专利名称：扩展频谱通信系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及移动通信系统和移动终端装置。更详细地说，就是涉及适用于预约式码分多址联接(CDMACode Division Multiple Access)分组通信系统的上行线路的扩展码的同步方式。
CDMA分组通信系统的上行线路的高速同步方式，在菊田篰的「直接扩展阿洛哈通信用解调器的一个构成法」(电子情报通信学会技术研究报告A·P95-10(1995-04)，pp39-46)的论文中已作了介绍。
图17是现有技术例的收发信部分的框图。在移动终端中，发信数据与由PN发生器80发生的扩展码进行乘法运算。扩展过的发信数据经过高频电路404从天线400a发射出去。由PN发生器80发生的扩展码的周期与1个符号相等，以后，将这种扩展码称为短周期码。基地台接收部分接收移动终端的信号。从天线400b接收的信号经过高频电路403后，由匹配滤波器601进行相关处理。为了从匹配滤波器601的输出中提取接收数据，初始同步电路603检测后面所述的分组的前同步信号202，输出同步信号。分组分离电路605以由初始同步电路603输出的同步信号为基准，输出按1个符号周期对匹配滤波器601的输出进行采样的值。从分组分离电路605输出的信号由检波电路607进行解调。
在现有技术例中收发的分组的格式示于图2。如图2(A)所示，分组从开头开始顺序由全“1”构成的前同步信号202a、分割为前同步信号及数据的帧开始定界符203a和信息数据204a构成。并且，如图2(B)、(C)所示，扩展码使用与1个符号周期相等的短周期码。
如上所述，在以前提案的CDMA分组通信系统中，由于同步捕捉所需要的时间限制，扩展码使用短周期码。然而，在CDMA通信系统中使用短周期码时，引起扩展码之间相互干涉，从而将减少可以通话的终端数。因此，希望使用长周期码(其周期为长达多个符号的扩展码)，但是，长周期码存在扩展码的同步捕捉需要一定时间的问题。为了减少同步捕捉所需要的时间，必须使用运算量更多的匹配滤波器，但是，由于电路规模的制约，是不现实的。
本发明的目的旨在通过在CDMA分组通信系统中不扩大硬件规模可以实现在上行线路中的长周期码的高速同步，提供用户容量大的通信系统。
在本发明的CDMA通信系统中，在基地台和移动终端之间的无线通信区间，设置发送上行方向(从移动终端到基地台)和下行方向(从基地台到移动终端)的分组的多个传输信道、表示从移动终端向基地台的传输信道的分配要求发送预约分组的预约信道和表示从基地台对移动终端收发数据的传输信道发送应答分组的应答信道。对于预约、应答和传输的各信道应用CDMA方式的频谱扩展。
具有数据发信要求的移动终端，与预约信道上的基准定时同步地发送预约分组。因为基地台指定各移动终端应使用的传输信道和发送定时，所以由应答信道发送应答分组。各移动终端按照由应答分组指定的传输信道上指定的发送定时进行分组的收发信。
此外，在下行方向(从基地台到移动终端)设置导频信道，发送总是为“0”(或者，总是为“1”)的导频信号。移动终端与导频信号总是保持同步。由于下行方向的应答和传输的各信道的分组与该导频信号同步地发送，所以，移动终端可以按照保持同步的导频信号的定时将应答和下行传输的各信道的信号进行逆扩展处理。
作为所希望的实施形式，对应答、传输和导频的各信道分别分配固有的长周期码(作为扩展码，例如有伪噪音(PNPseudo Noise))，对预约信道分配短周期码。
移动终端以导频信号为基准，构成预约信道和上行传输信道的发送基准定时。与基准定时同步地从移动终端发送的预约分组和上行传输分组到达基地台的定时，由于在各移动终端与基地台间的往返传输通路距离的传输延迟时间，延迟了基地台的基准定时。在基地台，使用对1个符号周期切换系数的匹配滤波器(MF)将按长周期码扩展的信号进行逆扩展处理，所以，由于上述传输延迟而上行传输分组的接收定时和基地台的定时偏离大于1个符号时间时，就不能正常地进行逆扩展处理，从而不能解调信号。
为了解决这一问题，对预约信道分配不必进行切换匹配滤波器的系数的短周期码。基地台利用匹配滤波器识别从多个移动终端以时间相互重叠地发送的多个预约分组的信号，各分组进行位信号的处理，测量总合的各分组的传输延迟时间。利用测量的传输延迟时间，用1个符号精度把上行传输数据分组的接收定时组装，可以高速地进行分配了长周期码的上行传输信道的逆扩展处理。
本发明的实施例1通过根据用预约信道测量的传输延迟时间预测上行传输信道的分组的传输延迟时间，使用以1个符号周期切换传输信道用匹配滤波器的系数实现高速同步。
本发明的实施例2通过应答信道将用预约信道测量的传输延迟时间通知移动终端，移动终端通过根据传输延迟时间修正上行传输分组的发送定时，使用以1个符号周期切换传输信道用匹配滤波器的系数实现高速同步。
此外，实施例1、实施例2的基地台的传输信道接收部分具有分组分离电路和合成电路。利用该结构，分别将通过多路通信电路传输的时间重叠的信号检波后进行合成的RAKE接收，可以提高同步捕捉的概率和信噪比(S/N)。
图1是说明本发明实施例1的动作图。
图2是表示本发明的预约分组的结构图。
图3是表示本发明的传输分组的结构图。
图4是表示本发明的CDMA移动通信系统实施例1的基地台的结构框图。
图5是表示本发明的CDMA移动通信系统实施例1的移动终端的结构框图。
图6是表示基地台的预约信道收信部分的结构图。
图7是表示基地台的传输信道收信部分的结构图。
图8是表示匹配滤波器的结构图。
图9是表示信道收信部分的初始同步电路的结构图。
图10是表示信道收信部分的分组拆包电路的结构图。
图11是分组拆包电路的动作的概念图。
图12是表示预约信道收信部分的传输延迟测量电路的结构图。
图13是说明本发明的实施例2的动作图。
图14是表示本发明的CDMA移动通信系统实施例2的基地台的结构框图。
图15是表示本发明的CDMA移动通信系统实施例2的移动终端的结构框图。
图16是表示本发明的CDMA移动通信系统中基地台的传输信道收信部分的其他结构框图。
图17是表示以前技术的收发信部分的结构图。
实施例1示于图1。图1是说明上行传输分组的收信定时图。在本发明中，分组的发送与预先确定的基准定时同步地进行。基地台按照在下行电路中具有适当周期的PN系列接连不断发送频谱扩展的导频信号。各移动终端通过监视导频信号提取同步信号(基准信号)，与基地台的应答信号和下行传输信号同步。另一方面，由于传输距离的原因，在基地台的帧定时102与移动终端的帧定时103之间发生时间差，所以，基地台接收移动终端发送的预约分组104时，具有与距离对应的传输延迟时间Δt1。
基地台按照由应答分组105指定的时间接收从移动终端发送的上行的传输分组107。这时，使用在预约分组104接收时测量的传输延迟Δt1，从基准106经过Δt1的时间开始接收传输分组107。
预约分组的结构和分配的扩展码示于图2。由于和以前的例子一样，所以说明从略。
传输分组的结构和分配的扩展码示于图3。如图3(A)所示，传输分组从开头开始顺序由全“1”构成的前同步信号202b、将前同步信号与数据分割的帧开始定界符203b和信息数据204b构成。传输分组分配的扩展码示于图3(C)。分配的扩展码的周期与传输分组的周期相等。在这一特征方面，传输分组105与预约分组104大不相同。即，注意传输分组中的1个符号205，它是用与其他1个符号不同的扩展码进行扩展的。
图4是表示应用本发明的CDMA无线通信系统用的基地台的结构例的图。基地台通过网络接口部分422与移动通信网423连接。分组控制部分419从网络接口422接收发送信息421，向各移动终端发送应答信号513或下行传输信号514。此外，分组控制部分419接收上行传输信号515，向网络接口422发送接收信息420。另外，读取接收的预约信道的预约信号516，对具有数据的发送要求的终端制定数据发送的时间表。通过向发送预约信号的移动终端地址发送应答信号，制定时间表。
发信器411产生芯片时钟414。芯片时钟414作为PN发生器(长周期)415等的时钟使用。分频器412将由发信器411产生的芯片时钟414进行分频，产生符号时钟413。分频器412将后面所述的从导频信号用的PN发生器(长周期)415产生的帧时钟408作为复位信号使用。
基地台发送导频信号512、应答信号513、下行传输信号514。这些信号由乘法器与分别由PN发生器415、416、417-1～m产生的相互同步的扩展码(长周期码)分别相乘，由加法器相加求和。被重叠的信号由高频电路403变换为载波频率的信号，经过循环器401从天线400发射出去。另外，导频信号用的P N发生器(长周期)415产生长周期的扩展码的帧时钟408。
由天线400接收的信号经过循环器401输入高频电路402，变换为基带的频谱扩展信号404。基带信号404输入预约信道接收部分405和传输信道接收部分409-1～m。
预约信道接收部分405把从基带信号404中分离出预约信号516输出给分组控制部419，把与各预约分组的传输延迟信息407输出给对应传输信道收信部分409。
传输信道接收部分409从预约信道接收部分405接收传输延迟信息407的输入，预测应接收的传输分组的接收定时。传输信道接收部分409按照预测的接收定时对基带信号404进行解调，输出上行传输信号515。上行传输信号515输入分组控制部419。
图5是表示与图4所示的基地台对应的移动终端的结构示例的图。由天线400接收的信号经过循环器401输入高频电路403，调制为基带的频谱扩展信号。基带的频谱扩展信号通过由乘法器与由各信道的PN发生器415～417产生的PN(长周期码)进行乘法运算，接收逆扩展处理。接收逆扩展处理的信号通过由累加器506累加一定时间，解调为接收数据。应答信号513和下行传输信号514在分组控制部分419中从分组变换为原来的数据，作为接收信息420，传送给用户接口510。用户接口510对接收信息420进行信号处理，并向输入输出装置511输出。
相反，从输入输出装置511向用户接口510输入信息时，用户接口510将发送信息421向分组控制部分419输出。分组控制部419发送将有发送要求的信息向基地台传递的预约信号516。基地台的响应由应答信号513返回。分组控制部分419读取应答信号513，按照从基地台指示的时间表，发送把发送信息421进行分组的上行传输信号515。导频信号512从基地台一直发送，DLL(Delay Lock Loop)控制部分507使用该导频信号保持同步。由DLL控制部507产生的系统时钟506输入给各PN发生器(在图5中，只示出了向PN发生器415的输入)。系统时钟506与基地台的芯片时钟相等，据此，基地台和移动终端同步地动作。用于将导频信号进行逆扩展处理的PN发生器(长周期码)415产生长周期码的周期的帧时钟509。为了获得PN发生器(长周期)416、417、504、505的同步，帧时钟509输入在各PN发生器的复位端。上行传输信号515由乘法器与PN发生器504产生的扩展码(长周期码)进行乘法运算，从而进行频谱扩展处理。预约信号516由乘法器与PN发生器505产生的扩展码(短周期码)进行乘法运算，从而进行频谱扩展处理。经过频谱扩展处理的上行传输信号和预约信号由加法器相加求和，通过高频电路404和循环器401从天线400发射出去。
预约信道接收部分405的结构示于图6。预约信道接收部分405对输入的基带信号404进行逆扩展处理，输出预约信号406-1～m。另外，对于重叠的预约分组测量传输延迟时间信息407-1～m。
基带信号404由匹配滤波器601变换为相关值输出602。相关值输出602输入初始同步电路603和分组分离电路605。初始同步电路603在分组的前同步信号部确定芯片同步，输出芯片同步定时信号604。分组分离电路605使用芯片同步定时信号604，根据输入的相关值输出602将在时间上有偏离从而有重叠的分组之间分离。被分离的分组的芯片定时58-1～m和接收信号59-1～m分别输入传输延迟测量电路606-1～m。传输延迟测量电路606以帧时钟408为基准，测量分离的各分组的传输延迟时间，输出传输延迟时间信息407。检波电路607-1～m对分离的各分组进行检波，解调预约信号406。
传输信道接收部分409的结构示于图7。传输信道接收部分409对输入的基带信号404进行逆扩展处理，输出传输信号410。在逆扩展处理中，具有利用从同一移动终端发送的预约分组的传输延迟时间信息407的特征。定时器701由帧时钟408复位时，将传输延迟时间信息407取为初始值，输入芯片时钟414进行递减计数。经过传输延迟相当的时间后，起动PN切换器702。预约信道接收部分405的匹配滤波器使用短周期码的PN系列，所以，匹配滤波器的系数是固定的，相反，传输信道接收409的匹配滤波器使用长周期码的PN系列，所以，对于每个符号都必须切换匹配滤波器的系数。PN切换器702就是用于切换匹配滤波器的系数的。
PN切换器702将PN信号(扩展码系数)704和匹配滤波器系数负载信号703向匹配滤波器601输出，按1个符号周期将传输信道用的扩展码设定为匹配滤波器601的系数。传输信道接收部分409的初始同步电路603和预约信道接收部分405的相同。分组分离电路605按照由初始同步电路603产生的芯片同步定时信号604，按符号周期从匹配滤波器的输出中进行采样，分离的分组的芯片定时58和接收信号59向定界符检测电路705输出。从在时间上偏离而重叠的分组中只分离出1个，与预约信道接收部分405的分组分离电路不同。定界符检测电路705从用图所述的结构的分组中检测帧开头定界符203b，只将信息数据204b输入检波电路608。检波电路608对分离的各分组进行检波，输出传输信号410。
匹配滤波器601的原理结构图示于图8。匹配滤波器601由具有与PN系列的芯片宽度相等的延迟时间的多级连接的多个延迟元件801、系数寄存器805、系数用延迟元件806和在初级的输入抽头及各延迟元件的输出抽头设置的多个系数乘法器802构成。输入的信号404顺序通过延迟元件601进行传输。从各抽头输出的输入信号404与设定的系数寄存器805的值一致时，由于各系数乘法器802的输出的代码一致，所以，作为由加法器803相加求和的系数乘法器802的输出的总合而得到的相关值输出602具有峰值。在上述定时以外，由于乘法结果的代码是随机的，所以，相关值的值很小。为了与长周期码的逆扩展对应，图8所示的匹配滤波器具有从图7所示的PN切换器702接收匹配滤波器系数负载信号703和PN信号704的输入、具有把系数寄存器805的值更新的功能。系数用延迟元件806逐一读入PN切换器702的PN码，输入系数用延迟元件806。系数全部输入到系数延迟元件806时，匹配滤波器系数负载信号703导通，将系数延迟元件806的值加载到系数寄存器805上。
初始同步电路603的详细结构示于图9。初始同步电路603由循环加法电路901、阈值判断电路904和时间窗口处理电路905构成。进而，循环加法电路901由加法器902和延迟元件903构成。延迟元件903的延迟时间设定为1个符号时间，将帧时钟408输入在复位端，对分组的每1帧进行清零。从匹配滤波器601输出的相关值输出602由加法器902与1个符号时间前的信号进行加法运算，并再次输入延迟元件903。由全“1”构成的前同步信号部分的相关值输出通过由循环加法电路901进行循环加法运算，具有从匹配滤波器601输出的1个符号周期的相关峰值的振幅值随重叠循环加法运算而增加，由于噪音是随机的，所以，与峰值相比，相对地减轻了。阈值判断电路904判断加法器902的输出是否超过了阈值，仅在超过了阈值时才导通(「1」状态)。时间窗口处理电路905以帧时钟408为基准，使仅在可以接收分组的前同步信号202的期间(预想的传输延迟时间和前同步信号部分的接收时间)内阈值判断电路904的输出有效，作为芯片同步定时信号604而输出。
图10是分组分离电路605结构的1例。从初始同步电路得到的芯片同步定时信号604输入“与”(AND)电路50。在初始状态下上述“与”电路50的其他输入端是断开状态，由于输入了这些否定信号，所以，“与”电路50由上述比较器输出打开，其输出成为导通(「1」)状态。“与”电路50的导通输出输入在“与”电路52a和53a。
“与”电路53a的其他输入端输入寄存器51a输出的否定信号。在初始状态下，寄存器51a的输出成为断开(「0」)状态，所以，在“与”电路50的输出成为导通的时刻，“与”电路53a的输出也成为导通状态。“与”电路53a的导通(「1」)状态作为使能信号输入定时寄存器54a，这时，计数器60的值作为表示同步捕捉定时的值设定在定时寄存器54a中。计数器60按照PN码的芯片周期进行计数动作，通过接收符号时钟413的复位输入，按符号周期循环初始值计数动作。
此外，“与”电路53a的导通输出使控制“与”电路52a和53a的其他输入端的寄存器51a成为导通状态。寄存器51a利用帧时钟408在由下一帧的开头复位之前保持导通状态。寄存器51a在该期间中(“与”电路53a成为导通状态后到下一帧开始)将“与”电路53a关闭，防止其他计数值设定到定时寄存器54a中。
设定在定时寄存器54a中的同步捕捉定时的值在比较器55a中，与计数器60的输出进行比较。每当计数器60值与在定时寄存器54a中设定值(同步捕捉定时)一致时，比较器55a就成为导通状态。比较器55a的导通输出通过寄存器51a在导通状态的期间与门56a处于打开状态，输入数据寄存器57a的使能端子。结果，同步捕捉定时的匹配滤波器的输出被输入到数据寄存器57a，作为接收信号59a而输出。
下面，说明寄存器51a为导通状态时从匹配滤波器输出下一个峰值的情况。“与”电路56a、56b、56c的输出的否定信号和初始同步电路的芯片同步定时信号604一起输入“与”电路50。如上所述，“与”电路56a在计数器60的值与设定在定时寄存器54a中的值相等时成为导通输出。因此，设定在定时寄存器54a中的同步捕捉定时是不打开“与”电路50，在除此以外的定时接收匹配滤波器的峰值输入时，“与”电路50处于打开的状态。
此“与”电路50输出的导通输出通过由于寄存器51a的输出而处于打开状态的“与”电路52a和由于寄存器51b的输出而处于打开状态的“与”电路53b输入到次级的定时寄存器54b的使能端子。结果，计数器60的输出值设定到次级的定时寄存器54b中。这时，寄存器51b成为导通状态，按照和前级寄存器51a相同的动作，在帧结束之前的期间禁止其他值向寄存器54b中设定。
各级定时寄存器54a～c是分别同样的动作，与各预约分组对应的匹配滤波器的输出对每个符号保持在数据寄存器57a～c中，作为接收信号59a～c而被输出。在图10的例子中，由于具有3级定时寄存器54a～c，所以，在时间上重复发生的多个预约分组中，按发生顺序对于3个分组可以存储同步捕捉定时。
在图11中，作为具体例子，表示了利用图10的电路按扩展比3进行频谱扩展的分组长度为5个符号的3个分组61a～c的分组分离的动作概念图。用62aa～ae(分组61a)、62ba～be(分组61b)、62ca～ce(分组61c)表示初始同步电路603的芯片同步定时信号604的输出。分别用63a～c表示“与”电路53a～c的输出。分别用64a～c表示寄存器51a～c的输出。分别用66a-c表示定时寄存器54a-c的输出。分别用67a～c表示“与”电路56a～c的输出。
接收“与”电路53a的输出63a，计数器60的值「2」(65a)加载到定时寄存器54a上。以后，“与”电路56a在定时寄存器54a的输出值66a与计数器60的输出值相等的时刻而导通输出(67a)。
同样，计数器60的值(分别为「3」(65b)、「1」(65c))根据“与”电路53b、53c的输出值63b、63c而加载到定时寄存器54b、54c上。以后，“与”电路56b、56c的输出67b、67c在定时寄存器56b、56c的输出值66b、66c与计数器60的输出值相等的时刻而导通输出(67b、67c)。
图12是表示传输延迟测量电路606的图。定界符检测电路705对图2和图3所示的构成的分组检测帧开始定界符203，仅把信息分组204作为接收数据而输出。同时，将检测到的上述帧开始定界符203的定时通知传输延迟计算电路71。传输延迟计算电路71按符号单位计量传输延迟时间。符号计数器70是用帧的开头复位对每个符号进行计数的计数器，传输延迟计算电路71以检测到帧开始定界符203时为基准根据符号计数器70的值得到按符号单位的分组延迟。将由传输延迟计算电路71检测的符号单位的分组延迟时间与由分组分离电路605得到的芯片单位的分组延迟时间(即，图10所示的定时寄存器54)的值组合，作为扣除在接收部分进行处理所需要时间值的传输分组的传输延迟时间信息407而输出。
本发明的实施例2示于图13、图14和图15。图13是说明实施例2的上行传输分组的接收定时的图。在实施例2中，基地台根据基准定时经过预先确定的最大延迟时间Δtmax的时刻开始进行逆扩展处理。基地台在接收预约分组时测量传输延迟时间Δt2，把它从最大延迟时间Δtmax中减去的时间(Δtmax-Δt2)作为生成的延迟控制信号。该延迟控制信号通过应答分组105’通知移动终端。在移动终端，根据应答分组读出的延迟控制信号，使基准定时只延迟由延迟控制信号所指示的时间(Δtmax-Δt2)后，发送上行传输分组。通过这样的在移动终端中的传输延迟修正，基地台在从基准定时106延迟Δtmax的时刻108可以开始接收上行传输分组107。
图14是实施例2的基地台的结构图。在本实施例中，采用把预约分组测量的传输延迟时间信息407作为应答信号传输给移动终端，移动终端根据传输延迟时间信息407利用上行传输信道发送将传输延迟修正过的数据。在图14中，和图4相同的电路元件，标以相同的符号，这些电路元件具有和图4相同的功能。
在本实施例中，把在预约信道接收部分405测量的传输延迟时间信息407从最大延迟量450中减去，生成延迟控制信号451。延迟控制信号451由MIX452嵌入到应答信号513中，向移动终端发送。从移动终端应答延迟控制信号451按延迟时间发送的上行传输分组，在基地台表现的传输延迟成为最大延迟量450。传输信道接收部分409-1～m的PN切换器702根据最大延迟量450而动作。
图15是实施例2的移动终端的结构图。在图15中，和图5相同的电路元件标以相同的符号，这些电路元件具有和图5相同的功能。延迟控制信号读出电路550将从应答信号513中取出的延迟控制信号551输出给延迟控制部552。延迟控制部分552根据帧时钟509指定的基准定时来指示延迟控制信号551的时间和数据延迟。
图16是预约传输信道接收部分409的其他结构例的图。图16所示的上行传输信道接收部分409是应用RAKE接收的接收部分。在图16中，对于和图7相同的电路元件，标以相同的符号，这些电路元件具有和图7相同的功能。在本结构例中，在传输信道接收部分409中，和预约信道接收部分405一样，也利用分组分离电路605分离在时间上偏离从而重叠的分组。在上述分组分离电路605中分离的信号在RAKE接收部分705中合成。
在RAKE接收部分750中，具有多个定界符检测电路701-1～n和检波电路607’-1～n。由分组分离电路605分离的分组分别进行检波后由合成电路757进行合成。
权利要求
1.一种在主台和子台之间进行扩展频谱通信的扩展频谱通信系统，其特征在于子台根据从主台发送的下行方向的基准信号获得帧同步，根据上述帧同步发送出上行方向的控制信号，主台根据下行方向的控制信号和上行方向的控制信号的关系求出无线区间的传输延迟时间，子台与帧同步信号同步地发送出上行数据信号，主台在与该传输延迟时间相应的时刻接收上述上行数据信号。
2.按权利要求1所述的扩展频谱通信系统，其特征在于具有从主台到子台向下行方向发送基准信号的下行导频信道、利用具有与从子台到主台向上行方向传输数据的1个符号时间相等的重复周期的扩展码进行扩展的上行控制信道和利用具有比1个符号时间长的重复周期的扩展码进行扩展的上行传输信道，主台具有用于接收前期的上行控制信道的第1匹配滤波器、用于接收具有按1个符号周期切换系数的结构的前期的上行传输信道的第2匹配滤波器、通过由第1匹配滤波器解调的信号的定时与主台内的基准定时的比较而测量传输延迟的装置和使用上述传输延迟的测量结果控制第2匹配滤波器的系数切换定时的装置；子台具有通过在下行导频信道接收基准信号而提取主台的基准定时的装置和与从下行控制信号中提取的上述基准定时同步地将上行数据信号发送到上行传输信道上的装置。
3.按权利要求2所述的扩展频谱通信系统，其特征在于具有在从子台发送到上行的信道上的数据的开头部分具有固定数据模式的数据结构和在主台将第2匹配滤波器的输出周期地进行加法运算的循环加法器，在使用循环加法器的输出从子台发送到第2信道上的数据的开头部确立同步。
4.按权利要求2所述的扩展频谱通信系统，其特征在于具有在主台从第2匹配滤波器的输出中分离出多个峰值的方法，使用分离上述峰值的方法将从子台发送到第2信道上并经过不同的传输线路在时间上偏离而接收的信号进行分离并解调后进行合成。
5.一种在主台和子台之间进行扩展频谱通信的扩展频谱通信系统，其特征在于子台根据从主台发送的上行方向的基准信号获得帧同步，根据上述帧同步发送出上行方向的控制信号，根据下行方向的控制信号与上行方向的控制信号的关系求出无线区间的传输延迟时间，主台通过下行的信道将该传输延迟时间的信息传输给子台，子台在与传输延迟相应的时刻发送出上行数据信号，主台接收上行数据信号。
6.按权利要求5所述的扩展频谱通信系统，其特征在于具有从主台到子台向下行方向发送基准信号的下行导频信道、从主台到子台向下行方向发送信号的下行控制信道、利用具有与从子台到主台向上行方向传输数据的1个符号时间相等的重复周期的扩展码进行扩展的上行控制信道和利用具有比1个符号时间长的重复周期的扩展码进行扩展的上行传输信道；主台具有用于接收前期的上行控制信道的第1匹配滤波器、用于接收具有按1个符号周期切换系数的结构的前期的上行传输信道的第2匹配滤波器、通过由第1匹配滤波器解调的信号的定时与主台内的基准定时的比较而测量传输延迟的装置和将传输延迟的信息向下行控制信道发送的装置；子台具有通过接收下行导频信道而提取主台的基准定时的装置、接收下行控制信道而提取在主台测量的传输延迟的装置和在与从下行控制信号中提取的上述传输延迟相应的时刻将上行数据发送到上行传输信道上的装置。
7.按权利要求6所述的扩展频谱通信系统，其特征在于具有在从子台发送到上行控制信道上的数据的开头部分就固定数据模式的数据结构和在主台将第2匹配滤波器的输出周期地进行加法运算的循环加法器，在从子台发送到第2信道上的数据的开头部使用上述循环加法器的输出确立同步。
8.按权利要求6所述的扩展频谱通信系统，其特征在于具有在主台从第2匹配滤波器的输出中分离出多个峰值的方法，使用分离上述峰值的方法将从子台发送到第2信道上并经过不同的传输通路在时间上偏离而接收的信号进行分离并解调后进行合成。
全文摘要
在发送长周期码的上行传输分组之前,移动终端在预约信道上发送短周期码的短的分组。在基地台,在预约信道中经过获得芯片同步定时的初始同步电路和将在时间上有重叠的分组之间分离的分组分离电路,进行各分组的传输延迟测量。这里测量的传输延迟时间信息通过在将从同一移动终端在传输信道中发送的长周期码的分组进行扩展时对匹配滤波器按适当的定时设定系数而进行同步逆扩展处理。
文档编号H04W56/00GK1182314SQ97117529
公开日1998年5月20日 申请日期1997年8月28日 优先权日1996年11月7日
发明者雅乐隆基, 矢野隆, 土居信数 申请人:株式会社日立制作所