专利名称：天线转换电路和无线通信系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种天线转换电路和包括该电路的一个无线通信系统，并且可应用到例如，时分多址的无线通信系统。
直到如今，在时分多址的无线通信设备中，例如数字蜂窝式电话，都通过使用一种天线转换电路，使一个天线公用于发射和接收。
在蜂窝式电话，特别例如可携式电话的情况，考虑到用户方便起见，终端设备被缩小，天线设置的位置受限制，并且很难专门作为发射和接收来设置天线。因此，如上所述，通过使用一种天线转换电路能使一个天线公用于发射和接收。
如
图1所示，如一般的天线转换电路，能给出一种利用滤波器的天线收发转换开关电路。在这种天线收发转换开关电路1中，从发射单元(图中未示出)输出的发射信号STX通过带通滤波器(BPF)2和移相器电路3送到收发公用天线4。
而且，天线4也接到移相器电路5，并且由天线4接收的接收信号SRX通过移相器电路5和带通滤波器6输出到接收单元(图中未示出)。
此时，如图2所示，为了使通带变成发射信号STX的频带fT和在频带外的衰减特性中变陡，以及接收信号SRX能被充分控制，选择带通滤波器2。同样地，带通滤波器6被如此选择，以使通带变成接收信号SRX的频带fT和在频带外的衰减特性中变陡，以及发射信号STX能被充分地控制。于是，在天线收发转换开关电路1中，从发射单元输出的发射信号STX能被选择地输出到天线4和在天线4接收的接收信号SRX能被选择地输出到接收单元。
此种连接中，移相器电路3和4是不必需提供的，但是一般它们都被提供，以便通过调节在带通滤波器2和6的接点的每个信号的相位以改进隔离。此时，移相器电路3和5的相位特性将被选择，以使插入损耗变成最小和隔离度变成最大。
因此，天线收发转换开关电路1不仅能够应用到其频带在发射时和在接收时不同的系统。而且它还能应用到同时传送发射和接收的通信系统。
此外，在移动通信，例如蜂窝式电话系统中，由于波到达路由变成多路多用传播通路，就存在有接收功率因衰落而变坏的情况。为了避免这种情况，除了主天线之外还提供一个专门用于接收的附加天线，并在二个天线中选择接收更多希望的波和接收信号的一个，也就是天线转换分集接收可以用于终端设备。此时，预定的转换电路将用于转换和选择两个天线系统的部分。
作为用于移动通信系统，例如蜂窝电话的天线具有特性阻抗按照环境条件的改变而可变的特征。例如，如果用手接触天线，从发射单元的功率放大器输出的大量高频功率由于天线失配而反射，并且出现使它返回到功率放大器。此时，功率放大器的工作变成不稳定，因此，它就振荡或产生失真和对于发射频带的外边产生不需要的辐射，因此，对其它通信可引起干扰。
为了防止这种情况，至今将称为隔离器的隔离信号单元被插在发射侧的功率放大器和天线之间。
该隔离器是具有一端用电阻终接的三端环行器部件(附加铁氧体元件的非可逆电路部件)，并且它使发送功率的正向波以低损耗通过，而在天线端反射的反射波功率应变换成由终端电阻导致的热，而不返回到发射侧的功率放大器。
在下文中将参照图3予以描述。如图3所示，隔离器10一般由环行器11和组合的终端电阻12构成。
环行器11具有3个端a、b和c，并且端a接到发射单元的功率放大器13的输出端，端b接到天线4和端c接到终端电阻12。
在这种情况，让我们假设环行器11按图3所示的顺时针方向传送信号。首先，从发射单元的功率放大器13输出的发射信号STX通过端a和环行器11输出到端b。由于天线4接到端b，发射信号STX从天线4发射在空间。
这里，如果在天线4产生失配，假定从天线4发射在空间的部分功率，在所述的天线4反射并返回到端b。然而，由于反射的波顺时钟从端b传送并输出到端c，它被终端电阻12变换成热，并且绝不会返回功率放大器13。
于是，在隔离器10使用中，发射单元，例如功率放大器13能够受保护免变由于天线4的失配产生的反射波的影响。
至此已经描述了天线转换电路、天线转换分集接收和隔离器的需要和工作。然而，存在有其中这些被组合的普通天线转换电路。这个天线转换电路将在下文中结合图4予以描述。
如图4所示，在这个天线转换电路20中，被功率放大器13放大到固定发射功率的发射信号STX经隔离器10输入到天线收发转换开关电路1。在天线收发转换开关电路1中，发射频带fT的发射信号STX由带通滤波器2选择地送到天线端，于是，所述的发射信号STX从发射接收公用天线4发射在空间。
另一方面，在接收的时侯，由发射-接收公用天线4接收的接收信号SRX被传送到天线收发转换开关电路1。在天线收发转换开关电路1中，接收频带fR的已收信号SRX将被选择地送到开关21。这里，带通滤波器6对在接收频带之外的不需要的波起衰减作用。
而且，由用于分集接收的第二天线22接收的接收信号SRX通过对接收频带之外的不需要的波进行衰减的带通滤波器23送到开关24。
这里，开关21和24都是在分集接收情况下用于转换天线的开关，并且当选择发射-接收公用天线4时，开关21变成接通状态和开关24变成断开状态，当仅选择接收天线22时，开关21处于断开状态和开关24变成接通状态。
根据这个方案，具有通过开关21和24的通/断选择的较高信号强度的接收信号SRX将送到接收单元的高频放大器25。
开关21和24将在下面予以说明。在二极管用作高频开关元件的情况，将使用图5所示的电路。在图5中，二极管30起高频开关的作用，通常使用具有高频特性的PIN二极管。电容器31和32隔断直流分量，和仅通过高频分量。线圈33和34隔断高频分量和通过直流分量，电容器35与线圈33构成滤波器并且防止高频信号漏到电源36，同时稳定电路。电阻37控制流到二极管30的电流。开关38控制由直流电源构成的电源36的供电和转换二极管30的通断。
根据上文的结构，如果开关30置于接通状态，由电源36提供的偏置电流通过电阻37和通过线圈33正向偏置二极管30，并通过线圈34流向电源36的阻极侧。至此，以正向流动偏置电流的二极管30变成在高频时为低阻抗状态和二极管开关处在接通状态。于是，输入到端P1的接收信号SRX不从端P2输出。
而且，如果开关38置于断开状态，偏置电流不流入30，而二极管30在高频变成高阻状态，并且二极管开关处于断开状态。于是，接收信号SRX不从端P2输出。
此外，在FET(即场效应三极管)用作高频开关元件的情况中，将使用图6所示的电路。在图6中，FET40起高频开关作用，并且一般使用具有高频特性的GaAs(砷化镓)。
在此连接方式中，在使用FET作为开关器件的情况，外加栅极偏压足够高于FET的夹断电压，FET通过降低在漏源之间的阻抗被控制在接收状态。另一方面，FET通过外加足以低于FET的夹断电压的栅偏压增加在漏源之间的阻抗被控制在断开状态。
电容器41和42隔断直流分量而仅通过高频信号。电阻43-45分别处在高频时的高阻抗，和对FET40提供偏压。当电阻46使FET40置于截止状态，它使栅极电压变为地电位。电容器47和电阻34构成一个滤波器，并可防止高频信号泄漏到电源48，使电路稳定。开关49控制由直流源构成的电源48的供电并转换FET40的通-断。
至此，FET40的漏极和源极的电位通过电阻43和44由电源48偏置到正电压。在这状态，当开关置于接通状态，FET40的栅极电位通过电阻45偏置到正电压，结果，FET40的漏-源变成在高频时的低阻抗状态。于是，输入到端P1的输入信号SRX将从端P2输出。
此外，当开关49置于断开状态，EFT40的栅极电位通过电阻45和46变成地电位，和EFT40处于比夹断电压低的偏置状态。因此，漏-源变成在高频时的高阻状态且FET变为截止状态。于是，输入信号SRX将不能从端P2输出。
如图4所示，在普通的天线转换电路20中，从功率放大器13输出的功率通过隔离器10和天线收发转换开关电路1的带通滤波器2送到天线4。然而，由于具有在频带衰减特性中陡峭的带通滤波器一般用作带通滤波器2，所以插入损耗大，这便导致伴随天线转换电路20的功耗浪费。
然而，在天线转换电路20中，天线收发转换开关电路1是具有在频带衰减特性陡峭的几个滤波器的组合，故它有一个缺陷，即其机械尺寸大。
此外，在天线转换电路20中，在接收操作之时，用于转换天线21和24的开关之一将置于接通状态。然而，如果开关21和24由如图5所示的二极管开关构成，对于流过二极管30的偏流量来说，将增加电流消耗，并且，这就导致功耗的增加。尤其在用电池操作便携式电话的情况，就有缩短空闲操作时间的可能性。
然而，在如图6所示的二极管的情况，当二极管30处于截止状态，阳极和阴极的电位变得都相同，并且，为了增加隔离，最好是对二极管30加反向偏置。然而，为了实现上述方法，通过增加电源电路，例如DC-DC变换器使负电压加到二极管30的阳极的设备，导致电路结构的增加，并且该设备考虑在小型便携式装置中使用是不实际的。
根据上文，本发明的目的是提供一种可用的天线转换电路和一种无线通信系统，与普通的设备相比较，它能够进一步减小插入损耗以及缩小整个的结构。
本发明的上述目的和其它的目的已通过3端环行器部件构成的天线转换电路来实现，3端环行器部件的三端中，第一端接到发射电路，第二端接到第一天线和第三端能够通过第一开关部件、通过把环行器件的第三端接到接收电路的第三开关部件，和能够把第二天线接到接收电路的第三开关部件连接到第一天线。
此外，根据本发明，在第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，二极管元件的阴极侧将分别以直流连接。
而且，根据本发明，在第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，二极管元件的阴极侧分别连接到预置电路的功率源输入端。
此外，根据本发明，在第一、第二和第三开关部件由二极管元件或三极管元件构成的情况，在第一、第二和第三开关部件设置在断开状态时的时候，当驱动发射电路的发射功率放大器时使用的负电压将用作偏置电压。
由于天线转换电路是由3端环行器部件构成的，其中第一端接到发射电路，第二端接到第一天线和第三端能够通过第一开关部件、能够把环行器部件的第三端接到接收电路的第二开关部件和能够把第二天线接到接收电路的第三开关部件连接到终端电阻，第一天线能够用作发射和接收公用，而没有使用具有如以前的大插入损耗的天线收发转换开关电路。
此外，在第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，由于二极管元件的阴极侧分别接在直流(DC)，如果从3个开关部件中的一个通过流过的偏流置于接通状态，断开状态开关部件能够通过所述的偏流置于反向偏置状态。
然而，在第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，由于二极管元件的阴极侧分别接到预置电路的电源输入端，在当开关部件置于接通状态的时候偏置电流不会耗费，而有效地用在预置电路。
此外，在把第一、第二和第三开关部件置于断开状态的情况，由于，当驱动放大发射电路的发射功率放大器时使用的负电压被用作偏置电压，断开状态的开关部件能较深地置于反向偏置状态，这就导致用发射功率减小开关部件失真和能够实现开关部件隔离的改进。
当结合附图阅读下面详细说明时本发明的特征、原理和用途将变得显而易见，在附图中相同的部件用相同的标号或字符表示。
在附图中图1表示天线收发转换开关电路的结构方框图；图2表示天线收发转换开关电路的带通滤波器特性的特性曲线图；图3表示隔离器的结构的接线图；图4表示普通天线转换电路的结构的接线图5是在使用二极管作为高频开关情况的接线图；图6是在使用FET作为高频开关情况的接线图；图7表示根据本发明采用天线转换电路的数字蜂窝式电话的结构的方框图；图8表示根据本发明的第一实施例的天线转换电路的基本结构的接线图；图9表示在使用二极管开关情况下天线转换电路的相关结构的接线图；图10表示在使用负电压源的情况下偏置电路的结构的接线图；和图11表示根据使用FET开关的第二实施例天线转换电路的结构的接线图。
将结合附图描述本发明的优选实施例(1)第一实施例在图7中，50总体址表示应用本发明的数字蜂窝式电话系统，通过时分多址的装置发射和接收信号能够与所需的对方进行通信。
这种数字蜂窝式电话50在应用发射频率1429-1453[MHz]和接收频率1477-1501[MHz]中用大约20msec(毫秒)的周期重复发射和接收，并且除了对固定基台输出数字信号以外，接收从基台发射的数字信号。于是，数字蜂窝式电话50能够通过基台与所需的对方通信。
在此方式中，发射频率和接收频率相距48[MHz]。
在这种数字蜂窝式电话50中，输出到手机51的传声器的话音变换成语音信号并输出到包括传送基带信号处理单元的TX信号处理电路52。在将输入的语音信号变换为数字信号以后，TX信号处理电路52在变换成适于传输隙缝的传输数据时输出到调制器53。
调制器53把这个传输数据解调为π/4相移DQPSK(差分正交移相键控)信号和输出到下面发射单元(TX)54。发射单元54，除了把π/4相移DQPS信号变换为指定的发射频率信号，放大功率并输出到天线转换电路55作为发射信号STX。
公用天线55提供输入到天线4的发射信号STX。于是，数字蜂窝式电话50用固定的通信格式从天线4发射语言信号。
另外，在数字蜂窝式电话50中，从由发射一接收公用天线4接收的高频信号和由分散式天线22接收的高频信号中，具有较高信号强度的高频信号将由天线转换电路55选择并作为接收信号SRX输入到接收单元(RX)56。
频率变换输入接收信号SRX的接收单元56接收预置通信信道的信号。解调器57把由这个接收单元56接收的π/4相移DQPSK信号解调为数字信号，并输出到包括接收基带信号处理单元的RX信号处理电路58。RX信号处理电路58从输入的数字信号中解调语音信号。于是，在数字蜂窝式电话50中，解调的语音信号将从手机51的扬声器输出。
此时，当发射时，天线转换电路55，除了有效地把发射功率发射到天线4之外，高频隔离接收收56，以使接收收56不被发射功率毁坏。然而，当接收时，天线转换电路从由发送-接收公用天线4和分集接收天线22接收的高频信号中选择具有较高信号强度的高频信号并有效地发射到接收单元56。
天线转换电路55由如图8所示的基本电路结构构成。然而，为了简要地说明，首先将应用表示基本结构的接线图描述天线转换电路55。
如图8所示，天线转换电路55包括3个高频开关60-62、环行器63和终端电阻64，环行器63的3端中，一端CTX接到发射单元56(图中未示出)，端CANT接到发射-接收公用天线4，和端CRX通过高频开关62接到终端电阻64。
然而，环行器63的端CRX通过高频开关60接到接收单元56(图中未示出)。而且，分集接收天线22通过高频开关61接到接收单元56。
在天线转换电路55中，当发射时，高频开关60和61放置在断开状态和高频开关62放置在接通状态，并且从发射单元54的功率放大在输出的发射信号将输入到环行器63的端CTX。如图8所示，由于在环行器63中是以顺时针方向发射信号的，发射信号STX将从端CTX送到端CANT。于是，发射信号STX送到发射-接收公用天线4，并发射在空间。
此时，由于环行器63的端CRX通过高频开关62终接在终端电阻64，环行器63起隔离器的作用。也就是，由天线4的失配产生的反射波不返回发射单元54侧，而将消耗在终端电阻64，于是，发射单元54能够防止反射波。
另一方面，当接收信号时，在选择发射-接收公用天线4和接收信号的情况，高频开关61和62都置于断开状态和高频开关60置于接通状态。虽然由天线4接收的发射信号SRX传送到环行器63的端CANT，接收信号SRX送到端CRX，这因为在环行器63中是以顺时针方向发射信号的。于是，发射信号SRX通过高频开关60送到接收单元56。
此外，当接收信号时，在选择分集或接收天线22和接收信号的情况，高频开关61处于接通状态和高频开关60和62置于断开状态。于是，由天线22接收的信号SRX将通过高频开关61送到接收单元56。
因此，在天线转换电路55中，高频开关62设置在环行器63和终端电阻64之间，而高频开关60设置在环行器63和接收单元56之间，并且在将环行器63用作接收信号SRX的隔离元件中，天线4能够用作发射和接收，而没有使用具有大插入损耗和大机械尺寸的天线收发转换开关电路，并由此，与普通装置相比较，除了能减小插入损耗以外，能够简化一般的结构。然而，高频开关61设置在分集式接收天线22和接收单元56之间，并通过控制所述的高频开关61和60的开-关状态，分集接收通过转换天线4和22变成可能的，于是，接收功率能被改进。
这里，以具体形式实现图8所示的公用天线的电路结构将示于图9。在图9中，二极管70-72分别对应于图8中高频开关60-62的部件。与二极管70并联连接的电容器73、插在二极管70和环行器63之间的电容器74、与二极管71并联连接的电容器75、插在二极管71和分集式接收天线22之间的电容器76、接到二极管71的阴极侧的电容器77、与二极管72并联连接的电容器78和插在二极管72和环行器63之间的电容器79都是用作隔直流分量的电容器。
然而，接到二极管70的阳极侧的线圈80、接到二极管71的阳极侧的线圈81、接到二极管72的阳极侧的线圈82、和接到二极管71的阴极侧的线圈92分别是用于对二极管70、71和72提供偏流的扼流圈。
此外，接到线圈81-82的一端的电容器83-85和接到线圈92的一端的电容器93和86是用于去耦的电容器，以防止高频信号通过控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT泄漏到功率源，并使电路稳定。
此外，与二极管70-72并联连接的线圈87-89是分别用于改进二级管70-72的隔离的线圈。就此而论，用于改进隔离的线圈已披露在日本专利号6-291696公报中，并且它能按如下简要说明。通过高频开关部件(在这种情况二极管70-72)与线圈并联连接，通过高频开关部件的电容分量和线圈的电感分量产生并联谐振，于是当高频开关部件处于断开状态时能改进隔离。
串联接到二极管72的阴极侧的电阻90是环行器63的终端电阻90，并且在发射时候，由于天线4的失配产生的反射波将这个电阻90消耗。而且，接到这个电阻90的电阻91是用于电流控制流过二极管70-72的偏流的电阻。
此时，为了控制二极管开关(70-72)的开-关状态，控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT提供在天线转换电路55，并且通过控制送到这些控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT的电压，就能控制二极管开关的开-关状态。
特别是，在发射的时候，如果正电压加到控制端CTRLT和例如0[V]电压加到控制端CTRLR和CTRLD，偏流流在二极管72中，并且使它变成导通状态，同时二极管70和71变成截止状态，这因为偏流不流过二极管70和71。于是，从发射单元54输出的发射信号STX通过环行器63送到天线4，并发射在空间。由于天线4的失配产生的反射波通过环行器63流在电阻90中，并被变换成热而消耗(即环行器63起隔离器的作用)。此时，因为二极管70和71处于截止状态，所以发射单元56(图中未示出)在高频截止，于是，发射信号STX就能防止流到发射单元56。
另一方面，在接收的时候，在选择反射-接收公用天线和接收信号的情况，正电压加到控制端CTRLR，和例如0[V]电压加到控制端CTRLD和CTRLT。利用这个方案，二极管70因偏流流过处于导通状态，而二极管71和72因没有偏流流过处于截止状态。于是，将选择由天线4接收的高频信号，并送到接收单元56作为接收信号SRX。
此外，在接收的时候，在选择分集式接收天线4和接收信号的情况，正电压加到控制端CTRLD，和例如0[V]电压加到控制端CTRLR和CTRLT。利用这个方案，由于偏流流过二极管70，则它变成导通状态，和由于没有电流流过二极管70和72，它们就变成截止状态。于是，由天线22接收的高频信号被选择并作为接收信号SRX送到接收单元。
而且，在天线转换电路55中，在发射的时候，除了功率放大器的发射单元54通过使环行器63起隔离器作用能够防止反射波，发射功率能用低损耗送到发送-接收公用天线4，这因为没有通过如过去的天线收发转换开关电路。然而，在天线转换电路55中，在发射的时候，由于接收单元56通过二极管开关(70、71)置于截止状态而高频截止，则就能防止发射信号STX泄漏到接收单元56，并能有效地防止由发射信号STX毁坏接收单元。此外，在天线转换电路55中，当接收信号时，通过通-断控制二极管开关(70、71)，由发射-接收公用天线4和分集式接收天线22接收的需要波通被选择，并用低损耗送到接收单元56。
假设控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT用例如0[V]和+5[V]电压来控制，和用于使二极管(70-72)置于导通状态需要的偏流大约为1[mA]以及二极管(70-72)的正向电压Vf为0.8[V]，在发射的时候，由于控制端CTRT的电压是+5[V]、二极管72的阴极变成+4.2[V]。由于端电阻(90)是高频电路的特性阻抗，一般大约为50[Ω]，并在偏流为1[mA]，由于在终端电阻的电压降几乎能忽略(即电阻91大约为4.2[KΩ])，在用于电流控制的电阻91产生大约为4.2[V]。
然而，由于电流控制的电阻91接到两个其它二极管70和71的阴极侧，这些二极管70和71变成大约为4.2[V]的反向偏置状态。在这种情况，大约0[V]电压施加到所述二极管70和71的阳极，以使二极管70和71置于截止状态。如上所述，如果大约+4.2[V]电压施加到阴极侧，二极管70和71变成大约4.2[V]的反向偏置状态。因此，由于二极管70和71变成反向偏置状态，所述的二极管70和71能被防止随着当发射功率为大时的发射功率而变为导通状态，并能改进二极管(70、71)的分隔离。
关于改进隔离的作用，同样应用到当选择天线4时和当选择天线22和接收信号时的情况。
因此，在天线转换电路55中，由于二极管70-72的阴极侧以DC连接，三个二极管70.72中，一个二极管置于导通状态和剩余的两个二极管自动变成反向偏置状态，于是二极管开关(70-72)的隔离能被改进。
这里，用于通过每个控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT使偏流加到二极管70-71的偏流将参照图10在下文中予以描述。
在借助于电池操作可携型装置的情况，一般使用具有高效率的GaAs(砷化镓)FET。通常，因为这种FET的夹断电压是负的，负电压是栅偏压所需要的。
在本实施例的情况，如图10所示，通常，GaAs FET101用于发射侧的功率放大器100中，和负电压源107提供去驱动这个FET101。
该功率放大器100具有4个端输入(P1)、输出(Po)、漏源(PD)和栅偏置(PG)，栅偏置端(PG)连接到负电压源107的输出端，以便提供负电压。就此而论，一般例如DC-DC变换器电路用作负电压源，和例如5[V]电压是根据从功率源108输出的+6[V]电压产生的，并将被输出。然而，负电压源107能够在不发射的时候停止操作，于是就能减小电流的消耗。
这负电压源107的输出端还分别接到开关109-111的一个端。开关109-111的其它端都分别接到+5[V]的电压。于是，开关109-111既能选择-5[V]又能选择+5[V]。这里选择的电压将作为控制二极管70-72的开-关状态的电压分别送到所述的控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT。
特别是，在二极管70-72置于导通状态的情况，+5[V]将被提供作为偏置电压，当在二极管70-72置于截止状态的情况，-5[V]将提供作为反向偏置电压。
然而，为了使负电压源107停止其工作和当不发射的时候输出0[V]电压，实际上，二极管70-72当发射时用+5[V]和-5[V]控制开关，和当不发射时，例如空闲工作时是用+5[V]和0[V]控制开关的。
而且，在天线转换电路55中，通过正用在发射侧的功率放大器的负电压用作偏置电压，反向偏置电压当发射时增加，并且在截止状态的二极管能处在较深的反向偏置状态。于是，当发射时，如果二极管处于截止状态并置于较深的反向偏置状态，当发射功率大时就能减小在截止状态的二极管的失真，并且除了能控制不需要的杂散发射以外，能增加在截止状态的二极管的隔离和能防止接收单元的毁坏。
根据上述结构，在天线转换电路55中，在发射的时候，在图9中所示的二极管开关(72)，置于接通状态和二极管开关(70，71)置于断开状态。于是，从发射单元54的功率放大器输出的发射信号STX将通过环行器63送到发射-接收公用天线4，并发射在空间。此时，由于环行器63的端CRX通过二极管开关(72)接到终端电阻90，环行器63起隔离器的作用。
另一方面，在接收的时候，在选择发射-接收公用天线4和接收信号的情况，在天线转换电路55中，二极管开关(70)置于接通状态和二极管开关(71、72)置于断开状态。于是由天4接收的接收信号SRX将由环行器63和二极管开关(70)送到接收单元56；即，环行器63当发送时和当接收时类似于普通的天线收发转换开关电路转换天线的连接路由。
然而，在选择分集式接收天线22和接收信号的情况，在公用天线55中，二极管开关(71)置于接通状态和二极管开关(70、72)置于断开状态。于是，由天线22接收的接收信号SRX将由二极管开关(71)送到接收单元56。
因此，在天线转换电路55中，由于起隔离器作用的环行器63用作用于转换天线4的连接路由的部件，这就不再需要去使用具有大插入损耗的普通天线收发转换开关电路和整体结构，对于不使用天线收发转换开关电路的部件来说，就能变成较小尺寸。
此外，在该实施例的情况，由于二极管开关(70-72)的阴极侧分别连接DC，如果3个二极管开关(70-72)中的一个开关置于断开状态，反向偏置电压就能加到在断开状态的其它二极管开关。于是，在断开状态的二极管就变成反向偏置状态，并能改进二极管开关的隔离。
此外，在该实施例的情况，如图10所示的，由于从正用在发射单元54的功率放大器100中的负电压源107得到的负电压用作二极管开关(70-72)的偏置电压，当发射信号时，在断开状态的二极管开关能被置于较深的反向偏置状态，并且除了能减小二极管开关的失真外，能改进二极管开关的隔离。
而且，根据上述结构，由于天线转换电路55由3端环行器63构成，3端中一端CTX接到发射单元54侧，端CANT接到发射-接收公用天线(4)，和端CRX通过二极管开关72能接到终端电阻90；二极管开关70能把环行器63的端CRX连接到接收单元56侧和二极管开关71能把分集式接收天线22连接到接收单元56，与普通装置相比较，能够缩小整个结构和能减小插入损耗。(2)第二实施例在图11中，其中图9对应的部件都用相同的标号，120一般表示根据第二实施例的天线转换电路，其中FET放置在第一实施例的二极管70-72的位置。
在图11中，FET121-123分别对应于图8的高频开关60-62的部件。并且，插在FET121和环行器63之间的电容器124、插在FET122和分集式接收天线22之间的电容器125、括在FET122和接收单元侧之间的电容器126、和连接到FET123的源侧的电容器127都用作隔直流分量的电容器。
此外，接在FET121的漏到源之间的线圈128、接在FET122的漏到源之间的线圈129、和接在FET123的漏到源之间的线圈130都是用于改进FET121-123的隔离度的线圈。特别是，当FET121-123处于截止状态时，这些线圈128-130以第一实施例相同的方法通过与FET121-123的电容分量并联谐振，就起到改进隔离的作用。
然而，接到FET121-123的栅极的电阻131-133防止通过控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT传送的高频信号泄漏到源，并使电路稳定。此时，高阻电阻用作这些电阻131-133。
接到FET123的源侧的电阻134是环行器63的终端电阻，和在发射的时候，由于天线4的失配产生的反射波将由这个电阻134消耗。电阻135是工作电阻，以偏置FET121-123的漏极和源极到+5[V]。
就此而论，如将偏置电压加到控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT的偏置电路，图10所示的偏置电路按第一实施例使用。
根据上述结构，在发射的时候，以与第一实施例相同的方法，天线转换电路120把例如+5[V]加到控制端CTRLT，使FET开关123置于接通状态，和把负电压加到控制端CTRLR和CTRLD，使FET开关(121、122)置于断开状态。于是，发射信号STX经过环行器63的端CRX通过FET开关(123)接到终端电阻134，环行器63就起到隔离器的作用。
另一方面，当接收时，在选择发射-接收公用天线4和接收信号的情况，在天线转换电路120中，以与第一实施例相同的方法，例如把+5[V]加到控制端CTRLR，FET开关(121)置于接通状态，和把0[V]加到控制端CTRLD和CTRLT，FET开关(122，123)置于断开状态。于是，由天线4接收的接收信号SRX由环行器63和FET开关(121)送到接收单元56。
此外，在选择分集式接收天线22和接收信号的情况，在公用天线120中，通过例如把+5[V]加到控制端CTRLD，FET开关(122)置于接通状态和通过把0[V]加到控制端CTRLR和CTRLT，FET开关(121、123)按第一实施例置于断开状态。于是，由天线22接收的接收信号SRX将通过开关(122)送到接收单元56。
因此，在这个实施例的情况，由于起隔离器作用的环行器63用作转换天线4的连接路由的部件，这就不再需要去使用如以前的具有大插入损耗的天线收发转换开关电路，并由此还能减小插入损耗，并对于不使用天线收发转换开关电路的部件，就能缩小整个结构。
此外，在这个实施例的情况，由于FET121-123是功率激励元件，恰好足以把电压加到控制端CTRLR、CTRLD和CTRLT并且几乎没有消耗电流。因此，在本实施例的天线转换电路120中，与第一实施例的天线转换电路55相比较，还能够减小电流的消耗。
根据上述结构，由于天线转换电路120由3端环行器63构成，3端中，端CTX接到发射单元54，端CANT接到发射-接收公用天线4和端CRX能通过FET开关123接到终端电阻134；FET开关能把环行器63的端CRX接到接收单元56侧，和FET开关122能把分集式接收天线22接到接收单元56侧，与过去相比较，除了能够缩小整个结构以外，还能减小插入损耗。因此，通过利用FET121-123作为高频开关部件，能够减小电流的消耗。(3)其它实施例此外，在第一实施例中，通过电阻91消耗流到二极管70、71或72的偏流。然而，本发明不仅局限于此，而如果电阻91置于预置电路的位置，和偏置电路应直流连接到预置电路的功率源端(即，如果二极管70、71和72的阴极侧都接到预置电路的功率源输入端)，偏流不应被消耗而能够有效地利用。
上述的问题将在下文中更详细地予以描述。在天线转换电路55中，在当发射时或接收信号的任一情况，二极管70-72之一变成导通状态。于是，在大约1[mA]的电流流入用于电流控制的电阻91和大约4.2[V]的电压产生在二个端。尤其是，大约4.2[mW]功率被这个电阻91消耗。于是，用其它预置电路代替这个电阻，被电阻91消耗的功率就能有效地利用。尤其，如果它能用作接收单元的电源的部件，例如接收中频放大器，在用电池操作的可携式设备的情况，就能减小电流消耗，于是，使电池耐久性和空闲工作时间能被延长。
此外，在以上所述的实施例中，天线转换电路55，120用在数字蜂窝式电话50中。然而，本发明不仅局限于此，但是，如果天线转换电路55，120是应用到其它无线通信设备，例如便携式电话，能够得到与上述实施例相同的效果。无论如何，本发明能够广泛地应用到无线通信设备，假如，它装有用于发射-接收公共使用的第一天线和用于分集接收的第二天线，并且当发射信号时用第一天线发射和当接收信号时用第一和第二天线分集接收。
尽管已参照本发明的优选实施例进行了描述，但本领域的普通技术人员明白，可以进行各种变化和修改，在附加权利要求中所复盖所有的各种变化和修改都落在本发明的真实精神和范围内。
权利要求
1.一种用于具有第一和第二天线的无线通信系统的天线转换电路，这两个天线中，第一天线用于发射和接收，和第二天线用于分集接收，包括3端环行器部件，其第一端接到所述的无线通信系统的发射电路，第二端接到第一天线，和第三端能通过第一开关部件接到终端电阻；第二开关部件，能够把所述的环行器部件的第三端接到所述的无线通信系统的接收电路；和第三开关部件，能够把所述的第二天线接到所述的接收电路。
2.根据权利要求1的天线转换电路，其中所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件或晶体三极管元件构成。
3.根据权利要求2的天线转换电路，其中在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，二极管元件的阴极侧分别接在直流。
4.根据权利要求2的天线转换电路，其中，在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，二极管元件的阴极侧分别接到预置电路的功率源输入端。
5.根据权利要求2的天线转换电路，其中在把第一、第二或第三开关部件设置在断开状态的情况下，在激励所述的发射电路的发射功率放大器的情况使用的负电压将被用作偏置电压。
6.根据权利要求2的天线转换电路，其中，在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，除了把二极管部件的阴极侧分别接在DC以外，所述的二极管元件的阴极侧还分别接到预置电路的功率源输入端。
7.根据权利要求2的天线转换电路，其中，在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，除了把二极管元件的阴极侧接在DC以外，在激励所述的发射电路的发射功率放大器情况使用的负电压将在把二极管元件设置在截止状态的情况用作负电压。
8.根据权利要求2的天线转换电路，其中在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，除了把二极管元件的阴极侧分别接到预置电路的功率源输入端以外，在激励所述的发射电路的发射功率放大器的情况使用的负电压将在把二极管元件置于截止状态的情况用作偏置电压。
9.具有第一和第二天线的无线通信系统，两个天线中，第一天线用于发射和接收和第二天线用于分集接收，和天线转换电路用于第一和第二天线，该系统包括3端环行器部件，其第一端接到所述的无线通信系统的发射电路，第二端接到第一天线和第三端通过第一开关部件能够接到终端电阻；第二开关部件，能够把所述的环行器部件的第三端接到所述的无线通信系统的接收电路；和第三开关部件，能够把所述的第二天线接到所述的接收电路。
10.根据权利要求9的无线通信系统，其中所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件或三极管元件构成。
11.根据权利要求9的无线通信系统，其中在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，二极管元件的阴极侧分别接在DC。
12.根据权利要求9的无线通信系统，其中在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，二极管元件的阴极侧分别接到预置电路的功率源输入端。
13.根据权利要求9的无线通信系统，其中在把第一、第二或第三开关元件置于断开状态的情况，在激励所述的发射电路的发射功率放大器的情况使用的负电压将用作偏置电压。
14.根据权利要求9的无线通信系统，其中在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，除了把二极管元件的阴极侧分别接在DC，所述的二极管元件的阴极侧分别接到预置电路的功率源输入端。
15.根据权利要求9的无线通信系统，其中在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，除了把二极管元件的阴极侧分别接在DC，在激励发射电路的所述发射功率放大器的情况使用的负电压将在二极管元件置于截止状态的情况用作偏置电压。
16.根据权利要求9的无线通信系统，其中在所述的第一、第二和第三开关部件由二极管元件构成的情况，除了把二极管元件的阴极侧分别接到预置电路的功率源输入端，在激励所述的发射电路的发射功率放大器的情况使用的负电压将在二极管元件置在截止状态的情况用作偏置电压。
全文摘要
天线转换电路(55)由具有3端的环行器部件(63)构成，在3端中，第一端(CTX)接到发射电路、第二端(CANT)接到第一天线(4)，和第三端(CRX)通过第一开关部件(62)能接到终端电阻(64)；第二开关部件(60)能把环行器部件的第三端接到接收电路；和第三开关部件(61)能把第二天线(22)接到接收电路，由此，就不再需要去使用具有大插入损耗的天线收发转换开关电路，并且，除了能缩小整个结构以外，能够减小插入损耗。
文档编号H04B1/44GK1147706SQ96110399
公开日1997年4月16日 申请日期1996年5月30日 优先权日1995年5月30日
发明者北久保和人 申请人:索尼公司