专利名称：接收装置的制作方法
技术领域：
本发明主要涉及无线通信用的接收装置。
无线通信的接收方式通常使用单超外差方式或双超外差方式。但这种已有技术的外差方式必须用滤除镜像频率的带通滤波器和滤除相邻信道信号的带通滤波器。而作为上述带通滤波器，多数采用了利用晶体或陶瓷的机械振动特性的机械滤波器。这样便产生构形大或单价高等各种问题。为了解决上述课题，用接收信号与两个正交的本振信号分别混频变换成2个正交信号后进行解调的正交解调方式(QUADRATURE DEMODULATION)作为接收方式。如在美国专利NO4814715题为“用于抑制正交解调中的振荡器干扰的混频器装置”中揭示了应用正交解调方式的接收装置。
图1示出并说明了已有技术的正交解调方式。输入天线A的RF信号(RADIO FREQUENCY SIGNAL)由正交RF调谐装置T(Quadrature RF—tuning device)将其变换成含有直流的相互正交的2个基带信号后，通过低通滤波器(LP和LP′)滤去不要的信号，作为I1信号及I2信号输出。正交RF调谐装置T由正交混频级(MTO和M′TO)和调谐振荡器To构成。混频器装置M包括将振荡器Fo供给的正交混频信号与信号I1和信号I2进行混频的第一及第二正交混频级(M1及M2)。第一及第二正交混频级(M1和M2)的输出在叠加电路So中相加。然后由处理再现装置P(Processing reproducingof arrangement)解调。为了抑制振荡器Fo的串扰、信号泄漏及直流偏移，用第一及第二同步检测器(SD1和SD2)和低通滤波器(LP1和LP2)进行反馈。
然而，上述图1所示已有技术的正交解调方式中，如该图所示，振荡器Fo产生正弦波作为第二本振信号。于是，在第一及第二正交混频级(M1和M2)中，用于对信号I1及I2和上述振荡器Fo的正弦波信号进行混频处理的电路结构很复杂，且不能利用微计算机的时钟信号作为第二本振信号。通过频率与接收信号的中心频率大致相等的第一本振信号(即调谐振荡器To的输出信号)与接收信号进行混频，虽能将接收信号直接变换成基带，但是变换后的基带信号具有直流成分。特别是，调谐振荡器To的振荡信号因温度等的影响而产生与接收信号的偏移相等的频率偏移时，信号I1及I2中产生大的直流成分。因此，处理信号I1及I2的电路必须是直流不受阻的直流放大电路。如果除去直流成分，则第一本振信号发生频率漂移时，会使接收灵敏度大为劣化。但是直流放大电路由于温度变化或电源电压变动使工作的基准点变动，存在不能实现大增益的问题。又，采用电容量大到某种程度的电容器虽能阻止直流，但存在因插入电容器，从电源供给接收电路至接收电路稳定需时间长的缺点。还存在由电路的1/f噪声在直流附近产生大噪声分量，使接收灵敏度变坏的问题。
本发明要解决上述问题，其目的在于提供具有简单结构且将微计算机的时钟信号用于第二本振信号的正交解调方式。为此，在本发明中使用矩形波信号发生器代替振荡器Fo。进而，本发明目的还在于，即使从信号I1及I2中除去直流成分也不会使解调特性变坏，且能实现用代表已有正交解调方式的特征的单片IC构成接收装置，图2为其一实施例。后文用该图进行说明。在说明中，I1信号表为I信号，I2信号表为Q信号。
为达到上述目的，本发明的接收装置，在备有第一本机振荡(本振)手段，将来自上述第一本振手段的信号与频率调制的接收信号进行混频的第一混频手段，将来自上述第一本振手段的信号相移90度后的信号与上述频率调制的接收信号进行混频的第二混频手段的正交变换接收机中，其特征在于，还备有将来自上述第一混频手段的信号作为输入的第一带通滤波器，将来自上述第二混频手段的信号作为输入的第二带通滤波器，产生时间上连续的矩形波信号的第二本机振荡(本振)手段；用上述第二本振手段来的矩形波信号使上述第一带通滤波器来的信号通/断的第一开关手段，通过将上述第二本振手段来的矩形波信号相移90度后的矩形波信号使上述第二带通滤波器来的信号通/断的第二开关手段，对上述第一开关手段的输出信号和上述第二开关手段的输出信号进行加法或减法运算的运算手段，以及设置在上述运算手段的前面或后面，且中心频率在仅从上述第二本振手段所产生矩形波信号的频率偏移上述接收信号与上述第一本振信号频率之差的附近的第三带通滤波器。
进而设有检测上述第三带通滤器的输出平均频率的平均频率检测手段；控制上述第一本振手段的输出频率，使上述平均频率检测手段检测的值与预定值的差变小的频率校正手段。
做成具有产生与上述第三带通滤波器输出信号的频率对应的电压的频率—电压变换手段、除去上述频率—电压变换手段输出中的脉冲噪声的噪声除去手段，并将上述噪声除去手段的输出电压解调输出。
第一本振手段具有输出信号频率与接收信号的中心频率大致相等，以及输出信号频率偏离接收信号的中心频率超过上述接收信号所占带宽等两种结构。
第一或第二开关手段由电子开关和反相手段构成。该电子开关具有第一输入端、第二输入端、输出端和控制端，并用输入上述控制端的信号切换输出端使之与第一输入端导通或与第二输入端导通。该反相手段将与输入上述电子开关的第一输入端的信号反相的信号输出给上述电子开关的第二输入端子。
噪声除去手段由脉冲输出手段和保持手段构成。该脉冲输出手段当来自频率—电压变换手段的输出电压超过某个值时输出脉冲。该保持手段用来自上述脉冲输出手段的脉冲信号对上述频率一电压变换手段的输出电压进行采样保持。
又，上述噪声除去手段也可由这样的脉冲输出手段和保持手段构成。该脉冲输出手段在输入给频率—电压变换手段的信号的零交叉点间隔大于某值时产生脉冲。该保持手段用来自该脉冲输出手段的脉冲信号对上述频率—电压变换手段的输出电压进行采样保持。
平均频率检测手段由将上述第三带通滤波器的输出变换成脉冲波形的脉冲波形整形手段和在预定的时间内对上述脉冲波形整形手段的脉冲进行计数的脉冲计数手段构成，并将上述脉冲计数手段计测值作为输出。
又，平均频率检测手段，也可由将上述第三带通滤波器的输出变换成脉冲波形的脉冲波形整形手段和对上述脉冲波形整形手段的脉冲数达预定值的时间进行计测的时间计测手段构成，并将上述时间计测手段计测的值作为输出。
平均频率检测手段还可由输出电压按照上述第三带通滤波器的输出频率变化的频率—电压变换手段，以及在某个时间内对上述频率—电压变换手段的输出进行平均的平均化手段构成，并将该平均化手段的输出值作为输出。
按照上述结构，本发明由于能用矩形波作为第二本振信号，所以使接收信号和上述第二本振信号的正交混合电路结构简单，且可将微计算机的时钟信号用作第二本振信号。即使在第一本振信号因温度等影响而产生与接收信号的偏移相等的频率漂移的情况下，也能获得良好的接收灵敏度。还能除去像点火干扰噪声一类的脉冲噪声。
下面结合附图所示实施例详细说明本发明。
图1为采用已有技术正交解调方式的接收装置的方框图；图2为本发明一实施例的接收装置的方框图3为本发明又一实施例的接收装置的方框图；图4为本发明再一实施例的接收装置的方框图；图5为本发明一实施例中的开关手段的方框图；图6为本发明一实施例中第二本振手段与90°相移手段的方框图；图7为本发明一实施例中频率一电压变换手段的方框图；图8为图7中频率—电压变换手段的动作说明图。
作为输入天线1的信号，其有用信号D为D＝COS{ω＋Δω}·tω载波角频率；Δω角频率偏移，有正负两极性。此处利用数据或声音使角频率偏移Δω随时间变化。即信号D为频率调制信号。而载波角频率ω为信号D的中心角频率。在第一本振手段6中，产生信号Q，该信号可表为Q＝COS{ω＋X}·t式中X为载波角频率ω的角频率偏移。在90°移相器7中，本振手段6的信号Q移相90°变成Q′＝SIN{ω＋X}t。因此，在第一混频手段3及第二混频手段8的输出端子a及b上产生信号为端子aD×Q＝COS{Δω－X}t端子bD×Q′＝SIN{Δω－X}t这里，X设定得比Δω大。即，X设定得比信号D的占用频带宽。例如以信道间隔12.5KHz配置信号时，通常占用频带确定为±4.25KHz＝8.5KHz。然而，Δω也可在±2.5KHz以下。因此，作为偏离占用频带的值可选择X＝6.25KHz或12.5KHz等值。在本实施例中取X＝6.25KHz。按照这里的设定，端a和端b的信号没有直流成份。
第二本振手段10产生的矩形波信号R表示为R＝COS{γ·t}－(1/3)·COS{3·γ·t}＋(1/5)·COS{5·γ·t}－……
在本实施例中设定γ＝16KHz。端子a的信号经第一带通滤波器4滤除相邻信道信号后，在第一开关手段5中与第二本振手段产生的矩形波信号R相乘。另一方面，在90°移相手段11的输出上输出矩形波信号R′。该信号为R′＝SIN{γ·t}＋(1/3)·SIN{3·γ·t}＋(1/5)·SIN{5·γ·t}－……因此，端子b的信号经第二带通滤波器9滤除相邻信道信号后，在第二开关手段12中，与矩形波信号R′相乘。所以在第一开关手段5的输出端子a′和第二开关手段12的输出端子b′上产生端子a′{Cos{Δω－X}·t}·{COS{γ·t}－(1/3)·COS{3·R·t}＋……}端子b′{SIN{Δω－X}·t}·{SIN{γ·t}＋(1/3)·SIN}3·γ·t}＋……}端子a′及端子b′的信号在运算手段13中相加。因此，在运算手段13的输出端C上输出信号为COS{{{γ＋x}－Δω}·t}－(1/3)·COS{{{3·γ－x}＋Δω}·t}＋……(1)式第三带通滤波器14滤除第一开关手段5及第二开关手段12产生的角频率γ的高次谐波成分，即滤除(1)式的第二项以上的各项。所以在第三带通滤波器14的输出上输出信号为COS{{γ·X}－Δω}·t}＝COS{2π×22.25KHz－Δω}t}……(2)式这里，由于设定γ＋x＞｜Δω｜，所以(2)式的相位在正时间中总是为正。即不会产生负的频率。因此，从(2)式可清楚看到第三带通滤波器14的输出信号可看作具有{γ＋x}的角频率的载波信号受到Δω的频率偏移调制的调频信号。用产生与频率成比例的输出电压的频率—电压变换手段16可解调上述调频信号。进而，频率—电压变换手段16输出的解调信号用噪声除去手段20除去FM解调中产生的FM解调特有的脉冲状噪声、并在端子21输出。第三带通滤波器14，由于其中心频率低，在22.25KHz附近，所以可用单片IC构成。不言而喻，其它手段，也由于频率低，故也可用单片IC构成。
下面，研究一下作为输入天线1的信号，频偏为2X＝12.5KHz的干扰信号U
U＝COS{ω＋2X＋Δω}·t于是，I和Q信号方面产生的信号为I信号U×Q＝COS{Δω＋X}·tQ信号U×Q′＝SIN{Δω＋X}·t该干扰信号，由于在I和Q信号中产生与有用信号相同的频带，所以不可能用第一和第二带通滤波器4和9将其滤去。但是在运算手段13的输出中产生的信号为COS{{{γ－x}－Δω}·t}－(1/3)COS{{{3·γ＋x}＋Δω}·t}＋……(3)式上述(3)式所示干扰信号的频率带域与(1)式所示有用信号的频带明显不同。这样，用设计成仅通过中心频率γ＋X＝22.25KHz附近的信号的第三带通滤波器14，滤除由干扰信号产生的(3)式的信号后，第三带通滤波器14的输出不产生任何干扰信号。在本发明实施例中，生成I和Q信号的信号电平虽然相同，但由于电路的偏差使I信号的信号电平与Q信号的信号电平产生差别时，出现由干扰信号U在端子f上产生的信号具有与(1)式所示频带相同的频带的现象。因此，设置能够调整I信号或Q信号所产生信号电平的调整电路，消除在(1)式所示频带出现的干扰信号成分，就可构成更能抗干扰的接收装置。
又，由于第一开关手段5和第二开关手段12的开关结构，有时在开关手段5，12的输出上产生角频率γ的成分。此时，做成将来自第二本振手段10的矩形波信号加到第一开关手段5或第二开关手段12的输出上，以消除角频率γ的成分。又，由于第一开关手段5及第二开关手段12的开关结构，有时在第一开关手段5或第二开关手段12的输出上产生I信号或Q信号。此时，做成将I信号或Q信号加到第一开关手段5或第二开关手段12的输出上，以消除I信号或Q信号。
如上所述，将第一本振手段6的本振频率设定在偏离接收信号所占频带之外的频率上，不会产生I和Q信号的直流分量，所以即使接收信号通过不通直流分量的第一带通滤波器4及第二带通滤波器9也不会损失能量。因此也不会使接收灵敏度变坏。
下面，讨论将第一本振手段6的本振频率设定成与接收信号的中心频率大致相同的频率的结构。此时I信号及Q信号有直流分量，调制度比传送速度大时，即调制指数大时，调频信号的能量集中在对调频信号中心角频率的偏离±Δω(相当于调制度)的2个频率附近，而调频信号的中心频率附近能量所占比例较少。因此，即使用第一带通滤波器4及第二带通滤波器9滤除直流分量，也不会对接收灵敏度产生大的影响。但是因温度变化的影响，第一本振手段6的本振频率发生接近调制度Δω的变动时，I及Q信号的直流附近的能量所占比例变大。因此，对于上述I信号及Q信号，一旦通过第一带通滤波器4及第二带通滤波器9滤除其直流分量，就会使接收灵敏度变坏。于是，使用频率校正手段检测第一本振频率的频率漂移，控制第一本振手段6的振荡频率向频率漂移为零的方向变化。下面说明第一本振手段6的振荡频率的控制方法。
第三带通滤波器14的输出为某个电平以上时，电平检测手段17产生输出，起动脉冲计数手段18。一旦脉冲计数手段18起动，则在预定的时间内(如10ms)对脉冲波形整形手段15输出的脉冲进行计数。脉冲波形整形手段15放大第三带通滤波器的输出，且使用比较器变换脉冲波形。在频率—电压变换手段16中，通过将输入频率变化变换为电压变化，进行移频键控(FSK)解调。脉冲计数手段18所计测的脉冲数输入频率校正手段19中。在频率校正手段19中，计算预先确定的基准脉冲数与脉冲计数手段18所测得的脉冲数的误差，并产生对应于误差的控制电压。用上述控制电压控制第一本振手段6的振荡频率，使第三带通滤波器14输出的中频信号的平均频率维持在约16KHz上。关于上面的频率校正动作下面再作些详细说明。在第一本振手段6的振荡频率偏离输入天线1的FSK调制信号的载波频率3KHz时，则第三带通滤波器14输出的中频信号的中心频率也从16KHz偏离3KHz，变成19KHz。在脉冲计数手段18中，10ms间对19KHz的中频信号脉冲进行计数，获得190个脉冲，然而作为基准脉冲存贮了160个脉冲，所以向频率校正手段19输出30作为脉冲误差数。在频率校正手段19中由D/A变换产生对应于30的直流电压去控制第一本振手段使中频信号的中心频率大致为16KHz。图1的FSK接收装置在某一定间隔(例如30秒)中仅以20ms左右的短时间间隔接通电源。然而，在电源接通期间电平检测手段17不产生输出，假定通信对方没有信号，则电源直至下一个30秒处于关断。如电平检测手段17有输出，则电源保持接通，在脉冲计数手段18中对脉冲进行计数。这就是用电池驱动使FSK接收装置长时间工作的技巧。每30秒的收发定时与通信对方同步，其信号必须每隔如10分钟由一方进行发送，另一方接收该电波，将时钟与发送方核对，从而双方能统一。为此，可对来自通信对方的FSK调制信号中用位同步信号调制的部分进行电平检测，并进行脉冲计数。脉冲计数手段18可简单地由计数器和控制计数器动作开始和结束的定时器构成。定时器可以例如10ms的定时器，用电平检测手段17的输出信号使计数器开始动作，10ms后动作结束。又，频率校正手段19可用具有预先存入基准脉冲数的存贮手段和D/A变换手段的微计算机构成。
图3示出并说明本发明的又一实施例。图3中与图2相同功能部分标以相同标号。图3所示本发明的实施例与图2所示实施例不同点在于，在图3的实施例中用时间计测手段22代替图2的脉冲计数手段18，该时间计测手段22对脉冲波形整形手段15中变换成脉冲波形的中频信号的脉冲数达到预定值所需时间进行计测。然后用脉冲波形整形手段15和时间计测手段22构成平均频率检测手段。一旦检测到天线1输入FSK调制信号，电平检测手段17就输出信号。该信号起动时间计测手段22。时间计测手段22起动后对中频信号脉冲达到如160个所需时间进行计测。若中频信号的中心频率为16KHz，则时间计测手段21所测时间为10ms。若中频信号的中心频率为19KHz，则时间计测手段22所计测的时间为8.42ms。时间计测手段22所计测的时间信息输入频率校正手段19。频率校正手段19用所存贮的10ms作为基准时间计算与上述输入的时间信息的时间误差。输入时间信息若为10ms，则时间误差为零，不进行频率校正动作。若输入时间信息为8.42ms，则时间误差为1.58ms，并输出对应于1.58的控制电压，然后，用来自频率校正手段19的控制电压控制第一本振手段的振荡频率，使中频信号大致为16KHz。时间计测手段22可由计数器和定时器简单组成。该计数器对来自脉冲波形手段15的脉冲计数至160个就产生进位，而该定时器若上述计数器产生进位就使时间计测结束。上述计数器和定时器的起始起动用来自电平检测手段17的信号执行。图3所示实施例的优点在于，若构成时间计测手段22的计时器具有良好精度则能提高中频信号的中心频率的测定精度，因此能更正确地进行频率校正。
下面，说明图4所示本发明的再一实施例。图4中与图2相同功能的部分标以相同标号。图4所示实施例与图2所示实施例的不同点在于，在图4中，用平均电压输出手段23代替图2的脉冲数计测手段18，该平均电压输出手段23取出频率—电压变换手段16中与中频对应的输出电压，并在某段时间内对该电压进行平均后，输出所得平均电压。用频率—电压变换手段16和平均电压输出手段23构成平均频率检测手段。一旦检测到天线1上有FSK调制信号输入，电平检测手段17就输出信号。该信号用来起动平均电压输出手段23。平均电压输出手段23起动后对例如10ms时间内的电压进行平均。频率—电压变换手段16输出与输入频率成比例的电压。例如，作为输入频率的中频，16KHz时为1伏、每当变化1KHz时输出变化0.1伏。因此，中频为19KHz时，输出为1.3伏。平均电压输出手段23所平均的电压信息输入频率校正手段19。在频率校正手段19中，存贮着1伏作为基准电压，并计算与上述输入电压信息的误差。若输入电压信息为1伏时误差为零，不进行频率校正动作。若输入电压信息为1.3伏误差为0.3伏，则输出对应于0.3伏的控制电压。然后由频率校正手段19的控制电压控制第一本振手段的振荡频率，使中频信号大致为16KHz。考虑到频率—电压变换手段16的输出电压即使在输入频率相同的情况下也会因温度等影响而时刻在变化，所以有必要时刻改变存贮在频率校正手段19中的基准电压。其方法叙述如下。天线1没有输入信号时，中频信号仅仅是些噪声信号，因此该噪声信号的中心频率为第三带通滤波器14的中心频率16KHz。又，在第一开关手段5及第二开关手段12中用第二本振频率16KHz进行开关动作。上述第一开关手段5及第二开关手段12虽做成输出不产生本振频率16KHz的平衡型开关电路，但也会因构成这种平衡型开关电路的晶体管的误差而在输出上产生一些16KHz信号的泄漏。所以，在天线1没有输入信号的情况下，中频信号的中心频率大致为16KHz。因此，电平检测手段17没有检测到天线1的输入信号时，将某个期间(如10ms)的频率—电压变换手段16的输出信号取入平均电压输出手段23，并将平均化后的电压存入频率校正手段19的存贮手段中。该存贮动作例如作为30秒的整数倍，每10分钟进行一次。又为了使16KHz信号主动产生泄漏，可改变第一开关手段5及第二开关手段12的偏置来破坏开关的平衡，这样也能使第二本振信号产生泄漏。
图7为频率—电压变换手段16结构的—实施例。图7中，41为输入来自脉冲波形整形手段15的信号的输入端，42为信号缘检测手段，43为单稳多谐振荡器，44为低通滤波器，45为输出端。图8中表示图7各端的信号波形图。图8中，a为输入端41的信号波形，b为信号缘检测手段42的输出波形，C为单稳多谐振荡器43的输出波形，d为低通滤波器44的输出波形。输入到输入端41的中频信号脉冲(图8a)由信号缘检测手段42检测其脉冲上升缘。用该检测的上升缘(图8b)起动单稳多谐振荡器43，并在单稳多谐振荡器43的输出端输出脉宽一定的脉冲(图8C)。因此在低通滤波器44的输出端输出解调信号(图8d)。单稳多谐振荡器44的输出(图8C)是一种频率与脉冲整形手段15输出的中频信号脉冲(图8a)相同的脉冲信号。因此，可把至单稳多谐振荡器43的部分看作脉冲波形整形手段15，并把单稳多谐振荡器43的输出信号作为图2的脉冲计数手段18或图3的时间计测手段22的输入。信号缘检测手段42虽设其仅检测上升缘来进行说明，但也可做成检测上升及下降两个信号缘，此时，单稳多谐振荡器43的输出频率为中频信号的2倍。因此，把至单稳多谐振荡器43的部分看作脉冲波形整形手段15的情况下，考虑到频率变成2倍，需要变更脉冲计数手段18、时间计测手段22、频率校正手段19的基准脉冲数或存入脉冲数等常数。
又，在图2、图3及图4的第一带通滤波器4及第二带通滤波器9的前后虽未画出放大手段，但根据需要也可插入放大手段。考虑到在天线1有强电平信号输入使运算手段13的输出限幅的情况下，会失掉解调时的必要信息，所以可通过调整高频放大手段2的放大量至少使运算手段13的输出不限幅的结构来取得进一步的效果。
虽然对图2、图3及图4中的运算手段13进行了加法动作说明，但也可进行减法动作。这种运算第三带通滤波器14的输出为COS{{{γ－x}＋Δω}·t}图5表示能用于图2、图3及图4中的第一开关手段5及第二开关手段12的开关手段的结构。图5中，24为输入I信号或Q信号的输入端，25为输入来自第二本振手段10的矩形波信号R或R′的输入端，26为输出端子，27为放大量等于1的反相电路，28为电子开关。电子开关28以输入到输入端25的矩形波信号R或矩形波信号R′的相位正或负切换输出端和输入端的连接。这种电子开关28为模拟开关，可用CMOS器件简单地实现，也可用双极晶体管(场效应晶体管)简单构成。又，第一开关手段5及第二开关手段12也可组合差动放大器构成。
图6示出第二本振手段10和90°移相手段11的结构。52为微计算机，它输出时钟信号。53、54和55为D型触发器，分别构成1/2分频器。56、57为输出端，从56输出矩形波信号R，从端57输出与矩形波信号R正交的矩形波信号R′。若用图6的电路，则可简单地IC化。
按照上述本发明的接收装置，由于采用第三带通滤波器除去由第二本振信号的高次谐波形成的信号的结构，第二本振信号可用矩形波，所以可用微计算机的时钟信号作为第二本振信号，从而简化了电路。进而能提供一种可靠性高的接收装置，该接收装置信号解调时不需要直流分量，能缩短电源供电时的上升时间，同时能除去温度等的直流漂移的影响及电路的1/f噪声影响，防止接收灵敏度变坏。不言而喻，因不必用昂贵的机械滤波器及易于IC化，所以能实现价廉的接收装置。又，考虑到电路放大量的偏差，设置电平调整电路，消除无用干扰信号，因而提供更能抗干扰的接收装置。
再有，使用频率校正手段，即使第一本振手段的振荡频率精度不高，也能因校正振荡频率，因而具有不使接收变坏的效果。因此，能使用价廉的石英振荡器。
再有，使用噪声除去手段，因而能去除脉冲噪声，改善S/N特性。
不用说，第一及第二开关和平均频率检测手段等的结构简单，所以做成IC不复杂。
为了用电池驱动长时间工作，发送端与接收端同步进行间歇收发。在这种间歇工作方式中，需要尽可能短的时间内检查是否从对方发来信号，而且从电源加给接收装置至接收装置工作稳定的时间必须尽可能短。本发明能用于这种间歇工作方式，能发挥延长电池寿命的效果。特别是在气量计等自动检测用量系统中，在气量计内装入无线收发装置的情况下，必须要求接收装置小型化且用电池可工作10年。不仅自动检测用量系统，还有煤气热水器与厨房间以无线连接的遥控装置等的住宅设备系统中所用的无线方式的遥控装置中，其必要条件是小型化和用电池驱动。对于上述课题，本发明能够提供非常有效的接收装置。
权利要求
1.一种接收装置，它包含第一本振手段，将上述第一本振手段的信号与调频后的接收信号进行混频的第一混频手段；将上述第一本振手段的信号移相90°后的信号与上述已调频的接收信号相混频的第二混频手段，其特征在于，它进一步包含将来自上述第一混频手段的信号作为输入的第一带通滤波器；将来自上述第二混频手段的信号作为输入的第二带通滤波器；产生时间上连续的矩形波信号的第二本振手段；用上述第二本振手段的矩形波信号接通/切断来自上述第一带通滤波器的信号的第一开关手段；用对上述第二本振手段的矩形波信号相移90°后的矩形波信号接通/切断来自上述第二带通滤波器的信号的第二开关手段；对上述第一开关手段的输出信号与上述第二开关手段的输出信号进行加法或减法运算的运算手段；设置在上述运算手段的前面或后面，且中心频率在仅从上述第二本振手段所产生矩形波信号的频率偏离上述接收信号与上述第一本振信号频率之差的附近的第三带通滤波器。
2.一种接收装置，它包含第一本振手段；将上述第一本振手段的信号与调频后的接收信号进行混频的第一混频手段；将上述第一本振手段的信号移相90°后的信号与上述已调频的接收信号相混频的第二混频手段，其特征在于，它进一步包含将来自上述第一混频手段的信号作为输入的第一带通滤波器；将来自上述第二混频手段的信号作为输入的第二带通滤波器；产生时间上连续的矩形波信号的第二本振手段；用上述第二本振手段的矩形波信号接通/切断来自上述第一带通滤波器的信号的第一开关手段；用对上述第二本振手段的矩形波信号相移90°后的矩形波信号接通/切断来自上述第二带通滤波器的信号的第二开关手段；对上述第一开关手段的输出信号与上述第二开关手段的输出信号进行加法或减法运算的运算手段；设置在上述运算手段的前面或后面，且中心频率在仅从上述第二本振手段产生的矩形波信号频率偏离上述接收信号与上述第一本振信号频率之差的附近的第三带通滤波器；检测上述第三带通滤波器输出的平均频率的平均频率检测手段；控制上述第一本振手段的输出频率朝着上述平均频率检测手段的检测值与预定值的偏差小的方向改变的频率校正手段。
3.如权利要求1或2所述的接收装置，其特征在于，第一本振手段输出频率与接收信号的中心频率大致相等的信号。
4.如权利要求1或2所述的接收装置，其特征在于，第一本振手段输出频率偏离接收信号中心频率超过上述接收信号所占带宽的信号。
5.如权利要求1或2所述的接收装置，其特征在于，第一或第二开关手段的组成部分包括具有第一输入端，第二输入端、输出端和控制端，并用输入上述控制端的信号切换输出端与第一输入端或与第二输入端导通的电子开关；将与上述电子开关的第一输入端上的输入信号反相的信号输出给上述电子开关的第二输入端的反相手段。
6.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于平均频率检测手段包括将上述第三带通滤波器的输出变换成脉冲波形的脉冲波形整形手段，在某个预定时间内对来自上述脉冲波形整形手段的脉冲计数的脉冲计数手段；将上述脉冲计数手段计测的值作为输出。
7.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，平均频率检测手段包括将上述第三带通滤波器的输出变换成脉冲波形的脉冲波形整形手段，计测上述脉冲波形整形手段的脉冲数达预定值为止的时间的时间计测手段；将上述时间计测手段计测的值作为输出。
8.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，平均频率检测手段包括按照上述第三带通滤波器的输出频率改变输出电压的频率—电压变换手段，用某段时间对上述频率—电压变换手段的输出进行平均的平均电压输出手段；将上述平均电压输出手段的输出值作为输出。
全文摘要
一种接收装置，它采用如下解调方式。用第一本振信号与调频信号混频，分离成正交的I和Q两信号后，将它们与第二本振信号正交混频产生的两信号相加或相减，再变换成调频信号进行正交解调，在上述相加或相减后插入带通滤波器滤除第二本振的高次谐波，以便第二本振可用矩形波。再有对第一本振进行频率校正或将其频率设置在接收信号带宽之外，这样能将带通滤波器用作I和Q信号的滤波器，并能以间歇方式工作。
文档编号H04L27/22GK1127449SQ9510014
公开日1996年7月24日 申请日期1995年1月20日 优先权日1995年1月20日
发明者堀池良雄, 吉村康男, 横纲代义幸, 松村照惠, 长谷川诚, 三村政博 申请人:松下电器产业株式会社