值低的条件下能够恢复。因此，在离天线远的地区或在汽车内等接收条件差的情况下，能够以低清晰度的NTSC TV等级恢复节目。以实施例2所述的误码率观点来看时，在D1信号中的D1-1信道中的数据821比处于D1-2信道中的其它数据821a、821b、821c的接收干扰强，所进行的逻辑层间有区别。实施例2所述的D1、D2的层，可以说是物理层，而通过该误码校正符号间距而区别，层构造可以说是逻辑的层构造。
这样，在D2信号的解调中，比D1信号实际的高的C/N值就成为必要的了。由此，在遥远地区等C/N值最低的接收条件下，恢复HLVL信号，即低清晰度NTSC信号。而在C/N值比较低的接收条件下，增加恢复出HLVH、HHVL、HHVH，就能恢复NTSC信号。而且，在C/N值高的条件下，又增加了HLVL就恢复出HLVH-H、HHVL-H、HHVH-H，因而就恢复出HDTV信号。这样，能够进行三个层的广播。通过使用该方式，图53所述的可接收区域从图90所示的接收干扰区域图那样的二层扩大到三层，节目可接收区域进一步扩大。
图78表示图77的时间排列情况下的第三图像解码器的方框图。其基本上是在由从图72的方框图中省去D3信号的第三输入级551的构成中加上图74(a)的方框图的构成而构成的。
为了说明其工作过程，即为在定时1中，从输入级521输入D1信号，从输入级530输入D2信号。为了在时间上分离HLVH等各成分，由开关812把它们依次独立地输入扩张级503。用图77的时间排列图说明该顺序。首先，第一信道的HLVL压缩信号输入扩张级503，并进行扩张处理。然后，第一信道的HLVH、HHVL、HHVH被进行扩张处理，通过开关812a输入合成器556的特定输入端，并进行合成处理，先合成HLVL-H信号。该信号从开关765a的输出1输入到开关765的输入2，然后输入合成器556的HLVL输入端。
而后，在定时2中，输入如图77的时间排列图所示的D2信号的HLVH-H、HHVL-H、HHVH-H信号，由扩张级503进行扩张，通过开关812a，把各信号分别输入合成器556的特定输入端，进行合成处理，输出HDTV信号。该HDTV信号从开关765a的输出2经过输出级521输出HDTV信号。通过由上述那样的图77的时间排列进行发射，则就有大幅度减少接收机的扩张级和合成器的数量的效果。再者，由于图77以时间排列图使用D1D2信号的二个阶段，则如果使用上述的D3信号，就能进行增加了高清晰度HDTV的四个层的TV广播。
图79是广播使用了D1、D2、D3的三层物理层的三个层图像的层型广播时间排列图。由图可以看出，同一TV信道的各成分不是以在时间上重复那样排列。而且，图80是在由图78的方框图所述的接收机中增加了第三输入级521a的接收机。通过用图79的时间排列进行广播，就有能够以图80的方框图所示那样简单地构成所构成接收机的效果。
工作过程大致与图77的时间排列图，图78的方框图相同，因此省略其说明。而且，在图81的时间排列图那样的D1信号中，能够对全部信号进行时间复用。在这种情况下，数据821和另一数据822这两个数据与数据821a、821b、821c相比具有强的误码校正能力。由此，与别的数据相比层变高，这样就成为上述的那样，在物理上是一层而在逻辑上为二层的层传输。而且，在节目信道1的数据之间插入另一节目信道2的其它数据。由此，在接收机侧就能进行串行处理，可得到与图79的时间排列图相同的效果。
在图81的时间排列图的情况下，由于成为逻辑的层，通过把数据821，另一数据822的传输比特率下降到1/2或1/3，则降低了该数据传输时的误码率，从而能够进行物理的层传输。在此时，物理层成为三层。
图82是像图81的时间排列图那样的，只传输数据组D1信号时的图像解码器423的方框图，与图80的方框图所示的图像解码器相比，具有更简单的构成。由于工作过程与由图80所述的图像解码器相同，则省其说明。
象上述那样，如果发射象图81的时间排列图那样的发射信号，就有所说的能大幅度减少图82的方框图那样的扩张级503合成器556的数量的效果。而且，由于四种成分在时间上被分开而输入，通过根据输入合成器556即图32的图像合成级548内部电路组件的图像成分而改变联接关系，就能以时分操作共用几个组件，而省略电路。
由上述那样，就具有以简单的构成而构成接收机的效果。
在实施例5中，使用了ASK调制并说明了其工作过程，但在实施例5中所述的多种方法可在由实施例1、2、3所述的PSK和QAM调制中使用。
而且，这些实施例可用于FSK调制。
例如，在进行图83那样的f1、f2、f3、f4的多值FSK调制时，进行实施例5的图58的信号点排列图那样的分组化，通过分离各组信号点位置，能够进行层型传输。
在图83中，把频率f1、f2的频率群841定义为D1＝0，把频率f3、f4的频率群定义为D1＝1。而且，把f1、f3定义为D2＝0，f2、f4定义为D2＝1时，象图示那样，就能够进行D1、D2各1比特总计2比特的层型传输。例如，在C/N高的情况下，在t＝t3中，能够恢复D1＝0、D2＝1，在t＝t4中，能够恢复D1＝1、D2＝0。而在C/N低的情况下，在t＝t3中只能恢复D1＝0，在t＝t4中只能恢复D1＝1。这样一来，能进行FSK的层型传输。能够把该FSK层型传输方式用于实施例3、4、5所述的图像信号的层型广播。
而且，在象图84那样的方框图所示的磁记录重放装置中能够使用本发明的实施例5。实施例5能够进行由ASK的磁记录重放。
若对图84进行说明，即是，在磁记录重放装置851中，由图像编码器401对所输入的图像信号进行分离和压缩，把HLVL成分等低频图像信号输入到输入级742中的第一数据组输入级743中，把包括HHVH成分等高频图像信号输入到第二数据组输入级744中，再输入调制解调器852中的调制级749中，到此的工作过程与实施例5的图64的发射机大致相同。调制信号由记录重放电路853和磁头854记录到磁带855上。该记录方法对现有数字多值记录进行变形，而可以进行物理的层记录，通过实施例1、3那样的相位调制或相位振幅调制就能进行层记录。由磁带上的多磁道就能进行层记录。通过数据发射率的变化能进行层记录。而且，变化误码校正能力，通过对数据进行区别就能进行逻辑的层记录。
在重放时，从磁带855通过磁头854和磁重放电路853，把重放信号送入调制解调器852中。下面进行与实施例1、3、4大致相同的工作过程。由解调级760恢复第一数据组D1和第二数据组D2，由图像解码器422输出图像信号。在这种情况下，由于进行了层记录，在C/N高时能恢复HDTV等信号高清晰度TV信号。另一方面，在C/N低时，或在用性能低的磁重放装置恢复时，可输出NTSC、TV信号或低清晰度NTSC TV信号。
在上述那样的使用本发明的磁重放装置中，尽量在C/N变低而误码率高的情况下，仍然能得到以低清晰度或低画质恢复同一内容图像的效果。
实施例6实施例6是把本发明用于在四层图像层广播中。通过把实施例2所述四层传输方式同四层数据构造相结合，就能得到如图91的接收干扰区域图所示的四层接收区域。如图所示，最内侧是第一接收区域890a，其外侧是第二接收区域890b、第三接收区域890c第四接收区域890d，对实现该四层的方式进行描述。
在实现四层中，具有根据调制的四层物理层和根据误码率校正能力区别的四层逻辑层，对前者，由于层间的C/N差大，对四层来说，大的C/N就成为必要的了，而对后者，由于可解调是前提，层间的C/N差不会大，这是现实的，使用二层物理层和二层逻辑层，进行四层的层传输。下面首先描述把图像信号分离成四层的方法。
图93是分离电路3的方框图，分离电路3由图像分离电路895和四个压缩电路构成。由于分离电路404a、404b、404c的内部基本构成与图30的第一图像编码器401中的分离电路404的方框图相同，所以省略其说明。分离电路404a等把图像信号分离成为低频成分HLVL和高频成分HHVH和中间成分HHVL、HLVH的四个信号。在这种情况下，HLVL的清晰度成为原图像信号的二分之一。
这样，所输入的图像信号由图像分离电路404a平分成为高频成分和低频成分。由于分成水平和垂直方向，则输出四种成分。高频和低频的分离点在该实施例中就是中间点。由此，在输入信号为垂直1000行的HDTV信号的情况下，HLVL信号就成为垂直500线的水平清晰度为二分之一的TV信号。
低频成分的HLVL信号由分离电路404c再次被分别平分成水平、垂直方向的频率成分。由此，HLVL的输出就成为例如垂直250行、水平清晰度变为1/4。如果把它定义为LL信号，LL成分由压缩级405a进行压缩，作为D1-1信号输出。
另一方面，HLVL的高频成分的三个成分由合成器772合成为一个LH信号，由压缩级405b进行压缩并作为D1-2信号输出。在这种情况下，在分离电路404c和合成器772之间最好设置三个压缩级。
高频成分的HHVH、HLVH、HHVL的三个成分通过合成器772a成为一个HHVH-H信号。压缩信号在垂直、水平两者都为1000行的情况下，该信号在水平、垂直方向上具有500行～1000行的成分。从而由分离电路404b分离成为四个成分。
由此作为HLVL输出而被分离成水平、垂直方向的500行～750行的成分。把它叫做HH信号。HHVH、HLVH、HHVL的三个成分具有750行～1000行的成分，由合成器772b进行合成而成为HH信号，在压缩级405d被压缩，作为D2-2信号输出。另一方面，HL信号作为D2-1信号输出。由此，LL即D1-1信号具有例如0行～250行以下的成分，LH即D1-2信号具有250行以上500行以下的频率成分，HL即D2-1信号具有500行以上750行以下的成分，HH即D2-2信号具有750行以上1000行以下的成分。因此，具有由该分离电路3能够得到层型数据结构的效果。通过使用该图93的分离电路3并设置实施例2所述的图87的发射机1中的分离电路3部分，就能进行四层的层型传输。
这样一来，通过把层型数据构造和层型传输相结合，就能实现随C/N变差时的画质变差条件下的图像传输。其在广播中就有扩大有效工作区的效果。解调恢复该信号的接收机与实施例2所述的图88的第二接收机具有相同的构成和工作过程。由此，可以省略其全部工作过程。不过由于处理图像信号，合成级37的构成与数据发射不同。下面详细说明合成级37。
在实施例2中，象用图88的接收机方框图所说明的那样，所接收的信号被解调，被进行误码校正，而成为D1-1、D1-2、D2-1、D2-2这四个信号并输入合成级37。
图94是合成级33的方框图。所输入的D1-1、D1-2、D2-1、D2-2信号在扩张级523a、523b、523c、523d中被扩张，在图93的分离电路中成为所述的LL、LH、HL、HH信号。该信号中，如果把原图像信号的水平、垂直方向的频率作为1，则LL成为1/4、LL+LH成为1/2，LL+LH+HL成为3/4，LL+LH+HL+HH成为1频带。LH信号由分离器531a分离，在图像合成级548a中同LL信号合成，输入图像合成级548c的HLVL端子。对于图像合成级531a的实例说明，由于已在图32的图像解码器527中进行了说明，则将其省略。另一方面，HH信号由分离器531b进行分离，并输入图像合成级548b中。HL信号在图像合成级548b中与HH信号合成而成为HHVH-H信号，由分离器531c进行分离，在图像合成级548c中同LH和LL的合成信号合成而成为图像信号，从合成级33输出。在图88的第二接收机的输出级36中成为TV信号并输出。在这种情况下，如果原信号是垂直1050行，约1000行的HDTV信号，则通过图91的接收干扰图所示的四个接收条件就能接收四个画质的TV信号。
对TV信号的画质进行详细说明，把图91和图86集中成为1幅图，为图92的传输层构造图。象它那样，随着C/N升高，在接收区域862d、862c、862b、862a中，能够相继恢复D1-1、D1-2、D2-1、D2-2，通过补加能够恢复的层信道就增加了数据量。
在图像信号的层传输时，如图95的传输层构造图那样，随着C/N升高而恢复出LL、LH、HL、HH信号的层信道。由此，随着到发射天线的距离的接近，画质得以提高。在L＝Ld时，恢复LL信号，L＝Lc时，恢复LL+LH信号，L＝Lb时恢复LL+LH+HL信号，L＝La时恢复LL+LH+HL+HH信号。由此，如果原信号的频带为1，就分别在各接收区域中得到1/4、1/2、3/4、1的频带的画质。在原信号为垂直扫描线1000行的HDTV的情况下，分别得到250行、500行、750行、1000行的TV信号。在这样的步骤中，画质差的层型图像传输是可能的。图96是现有数字HDTV广播时的接收干扰图。象图表所表明的那样，在现有方式中，在C/N为Vo以下时，TV信号的恢复是完全不可能的，由此，在有效工作区R的内侧，与其它台的竞争地区，大楼阴影等用×符号表示处是不能进行接收的。图97表示使用本发明的HDTV层广播接收状态图。如图97所示，在距离La处为C/N＝a，在Lb处C/N＝b，在Lc处为C/N＝c，在Ld处为C/N＝d，在该各接收区域中可分别得到250行、500行、750行、1000行的画质。在距离La以内有C/N差的地方，则就存在不能恢复HDTV画质的区域。然而，在这种条件下，能够恢复画质下降的图象。例如，在大楼阴影的B地点，能恢复750行的画质，在电车内的D地点能恢复250行的画质，在受到重影的F地点能恢复750行的画质，在汽车内的D地点能恢复250行的画质，在与其它台竞争地区的L地点能恢复250行的画质。象上述的那样，通过使用本发明的层传输，使得用现有推荐方案的方式不能接收恢复的区域变成为能够接收，就有使TV台的有效工作区大幅度扩大的效果。如图98的层传输图所示，通过用D1-1信道广播与该区域的模拟广播相同节目的节目D，用D1-2、D2-1、D2-2频率广播其它节目C、B、A，使节目D的同时联播在全区域中得以确保广播，一边完成同时联播的任务一边提供其它三个节目服务，从而得到多节目化的效果。
因为本发明的层型传输方式的一个特征是提高频率利用率，则对一部分接收机来说功率利用率有相当的下降。由此，不能适用于所有的传输系统。例如，对于特定接收用户之间的卫星通信系统，在这期间，换成能得到最高频率利用率和最高功率利用率的机器就是最高经济性的方式，在这样的场合没有必要使用本发明。
然而，在卫星广播方式或地面广播方式时，本发明这样的层型传输方式是必要的。这是因为在卫星广播的标准下，要求有50年以上的稳定性。在该期间，广播标准不会改变，所以随着技术革新卫星的发射功率飞跃地提高了。广播台在几十年后的将来，能够用现在制造的接收机收视收听TV节目，就必须实行具有互换性的广播。如果使用本发明，就能得到现有NTSC广播与HDTV广播的互换性和将来信息传输量扩展性的效果。
本发明对频率利用率比对功率利用率更重视，所以通过在接收机侧根据各传输步骤设定了分别设置设计接收灵敏度的几种接收机，这样就没有必要增加发射机的功率。由此，用现有功率小的卫星能够充分地进行发射。而在将来，在发射功率增大的条件下，由于用同一标准进行传输，就能得到将来的扩展性和新归接收机的互换性。如上述那样，在本发明使用卫星广播标准的情况下，具有显著的效果。
把本发明的层型传输方式用于地面广播时，由于没有必要完全考虑功率利用率，与卫星广播相比，本发明更容易实施。本发明具有能够大幅度减少在上述现有数字HDTV广播方式中存在的有效工作区内不能接收区域的显著效果和上述NTSC与HDTV接收机或放像机的兼容性效果。具有实质上扩大了从几个节目投资者的角度看时的有工作区的效果。尽管在实施例中说明了使用用16QAM和32QAM的调制方式的例子，但不言而喻，也是能适用64QAM或128QAM或256QAM等的。而且，也能适用于用图所述的多值PSK或ASK或FSK。
权利要求
1.一种传输装置，用下述装置进行数据传输信号输入级；调制级，用于将来自上述输入级的输入信号调制载波并产生成为信号空间图上的m值信号点，发射调制信号的发射级，其特征在于输入作为输入信号的n值第一数据组和第二数据组，将上述信号点分离成n个信号点群，把上述信号点群分别分配给第一数据组的各数据，第二数据群的各数据分配给上述信号点群中的各信号点，进行发射。
2.根据权利要求1所述的传输装置，其特征在于把图像信号分离成高频图像信号和低频图像信号，把上述低频图像信号作为第一数据组传输，把上述调频图像信号作为第二数据组发射。
3.根据权利要求1所述的传输装置，其特征在于第一数据群和第二数据群两者能同时在发射和接收中使用，当发射中第二数据群的符号误码率高时，第二数据群的发射或接收被中止而只能传输第一数据群。
4.根据权利要求1所述的传输装置，其特征在于在离位于QAM传输方式信号图中的原点最近的信号点与I轴或Q轴的距离为δ并且移位量为ρ的情况下，上述信号点和上述I轴或Q轴的距离成为ρδ的距离并且成为ρ＞1，象上述那样移动上述信号点的上述信号图上的位置。
5.一种传输装置，其中包括接收信号的输入级;在信号空间图上解调P值信号点的QAM调制信号的解调器;输出级;其特征在于把上述信号点分离成为n值的信号点群，把各信号点群与n值的第一数据组进行对应，解调第一数据组，把P/n值的第二数据与信号点群中大致为P/n值的信号进行对应，解调第二数据组，解调恢复第一数据组和第二数据组的数据。
6.根据权利要求5所述的传输装置，其特征在于把图像信号分离成为高频图像信号和低频图像信号，把上述低频图像信号作为第一数据组传输，把上述高频图像信号作为第二数据组接收。
7.根据权利要求5所述的传输装置，其特征在于在对第一数据群和第二数据组两者的接收中，在第二数据组的符号误码率变高时，根据需要限定为第一数据组的传输。
8.根据权利要求5所述的传输装置，其特征在于具有从接收信号恢复载波的载波恢复级，通过上述载波恢复级将接收信号的频率进行16倍频，而恢复载波。
9.根据权利要求5所述的传输装置，其特征在于在离位于QAM传输方式信号图中的原点最近的信号点与I轴或Q轴的距离为δ并且移位量为ρ的情况下，上述信号点和上述I轴或Q轴的距离成为ρδ的距离，并且成为ρ＞1，象上述那样移动上述信号点的上述信号图上的位置。
10.一种传输装置，用下述装置进行数据传输信号输入级;调制级，用于由来自上述输入级的输入信号调制载波并产生成为信号空间图上的m值信号点;发射调制信号的发射级，其特征在于输入作为上述输入信号的n值第一数据组和第二数据组，把上述信号点分离成为n个信号点群，把上述信号点群分别分配给第一数据组的n个值数据，把第二数据群的各数据分配给上述信号点群中的各信号点，由进行发射的发射机传输发射信号，接收装置具有上述发射信号的输入级;在信号空间图上对P值信号点的QAM调制波进行解调的解调器;在该接收装置中有输出级，把上述信号点分离成n值信号点群。把各信号点群n值的第一数据组进行对应并解调，把P/n值的第二数据组与信号点群中的大致为P/n值的信号点进行对应并解调，使用解调恢复第一数据组和第二数据组的数据的接收装置进行数据接收。
11.根据权利要求10所述的传输装置，其特征在于把图像信号分离成为高频图像信号和低频图像信号，把上述低频信号作为第一数据组传输，把上述高频信号作为第二数据组传输。
12.根据权利要求10所述的传输装置，其特征在于在离位于QAM传输方式信号图中的原点最近的信号点与I轴或Q轴的距离为δ并且移位量为ρ的情况下，上述信号点和上述I轴或Q轴的距离成为ρδ的距离，并且成为ρ＞1，象上述那样移动上述信号点的上述信号图上的位置。
全文摘要
在发射机侧，在调制级中根据输入信号调制载波，在信号空间图上产生多个信号点，把输入信号分成第一数据组和第二数据组，把信号点分为由多个信号点组成的信号点群，把各信号点群分配给第一数据组。同时把信号点群的各信号点分配给第二信号组，通过移动信号空间图中的信号点位置，使第一数据组和第二数据组的传输误码率有差别而发射。在接收机侧，接收该发射信号，恢复第一数据组或第二数据组。
文档编号H04B1/00GK1066946SQ9210295
公开日1992年12月9日 申请日期1992年3月27日 优先权日1991年3月27日
发明者大光昭 申请人:松下电器产业株式会社