Tdm/tdma接收机中使用的自适应滤波器的制作方法

文档序号:7570672阅读:306来源:国知局
专利名称:Tdm/tdma接收机中使用的自适应滤波器的制作方法
技术领域
本发明涉及在固定长度时帧范围内的预定时隙中发送数字数据消息的接收机的解调器。
众多的均衡器自适应(即自适应数字滤波)方法已经被开发和广泛使用。报道得最广泛的方法是称作最小均方(LMS)和递归最小均方(RLS)的算法。这两种算法之间基本的差别在于用于调整滤波器系数的误差最小化判定准则不一样。意如其名,LMS是将误差的统计期望值(平均值)最小化,并且理论上在经过无数次迭代后,才收敛于一最佳值。相反,RLS是使给定的操作参数集合的即时误差最小化,并且具有只由要处理的数据确定的收敛特性。这两种类型的方法的出现可归因于它们相对的优点和不足LMS的收敛相对较慢,使得在跟踪中速到快速信道变化时的性能较差,但是实现的成本低。
RLS的收敛快,具有较好的跟踪特性,但是其计算代价高且易于不稳定。
这些年,试图降低必要的计算量的“快”的和折衷的基本RLS算法的变种已经开发出来,但是,这些算法的计算密集度还是要比LMS多5到10倍。有关LMS、RLS和一般地自适应的技术在普林梯斯·霍尔(PrenticeHall)1991年出版的西蒙·海肯(Simon Haykin)著的第二版的“自适应滤波器原理(Adaptive fieter Theory)”一书中有详细描述。
TDM/TDMA(时分复用/时分多址)网络中用自适应滤波器(均衡器)来补偿多路径干扰。信号会从建筑物、小山和高侧面交通工具上反射,因此在发射机和接收机之间会经过不同路径。如阿尔泰克·豪斯(Artech House)公司1993年出版的由巴尔士顿(DM Balston)和麦卡里奥(RCV Macario)编辑的“蜂窝无线电系统(Cellular Radio Systems)”一书第167页及后续部分中讨论的,通过估算传输介质的信号传输特性(例如,通过确定冲激响应)然后对接收的信号进行处理从而进行补偿来执行均衡。已知有多种方法用于估算传输路径的传输函数,这些方法中的大部分方法取决于接收预期的数据序列。这是一个作为数据包的一部分被发送的训练序列。接收机检测该序列,由于得知该序列旨在代表什么样的二进制码元模式(1,0等),即码元,所以能够估算最可能生成该接收信号的传输函数和补偿多路径失真所必要的滤波器(均衡器)系数。
在已知的移动的TDM/TDMA网络中,即那些具有移动用户的网络中,帧到帧的传播延迟可以不同到在每一新接收的数据包解调之前需要完全重新训练均衡器的程度。不幸的是,这意味着必须以高的计算代价使用RLS算法,或必须把大量的训练码元插入各数据包中以便能够重新训练因而送出较少的其他数据。
本发明在应当参照的权利要求书中被限定。其优先的特征将在从属权利要求中描述。
在本发明的第一方面,最好提供一用于TDM/TDMA接收机单元的解调器,该解调器包括自适应滤波器装置,用于在一帧的每个时隙中接收的每个数据包上执行操作以确定数字比特值并使滤波器系数自适应,其中,对时隙中的数据包进行滤波时的滤波器系数值用作对下一帧的相应时隙中的下一个接收的数据包进行自适应滤波时的初始值。在相应时隙之间的时段中,滤波器系数最好存储在存储器中以备再次使用。
解调器最好包括相关装置,用于执行接收的和期望的同步数据之间的复数相关操作以确定在接收的数据包中的预定码元处的载波相位。“复数相关”的意思是使包括实部和虚部值的数据相关。
这种解调器具体可应用于具有基站和基本上具有固定位置的用户单元的TDM/TDMA网络中。虽然由于多路径传播有可能发生衰减,但是与传输帧速率相比这种作用产生的变化只是缓慢的。优先的解调器通过再次使用先前帧的自适应的滤波器系数把预期的多路径传播的缓慢的变化特性考虑在内。所以,训练序列的长度可以大幅度地减少,从而提供更大比例的用户数据的可用带宽。
在包括本发明的解调器的优先TDM/TDMA网络中,虽然序列短,但数据包仍旧包括适合训练的数据序列。该优先解调器接收预期的序列以确定载波相位和数据包定时,但是不一定用于训练自适应滤波器系数。
按照本发明的优先解调器其好处是降低了必要的训练数据的量,因此使用户数据可获得的带宽为最大并避免了使用RLS自适应算法。所以,该优先的解调器可以是一种简单的结构并具有低功率损耗。另外,通过使用前一帧的相应数据包的滤波器系数作为开始点,可以使用一种缓慢收敛的并且能简单实现的滤波器系数自适应的方法。
本发明还涉及一种对一帧的每个实现中的每个接收的数据包进行自适应滤波以确定数字比特值并使滤波器系数自适应的方法,其中,对时隙中的数据包进行滤波时的滤波器系数值用作对下帧的相应时隙中的下一个接收的数据包进行自适应滤波时的初始值。
本发明的第二方面提供一最好包括相关器的解调器,该相关器用于执行接收的和预期的同步数据之间的复数相关操作以确定在接收的数据包中的预定码元处的载波相位。其好处是提高了计算效率和相位捕获速度。本发明还涉及在解调器中确定载波相位的相应方法。
以下将参照附图描述本发明实施例。


图1为包括基站(BTE-基本终端设备)和用户单元(NTE-网络终端设备)的系统的示意图;图2为双向链接的帧结构和时序的示例图;图3为从一基站向一用户单元(即下行链路)发送不同类型的数据包的示意图;图4为表示一用户单元的解调器的码元处理器的框图;图5为图4中所示的相关器的框图;图6为图4中所示的旋转器和自动增益控制器(AGC)的框图;图7为根据π/4-差分四相移键控调制方案的均衡器输出量化图;基本系统如图1所示,优选系统是电话系统的一部分,其中从交换机到用户的本地有线环路已经由固定基站(BTE)和固定用户单元(NTE)之间的全双工无线链路代替。该优选系统包括用于实现必要协议的双工无线链路(空中接口)、发送机和接收机。在优选系统和如本领域公知的GSM(全球移动通信的系统-global system for mobile communication)的数字蜂窝移动电话系统之间存在许多相似处。这种优选系统使用一种基于分层模式的协议,具体涉及以下各层物理层(PHY-Physical)、中间接入控制层(MAC-Medium Access Control)、数据链路控制层(DLC-DataLink Control)、网络层(NWK-Network)。
与GSM的一个不同处是,在优选系统中,各用户单元位于固定位置处,并且不需要越区切换安排或其他涉及移动的特性。这意味着,举例说,在优选系统中可以使用定向天线和交流电。
在优选系统中的每个基站具有在从整个频率分配中挑选的12个频率上的六个双工无线链路,以使邻近基站之间的干扰为最小。双工链路的帧结构和时序如图2中所示。每个双工无线链路包括一从用户单元到基站的上行链路以及距离一个频率偏置值的从基站到用户单元的下行链路。各下行链路是TDM,各上行链路是TDMA。所有链路的调制都是采用π/4-DQPSK,并且所有链路的基本帧结构都是每个2560比特的帧含有10个时隙,即每个时隙256比特。比特率是每秒512千比特。下行链路被连续发送并包括发送必要系统信息的广播信道。当没有用户信息被发送时,该下行链路的发送继续使用基本帧和时隙结构,并包括一恰当的填充模式。
对于上行链路和下行链路的发送,都存在两种类型的时隙在呼叫建立以后使用的普通时隙和在呼叫期间使用的导频时隙。
每个下行链路的普通时隙包括24比特的同步信息,其后跟随包括8比特首标的24比特指定的S字段,其后跟随160比特的指定的D字段。其后跟随24比特的纠错码和8比特的尾码,其后跟随12比特的广播信道。在一帧的每个时隙中,该广播信道包括一起构成由基站发送的下行链路公用信令信道的多个段,包含包括如时隙一览表、复帧和超帧信息之类的链路信息、无连接的消息和系统操作的其他基本信息在内的控制消息。
在呼叫建立期间,只具有短的S字段而没有D字段信息的每个下行链路的导频时隙包括频率校正数据和接收机初始化用的训练序列。
上行链路时隙基本包括两种类型的数据包。第一种类型的数据包,称作导频数据包,在连接建立之前使用,用于例如ALOHA(随机接入)呼叫请求,以允许自适应时间校准。另一种类型的数据包,称作普通数据包,用于在呼叫已经建立以后,普通数据包由于使用自适应时间校准从而比导频数据包大。
每个上行链路普通数据包包含244比特的数据包,其前面和后面都有4个比特持续时间的斜坡(ramp)。这些斜坡和256比特时隙所剩余的比特提供一保护带(guand gap),以防止由于定时误差而造成的来自相邻时隙的干扰。每个用户单元调整其时隙发送的时刻以补偿信号到达基站占用的时间。每个上行链路普通数据包包括24比特的同步数据、其后跟随着一个与每个下行链路普通时隙相同比特数的S字段和D字段。
每个上行导频时隙包含一个长度为192比特的导频数据包,该数据包前面和后面都跟随有定义一个60比特的扩展保护带的4比特斜坡。因为没有定时信息可以获得,所以需要大一些的保护带,若没有该保护带,则传播延迟会导致相邻时隙的干扰。该导频数据包包括64比特的同步信息,其后跟随以8比特首标开始的、和以16比特的循环冗余检验、2比特的保留位、14比特的纠错码和8比特的尾码结尾的104比特的S字段。不存在D字段。
在上述的数据包中的S字段能够用于两种类型的信令。第一种类型是MAC信令(MS),用于基站的MAC层和用户单元的MAC层之间的信令,因此定时是重要的。第二种类型称作伴随信令,该信令可快可慢,是在DLC或NWK层中的基站和用户单元之间使用的信令。D字段是最大的数据段,并且在普通电话的情况下包含数字化的语音采样值,但也可以包含非语音的数据采样值。
在优选系统中,为采用询问响应协议(challenge nesponse protocal)的用户单元的鉴权(authentication)提供了措施。通常,通过将语音或数据与由密钥流产生器生成的同发送的超帧号数同步的不能预测的密码比特序列混合来产生密码文本。
另外,对发送的信号加扰以去除直流分量。
用户单元解调器参与沿基站到用户方向(下行链路)发送的数据的物理接收。
目前,存在三种类型的下行链路数据包,其中的两种数据包如图3所示。从解调角度看,除了DOWN-P-DATA数据字段被一固定的填充模式代替之外,第三种数据包类型(空闲数据包)与所示的导频数据包相同。
用户单元解调器以下功能是由称为码元处理器的用户单元解调器装置子单元执行的功能同步相关(同步检测、时隙的定时恢复、初始载波相位恢复),数字AGC(自动增益控制),均衡,载波相位跟踪,和削波(码元确定)。
码元处理器是作为基本(非均衡)相干接收器、线性均衡器或判决反馈均衡器(DFE)之一来进行操作的。对于任意一个具体用户单元而言,哪一种最佳要由射频传播线路的特性确定。对于多路径效应不显著的场合,很可能基本接收器的工作效能最好;在存在多路径干扰但干扰不严重的情况下,线性均衡器将提供较好的工作性能;DFE具有穿过严重的色散信道的潜能。
码元处理图4所示的信号流程图为码元处理器执行的功能,其中双边箭头表示的路径为复数数据。
来自用户接收机的射频(RF)部分(未示出)的输出信号被数字化并在基带以复数采样值的序列传送到码元处理器。这些采样值被缓冲以进行非实时处理。该解调(输出)的、根据操作模式可以是普通数据包或导频数据包或广播数据段的比特序列被传送到用于去格式化和比特电平协议处理的分离电路。
除了以输入采样速率进行操作的相关器2之外,所有的处理都是以码元速率重复进行。定时的安排使得捕获到的数据包中接收的时隙同步序列落入由相关器2使用的输入缓冲器的预定区域内。
复数相关在相关器2中,用已存储的预期同步序列(时隙同步或帧同步)进行复数相关以生成瞬时载波相位和信号电平(增益)的估算值,该估算值在以后的步骤中用于对输入数据采样值定标(scale)和相位校准(如旋转)。旋转由旋转器3执行以建立在同步序列中间位置的且具有由存储的同步模式定义的零度参考值的载波相位。定标是由自动增益控制(ACC)电路1的操作实现的。
该预期的同步序列(时隙1-9中的时隙同步,时隙0中的帧同步)各被存储为N个采样点的两个序列,其中一个序列是实部分量-如图5所示的ReY[n],另一个序列是虚部分量—如图5所示的ImY[n]。序列Y[n]表示对用二进制时隙同步或帧同步序列进行π/4-DQPSK调制的并通过匹配的接收滤波器滤波的基带载波信号进行最佳采样而生成的预期星座点。
该存储的序列Y[n]或被存储为硬件常量,或最好被编程到静态寄存器16中。
相关器2以每个码元处理一个采样值的方式处理来自移位寄存器18的数据,该移位寄存器18分别保持时隙缓冲器(未示出)的输入数据X[n]的实部ReX[n]和虚部ImX[n]。静态寄存器16保持预期值Y[n]。移位寄存器18每输入一个采样值更新一次,并且有效地保持同步窗口的抽取序列(见后),例如每个码元两个采样点的情况下,采样1、3、5、7。
如图5所示,该相关器包括两个主要的功能块。一个功能块20执行输入数据的实部分量ReX[n]的分量相加运算。另一个功能块22执行输入数据的虚部分量ImX[n]的分量相加运算。分别来自分量相加电路20、22的实部和虚部输出信号24、26分别在加法器28、30中合成以提供离散的互相关函数Rxy[n]的实部和虚部分量ReRxy和ImRxy。
已知该接收的同步序列占据接收数据包的时隙缓冲器的一特定区域。在时隙缓冲器的整个限定的区域(同步窗口)中执行互相关,已知该限定区域包含输入的同步模式。对于相关函数的每个元素,输出功率通过平方器32、34中的平方运算和加法器36中的加法运算进行估算。当预期的序列Y〔n〕和输入的已抽取同步序列在时间上一致时,峰值检测器38检测到功率峰值。然后,该检测器输出与输入载波相位无关的峰值信号Rxy(峰顶)。该峰值功率值Rxy(峰顶)的倒数被确定,并作为定标系数输出到图6所示的AGC电路1。当检测到峰值时,加法器28、30提供作为相位校正信号输送到图6所示的旋转器3的实部和虚部峰值功率分量ReRxy(峰顶)ImRxy(峰顶)。
如图6所示,在旋转器3中,输入数据采样值的实部和虚部分量ReX[n]和ImX[n]分别乘以实部和虚部峰值功率值ReRxy(峰顶)和ImRxy(峰顶)。所得的各实部及虚部乘积相加以给出相位校准输出信号42、44。这些输出信号42、44传输到AGC电路1,用于在它们作为相位和增益已校准的采样值ReX[n]’和ImX[n]’输出之前,通过定标系数进行定标。
解调以最接近同步中点处的采样值开始,相位和增益被校准后的各采样值被输送到执行下述功能的主解调回路码元削波(绝对相位解码);载波跟踪(相位锁定环路);多路径均衡。
该均衡器用四个主要部分实现前馈滤波器4反馈滤波器6量化器8和滤波器自适应机制两个滤波器部件的每一个包括具有抽头权值(即系数)可变的复数抽头延时线(即,有限冲激响应滤波器)。
在每个码元周期只具有一个延时元件/系数的该前馈滤波器4从AGC块1接收输入数据,用当前设置的系数对抽头延时线中保持的采样值卷积,并将其输出传送到锁相环路(PLL)12的旋转器10。
类似地,在每个码元周期只具有一个延时元件/系数的反馈滤波器6,用另一设置的系数对来自量化器8的星座判决进行卷积。前馈和反馈滤波器4、6相结合输出的结果构成均衡器的输出,且这种特定结构的滤波器部件通常被称作判决反馈均衡器(DFE)。
在操作中,在每个码元周期,该均衡器产生馈送到量化器8的一个(均衡过的)输出采样值。然后,量化器8将该输出与表征调制模式的理想星座点集合进行比较以选择在欧几里德意义(Euclidean sense)上最接近的星座点。这个过程在图7中的π/4-DQPSK调制模式中描述,其中,图中所示为作为具有与可能的星座点Y最接近的星座点Y’而被选择的均衡器输出采样值X。
该被选择的星座点Y’构成当前接收码元的量化器8的判决结果,并且照此构成反馈滤波器4的下一个输入采样值。接连不断的量化器8判决结果还被馈送到码元解码电路,在该电路中,这些判决结果被处理恢复为发送的比特序列。
该均衡器的输出X和被选择的星座点Y之间的差别代表当前码元的判决误差Z,该误差Z由系数自适应机制使用以驱使长期误差到零。当前馈和反馈滤波器4、6中的系数已到达足以减轻码元间串扰的值时,就认为该均衡器已实现收敛。
在进行导频数据包(其扩展的训练序列ETS用于在初始时刻训练均衡器)处理之前,用常量(除’主抽头’系数置1外其余置零)进行均衡器系数的初始化。其后,一个时隙中的最后值用作下帧的对应时隙的开始值。
两个滤波器的输出在相位旋转器10的量化器一侧结合,该相位旋转器10由用判决结果控制的锁相环12驱动。削波生成相位误差项,并且通过从最接近的候选星座点减去旋转输出矢量,产生适合均衡器系数更新的码元误差矢量。
该相位误差项传递到修改当前相位估算值的载波跟踪算法以备下一个码元使用。正弦查找表13用于将相位估算值转换为等价的笛卡尔坐标系的值。在每个数据包的开始,或更具体说为了待处理的第一个采样值,将参考相位(它是在载波跟踪算法范围内的状态变量)设定为零,其中该第一个采样值是同步序列中的中部采样值。其后,通过,专用的载波跟踪算法,该参考相位被自适应。
码元误差矢量的两种表示形式是需要的反馈更新用的未处理的误差;前馈更新用的、再引入由锁相环去除的相位偏置的’去旋转后的’误差矢量。去旋转器14执行的去旋转操作是必要的,以在判决误差和前馈滤波器中的采样值之间重新建立相关关系。虽然可以采用任何常规形式的自适应算法,但这里采用称作随机梯度(Stochastic Gradient)的LMS算法来调节各系数。
选择载波跟踪回路和均衡器的自适应特性以确保由锁相环的操作去除载波相位变动(包括频率失调),使均衡器只补偿多路径信道变动。
当完成时隙解调时,均衡器的系数被存储以备下一帧的对应时隙使用。
现在,本发明的操作将涉及到在普通数据包和导频数据包中的处理。处理导频数据包的步骤如下1)对需要的导频数据包数字化并将其捕获到时隙缓冲器中(在优先的解调器中,同步处理和数据包捕获是重叠进行的以减少群延时)。
2)将均衡器系数恢复为上一帧的前一个时隙结尾处的值。(对于第一个导频数据包,用常量数据对系数初始化)3)为整个同步窗口的时隙同步数据(即,时隙0中的帧同步)进行相关。使用相关器的峰值输出来定标和旋转时隙缓冲器的同步区域中的所有采样值。这样,使得输入载波的相位和均衡器的系数一致。
4)使定标和旋转后的输入同步采样值通过解调器/均衡器,根据已知的码元(同步)序列使均衡器系数及本地参考相位自适应。
5)解调同步序列以提供数据包完好性的指示。接收到的有差错的同步序列也可以使用,以便例如禁止均衡器自适应从而防止潜在的恶化。
6)在整个延迟的同步窗口中为扩展的训练序列进行相关。使用峰值相关器输出来定标和旋转时隙缓冲器的ETS和DOWN-P-DATA区域的采样值。这一步使得输入载波的相位和均衡器系数一致。
7)确定离标称同步位置的最大偏差,并且如果需要,再校准解调器时帧以进行补偿。
8)重新设置本地参考相位(到0度),然后使定标和旋转后的ETS采样值通过解调器/均衡器,根据已知的(ETS)序列使均衡器系数和参考相位自适应。这是正常的训练过程。
9)使(定标和旋转后的)DOWN-P-DATA采样值通过解调器/均衡器,根据星座判决使均衡器系数及参考相位自适应。这是典型的由判决结果控制的自适应。该解调的DOWN-P-DATA成分被传送以进行比特电平协议处理。
10)存储均衡器的各个系数,以供在这个载波上的下一个(即,下一帧中的)导频数据包或普通数据包使用。
一旦均衡器成功地根据导频数据包进行了训练,就发生转换到普通数据包接收。普通数据包的接收的优先过程如下所述1)对需要的普通数据包数字化并将其捕获到时隙缓冲器中(在优先的解调器中,同步处理和数据包捕获是重叠进行的以减少群延时)。
2)将均衡器系数恢复为上一帧的前一个时隙结尾处的值。(对于第一个普通数据包,系数是在导频训练期间建立的)。
3)为整个同步窗口的时隙同步数据(即,时隙0中的帧同步)进行相关。使用相关器的峰值输出来定标和旋转时隙缓冲器中的所有采样值。这样,使得输入载波的相位和均衡器的系数一致。
4)使定标和旋转后的输入同步采样值通过解调器/均衡器,根据已知的码元(同步)序列使均衡器系数及本地参考相位自适应。解调同步序列以提供数据包完好性的指示。接收到的有差错的同步序列也可以使用,以便例如禁止均衡器自适应从而防止潜在的恶化。
5)使(定标和旋转后的)DOWN-N-DATA采样通过解调器/均衡器,根据星座判决使均衡器系数及参考相位自适应。这是典型的由判决结果控制的自适应。该解调的DOWN-N-DATA被传送以进行比特电平协议处理。
6)存储均衡器的各个系数,以供在这个载波上的下一个(即,下一帧中的)导频数据包或普通数据包使用。
权利要求
1.一种在固定长度时帧内预定时隙发送数字数据消息的接收机的解调器,该解调器包括自适应滤波器装置,用于在一帧的每个时隙中接收的每个数据包上执行操作以确定数字比特值并使滤波器系数自适应,其中,对时隙中的数据包进行滤波时的滤波器系数值用作对下一帧的相应时隙中的下一个接收的数据包进行自适应滤波时的初始值。
2.如权利要求1所述的在固定长度时帧内预定时隙发送数字数据消息的接收机的解调器,其中在相应时隙之间的时段中,滤波器系数被存储在存储器中以备再次使用。
3.如权利要求2所述的在固定长度时帧内预定时隙发送数字数据消息的接收机的解调器,其中所述解调器包括相关装置,该相关装置用于在接收的和预料的同步数据之间执行复数相关操作以确定在所述接收的数据包中的预定码元处的载波相位。
4.如权利要求3所述的数字数据消息接收机的解调器,其中,所述接收的同步数据因为在所述接收的数据包内的一预定位置或诸预定位置处而在接收时被选出。
5.如权利要求3或4所述的数字数据消息接收机的解调器,其中所述已确定的载波相位用于校准为其他接收数据确定的相位。
6.在固定长度时帧内的预定时隙发送数字数据的接收机,包括一如前面任一权利要求所述的解调器。
7.如权利要求6所述的接收机,其中用户单元接收时分复用(TDM)数据信号。
8.如权利要求7所述的接收机,其中用户单元具有固定的地点。
9.如权利要求6所述的接收机,其中基站接收时分多址(TDMA)数据信号。
10.如权利要求6到9中任一权利要求所述的接收机,用于接收无线发送的数字数据消息。
11.通信装置,包括多个用户单元和一个基站,每个所述用户单元用于接收所述基站发送的由固定长度时帧内的预定时隙中的数据包组成的数字数据消息,所述基站接收所述用户单元发送的由固定长度时帧内的预定时隙中的数据包组成的数字数据消息,所述基站和用户单元各包括一个包括解调器的接收机。所述解调器各包括自适应滤波器装置,该自适应滤波器装置用于对在一帧的每个时隙中的每个接收的数据包进行操作以确定数字比特值并使滤波器系数自适应,其中在对时隙中的数据包滤波时的所述滤波器系数的值用作对下一帧的相应时隙的下一个接收数据包进行自适应滤波时的初始值。
12.一种解调数字数据消息的方法,其中所述数字数据消息是作为固定长度时帧内的时隙中的数据包接收的,所述方法包括对每个接收的数据包进行自适应滤波以确定数字比特值和使滤波器系数自适应,其中对时隙中的数据包滤波时的滤波器系数值用作对下一帧的相应时隙的下一个接收的数据包进行自适应滤波时的初始值。
13.一种在固定长度时帧内的时隙中以数据包形式接收数字数据消息的解调器,包括相关装置,该相关装置用于在接收的和预料的同步数据之间执行复数相关操作以在接收的数据包中的预定码元处确定载波相位。
14.如权利要求13所述的数字数据消息解调器,其中,所述接收的同步数据因为在所述接收的数据包内的一预定位置或诸预定位置处而在接收时被选出。
15.如权利要求13或14所述的数字数据消息解调器,其中,所述接收的数据包存储在存储器中以用于处理。
16.如权利要求13到15中任一权利要求所述的数字数据消息解调器,其中,所述相关装置包括第一装置和第二装置,所述第一装置用于确定接收的同步数据的实部分量乘以相应的预料的同步数据的实部和虚部分量所得乘积值的和;所述第二装置用于确定所述接收的同步数据的虚部分量乘以所述预料的同步数据的相应的实部和虚部分量所得乘积值的和,来自所述第一装置和第二装置的各自的实部和虚部输出信号在合成装置中合成以提供实部和虚部互相关函数分量,所述相关装置包括平方装置,用于提供与所述实部和虚部互相关函数分量分别的平方值成比例的值,和检测峰值功率的检测装置,所述合成装置用于提供在峰值功率出现处的实部和虚部互相关函数分量作为所述载波相位的实部和虚部分量。
17.如权利要求16所述的数字数据消息的解调器,其中,在所述峰值功率出现处的实部和虚部互相关函数分量用于增益控制。
18.如权利要求13到17中任一权利要求所述的数字数据消息解调器,其中,确定为所述载波相位实部和虚部分量的值在接收数据的后续解调过程中用作相位校准信号。
19.一种在固定长度时帧内的时隙中以数据包形式接收数字数据的解调器中确定载波相位的方法,通过在接收的和预料的同步数据之间执行复数相关操作来确定在接收的数据包中的预定码元处的载波相位。
全文摘要
一种在固定长度时帧内的预定时隙中发送数字数据消息的接收机的解调器。包括:一自适应滤波器,用于在每个接收的数据包上执行操作以确定数字比特值并使滤波器系数自适应。对时隙中的数据包进行滤波时的滤波器系数值被用作对下一帧的相应时隙中的下一个接收的数据包进行自适应滤波时的初始值。
文档编号H04B7/26GK1183192SQ9619353
公开日1998年5月27日 申请日期1996年4月19日 优先权日1995年4月28日
发明者保罗·W·拉德金 申请人:艾奥尼卡国际有限公司
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