专利名称：解调已调信号的装置和方法
技术领域：
本发明一般涉及信号解调，尤其涉及在无线通信系统中解调已调信号。
通信系统具有许多形式。通信系统的一般目的是发送来自源点(位于某个位置)的信息承载信号到用户目的地(位于相距较远的另一位置)。一个通信系统通常由三个基本部件组成发射机、信道和接收机。发射机具有将消息信号处理成某种适于在信道上传输的形式的功能。消息信号的这种处理称为调制。信道的功能是提供发射机输出和接收机输入之间的物理连接。接收机的功能是处理所接收的信号，从而产生原始消息信号的估计。接收信号的处理被称为解调。
一种通信系统类型是扩频系统。在扩频系统中，采用的调制技术在通信信道中较宽的频带上扩展发射的信号。该频带远远宽于传输正在发送的信息所需的最小带宽。例如，话音信号可以通过调幅(AM)在仅为其信息带宽两倍的带宽中发送。其它形式的调制，例如低频移调频(FM)或单边带AM，也允许在与其信息带宽相去不远的带宽中传送信息。但是，在扩频系统中，待传送信号的调制通常包括采用仅具有几千赫兹带宽的基带信号(例如话音信道)，并使待发送信号分布在可能有许多兆赫宽的频带上。这通过将待发送信号与需要传送的信息和一个宽带编码信号一起调制实现。
存在者三种通用的扩频通信技术类型，包括直接序列调制、跳频和／或跳时调制以及线性调频调制。在直接序列调制中，载波信号由数字码元序列调制，数字码元序列的比特率远高于信息信号带宽。
可以通过若干方法将信息(即由话音和／或数据组成的消息信号)嵌入直接序列扩频信号。一种方法是在扩频码被用于扩频调制之前，将信息加入该扩频码。应当注意到，在将待发送信息加入到扩频码之前，该信息必须是数字形式，因为扩频码和信息的组合一般采取二进制模2相加。可选地，信息或消息信号也可以在扩频之前用于调制载波。
这种直接序列扩频通信系统可以方便地设计成多址接入通信系统。例如，可以将扩频系统设计成直接序列码分多址(DS-CDMS)系统。在DS-CDMA系统中，通过在通信信道的频带上使用唯一的用户扩频码扩频每一个发射信号来实现两个通信站之间的通信。因此，发射信号位于通信信道的同一个频带中，仅由唯一的用户扩频码来区分。这些唯一的用户扩频码最好是相互正交的，从而使扩频码之间的互相关较小(即接近0)。
可以从通信信道中通过下述方式得到特定的发射信号将通信信道中代表信号和的信号通过与该特定发射信号相关的用户扩频码去扩频，前述用户扩频码可以从通信信道中得到。此外，如果用户扩频码相互正交，得到的信号可以与特定用户扩频码相关，从而仅增强了与特定扩频码相关的所需用户信号，而所有其它用户的其它信号则并没有增强。
本领域中的技术人员应当理解，在DS-CDMA通信系统中可以存在若干不同的扩频码，使用这些扩频码可以将数据信号彼此区分开。这些扩频码包括但不局限于伪噪声(PN)码和Walsh码。一个Walsh码对应于Hadamard矩阵的一行或一列。
此外，本领域中的技术人员还应当理解，扩频码可以用于信道编码数据信号。对数据信号进行信道编码，使发射信号更好地承受不同的信道损伤，例如噪声、衰落和人为干扰的影响，从而改进了通信系统的性能。一般而言，信道编码减小了误码率，并且／或者减小了所需的信噪比(通常以每噪声密度的比特能量，即Eb／N0来表示，将其定义为每信息比特能量对噪声频频密度的比率)，以占用比发送数据信号所需带宽更多的带宽的代价恢复信号。例如，Walsh码可以用以在数据信号调制之前，对数据信号进行信道编码用以后续传输。类似地，可以使用PN扩频码对数据信号进行信道编码。
但是，信道编码自身可能无法提供某些通信系统设计所需的信噪比，这些设计要求系统能够同时处理特定数量的通信(全都具有最小的信噪比)。在某些情况下，可以通过将通信系统设计成对发射信号进行相干检测而不是使用非相干接收技术来满足该设计所作的限制。在相干检测系统中，确定信道响应使匹配的滤波器可以补偿通信信道所引起的相位和振幅失真的影响。而非相干检测系统一般不补偿通信信道所引起的接收信号相位失真。本领域中的技术人员应当理解，相干接收机所需的信噪比(以Eb／N0的形式)比具有相同误码率(即表示可接受干扰值的特定设计限制)的非相干接收机所需的信噪比小。大致地说，对静态信道而言，它们之间有3分贝(dB)差，而对瑞利衰落信道而言，其差别更大。在使用分集接收时相干接收机的优点更明显，因为对最佳相干接收机而言没有合成损耗，而对非相干接收机而言总存在合成损耗。
有利于发射信号的相干检测的一种方法是使用导频信号。例如，在蜂窝通信系统中，如果基站发射导频信号，则可以相干检测到前向信道或下行链路(即从基站到移动单元)。因此，所有移动台使用导频信道信号以估计信道相位和振幅参数。但是，对反向信道或上行链路(即从移动台到基站)而言，使用这种通用的导频信号并不可行。在这种情况下，在试图确定发射信息时需要估计信道响应。
但是，一旦已知每个接收码元持续时间内信道响应的精确估计，相干检测就不再比非相干检测优越。本领域中的一般技术人员应当认识到，精确的信道估计要求在估计时间段内信道几乎不变化。因此，对仅在较短时间段上几乎不变的信道的估计较差。使用这些较差的估计进行相干检测的实际性能比非相干检测还要差。
通信信道的信道响应通常有一段时间发生快速变化。一个例子是在发射机和接收机(分别用以完成调制和解调操作)的频率振荡器的频率稍有不同时。在这种情况下，信道相位的旋转速度等于振荡器频率之差。这种信道旋转可以通过自动频率控制电路补偿。但是，该电路需要一段称为频率获得时间的时间间隔才能发挥作用，因此有一段时间信道相位的旋转速度可能太大，从而无法精确估计。
该现象在移动台可以越区切换到一个或多个基站的蜂窝电话系统中尤其重要。一旦启动越区切换，目的基站接收机的自动频率控制电路开始补偿它自身振荡器频率和移动台振荡器频率的不同。在每一个这样的频率获得时间段内，无法可靠地估计信道相位，现有技术接收机结合相干检测的效果较差。类似的情况发生在，载波的有效频率因为乘法发射波的相长干扰和相消干扰而迅速变化时。这可能发生在，例如当移动台发射机正高速通过具有大量散射表面的区域时。这种行为本身表明它是一种随机、迅速变化的信道响应，而这又妨碍了精确估计。
相干检测，虽然在误码率性能上优于非相干检测，但易受变化太快而无法进行精确估计的信道的影响。没有精确的信道估计的相干检测的性能甚至可能会降低到某个低于非相干解调的值。因此，需要一种解调已调信号的改进方法和装置。
图1以框图形式大概地描述了根据本发明与无线通信系统兼容的发射机和接收机。
图2以框图形式大概地描述了根据本发明的一种Walsh码元处理器，它的使用有利于实现解调过程。
图3以框图形式大概地描述了根据本发明的解调控制器，用以实现解调过程。
图4以框图形式大概地描述了根据本发明的一种解调器，包括相干路径和非相干路径。
图5以框图形式大概地描述了根据本发明的一种无线通信系统，它从解调过程中获益。
一般而言，接收机包括相干和非相干解调器。如果信道估计的可靠性较高，则采用相干解调器。如果信道估计的可靠性较低，则采用非相干解调器。控制微处理器控制选择过程，在非相干解调的效果非常可能比相干解调好的情况下(例如在移动台刚从源基站越区切换到目的基站之后)，还提供信号以选通非相干解调器。
明确地说，解调已调信号的装置包括一个相干解调器，其输入为一个已调信号，还包括一个非相干解调器，其输入也是该已调信号。为了在这两个解调器之间作出选择，该装置还包括一个选择器，用以基于检测模式选择信号的状态在相干解调器和非相干解调器之间作出选择。
在优选实施例中，已调信号是一种正交调制信号，已调信号的形式包括该正交调制信号的一个同相(I)分量和一个正交(Q)分量。在该优选实施例中，通过比较频移变化的估计和某个门限值来生成检测模式选择信号的状态。该装置在与码分多址(CDMA)无线通信系统兼容的接收机中使用。
在优选实施例中，频移变化估计的生成是利用多个延时元件延迟基带频移估计和第一求和节点对这些延时元件的每一个的输出求和，产生第一求和节点输出信号。平方器计算输出和信号的平方，生成一个平方输出和信号。多个平方器计算这些延时元件的每一个的输出的平方，生成多个平方输出，第二求和节点计算多个平方器的多个平方输出之和，生成第二求和节点输出信号。移位器将第二求和节点输出信号移动预定位数，生成移位信号，而第三求和节点从该移位信号中析取平方输出和信号，生成频移变化估计。
此外，门限值由微处理器控制。微处理器基于无线信道状态的相关信息控制相干解调器或非相干解调器的选择。在优选实施例中，无线信道的状态包括CDMA无线通信系统中通信开始或者发生通信越区切换之后经过的时间，但是无线信道的其它状态需要予以考虑。
为了在无线通信系统中解调已调信号，接收机生成已调信号的第一估计和已调信号的第二估计，比较第一和第二估计以确定与估计精度相关的可靠性指示。接收机随后基于该可靠性指示，利用第一估计或第二估计生成一个检测模式选择信号。基于生成的检测模式选择信号，接收机随后选择相干解调器或非相干解调器以进行解调。在该实施例中，已调信号的第一估计通过相干信道估计器生成，已调信号的第二估计通过非相干Walsh码元估计器生成。
图1大概地描述了与无线通信系统兼容的发射机100和接收机156。在优选实施例中，无线通信系统是一个码分多址(CDMA)蜂窝无线电话系统，其信令方案是暂行标准95(IS-95)。有关IS-95的详细信息参见TIA／EIA／IS-95的Mobile Station-Base station Compatibility Standard forDual Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System，1993年7月。本领域中的一般技术人员将能够从下面的描述中理解，本发明可以应用于实现正交编码数字信号的任何无线通信系统。
参看图1，二进制数据比特104被送到发射机100，由卷积编码器102进行卷积编码，随后由正交编码器106进行正交编码。在优选实施例中，使用6比特分组选择64个Walsh函数之一。选定的Walsh函数索引被送到调制器110，后者生成一个二进制的64元素序列，(+1，-1)数据比特112对应于选定的Walsh函数。结果信号被送往扩频器114，在本领域中众所周知，扩频器114将同相(I)和正交(Q)数字信号都乘上伪随机序列。其效果是将窄带输入信号的能量扩展到相当宽的传输带宽上。结果信号被转换成模拟形式，并由上变频器118向上转换成载频，由发射天线122发射。发射天线122所发射的结果信号在图1中以信号123的形式示出。
信号123由接收天线124接收并施加于RAKE接收机156，后者一般生成原数据比特104的估计154。在RAKE接收机156中，下变频器126将来自接收天线的信号下向转换到基带，并转换成同相(I)和正交(Q)数字信号。这些信号随后应用于去扩频器132，消去发射机100中扩频器114所增加的额外带宽。本领域中众所周知，RAKE接收机的去扩频部件一般由多个并行操作的级组成。这些级称为相干检测器(finger)，并且包括一个乘法器，它形成输入信号和扩频过程所使用的同一个伪随机序列的乘积。累加器将许多这样的乘法器的输出累加，输出该结果，然后重置为零。每一相干检测器所用的伪随机序列具有不同的相对相位，它们对应于估计的多径时延。因此，去扩频器132一般包括多个输出，对应于发射信号123的每一个相干检测器估计。下面针对单个输出相干检测器的情况描述优选实施例，尽管本发明同样适用于多个相干检测器。
接着，来自去扩频器132的同相(I)和正交(Q)信号输出被送到校频部件136，后者基于频移估计145消去任何残余的频移。从校频部件136出来的结果同相(I)数字信号被分组成长度为64的矢量(称为“I”矢量)，输出抽样1到64形成了第一矢量的64个元素，而输出抽样65到128形成了第二矢量的64个元素，依此类推。结果矢量随后被送到快速Hadamard变换器(FHT)140。类似地，从校频部件136出来的结果正交(Q)数字信号也被分组成(如上所述)长度为64的矢量(称为“Q”矢量)，并送到FHT140。
FHT140通过下述方式关联这些输入“I”矢量和64个可能的Walsh函数集合以生成输出矢量(每一个输出矢量具有64个元素)将第一相关值(correlation)分配给输出矢量142的第一元素，将第二相关值分配给第二元素，依此类推。FHT140同样通过下述方式关联输入“Q”矢量和64个可能的Walsh函数集合以生成输出矢量(每一个输出矢量具有64个元素)将第一相关值分配给正交输出矢量142的第一元素，将第二相关值分配给第二元素，依此类推。输出142和143随后被送到Walsh码元处理器144，其输出146包括Walsh码元矢量量度，每一元素与可能发射的Walsh函数相关联。频移估计145也从Walsh码元处理器144输出。Walsh码元处理器144的输入包括选通相干模式(下面将予以描述)的信号158和与某个门限值相关的信号160。信号158和160由控制微处理器162生成。输入为Walsh码元矢量量度146的条件量度生成器生成第二组量度150，供卷积解码器152使用。条件量度生成器的操作在美国专利申请No．08／581696中描述，该专利名为“Method and Apparatus for Decoding an EncodedSignal”，由Terry M．Schaffner于1995年12月29日申请，已转让给本申请的受让人，此处列出以供参考。卷积解码器152随后产生原数据比特104的估计154。
图2说明了Walsh码元处理器144所完成的功能。Walsh码元处理器144的作用是取出Walsh函数相关矢量的输入对，由此生成Walsh码元量度的输出矢量，这些矢量最终用于得到卷积解码器152所用的比特量度。Walsh码元处理器144还生成校频部件136所用的基带频移估计145。
精确地讲，从FHT140输出的I和Q输出矢量142和143被送到Walsh码元处理器144的四个部件信道估计器218、Walsh码元估计器212、选择器200以及解调器222。在优选实施例中，信道估计器218在美国专利申请No．08／582856中描述，该专利名为“Method and Apparatus forCoherent Channel Estimation”，由Ling等人于1996年1月4日申请，已转让给本申请的受让人，此处列出以供参考。但是本领域的技术人员能够了解，其它的信道估计方法也同样适用。信道估计器218分别产生I和Q信道估计220和221，以及发射Walsh函数216的估计。根据本发明，解调器222使用I和Q信道估计220和221完成相干检测。对每一对输入矢量而言，发射Walsh函数216的估计包括对应于发射Walsh码元索引的0到63之间的整数。
非相干Walsh码元估计器212类似地使用I和Q输出矢量142和143，生成第二组Walsh码元估计214和223。这通过下述方式来实现将I和Q输入矢量的每个分量自乘，并将结果逐个分量相加以得到64个可能的Walsh函数中每一个函数的Walsh码元能量。这些能量中的最大值被称为获胜Walsh码元能量(Winning Walsh symbol energy)，该获胜Walsh码元能量估计的索引以估计214的形式示出。非相干Walsh码元估计器212还生成在一组6个Walsh码元(称为功率控制组或PCG)期间接收到的能量的估计223。该估计223就是PCG的6个获胜Walsh码元能量之和。
对每一个I输入矢量142，选择器200根据下面描述的216或214，选择64个分量之一传送给同相输出202。类似地，对每一个Q输入矢量143，选择器选择64个分量之一传送给正交输出203。在这两种情况下传送的元素都由解调控制器228的检测模式选择信号226确定。检测模式选择信号226的检测选择输出“1”意味着信号216将用作待传送的分量索引，而检测模式选择信号226的“0”意味着输出214将用作待传送的分量索引。下面将会描述，检测模式选择信号226指示应用相干检测还是非相干检测，“1”指示相干检测。检测模式选择信号226还用以指示哪个Walsh码元估计源最为可靠。
在相对稳定的信道条件下，检测模式选择信号226是“1”，因而指示选择了相干检测。在这种情况下，信道估计器218所提供的Walsh码元估计216比非相干Walsh码元估计器212所生成的估计214更为精确。相反，非相干解调在快速变化信道下效果最好，在这样的情况下，非相干Walsh码元估计器212所生成的Walsh码元估计214更为精确，它通过设置检测模式选择信号226为“0”而选出。
接着，鉴频器206利用输入信号202和203生成一个信号，经过低通滤波器208低通滤波之后，最终生成基带频移估计145。解调控制器228使用频移估计145以及相干模式选通控制158和频率误差门限信号160生成检测模式选择信号226(下面将予以描述)。输入I和Q矢量142和143之后，解调器222进行解调，基于信道估计220和221以及检测模式选择信号226生成Walsh码元量度146。
图3大概地描述了根据本发明用以提供检测模式选择信号226的解调控制器228。解调控制器228将基带频移估计145和控制信号158和160作为输入，生成检测模式选择信号226，该信号根据本发明控制解调器222和选择器200。确切地讲，基带频移估计145被送入一系列的2L时延部件335-338。时延部件335-338的输出在求和节点342中累加，生成信号312，随后由平方器344进行平方。时延部件335-338的输出也输入到平方电路330-333。平方电路330-333的输出在求和节点326累加，累加结果320被送入移位器318。移位器318通过将累加结果320的二进制表示移动L位来完成与2L因子的相乘，并在L个最低有效位中加入L个零以生成信号314。在求和节点346中使移位器316输出的信号314减去平方器344输出的信号310。结果信号估计308代表了平均平方频移的估计的测量值。
结果信号估计308随后在比较器304中与控制微处理器162所决定的频率误差门限信号160进行比较。如果信号估计308小于该频率误差门限信号160，比较器输出306是“1”，否则为“0”。因此，通过适当地选择频率误差门限信号160，可以在信号估计308变小(较小的信号估计308意味着较好的信道估计，从而应当采用相干检测)时，将非相干检测自动切换到相干检测。最好，AND门302完成相干模式选通158和比较器输出306的逻辑“AND”操作。因此，检测模式选择信号226仅在相干模式选通信号158和比较器输出306都是“1”时才是“1”。注意到在这种情况下，控制微处理器162可以简单地通过将频率误差门限信号160设置成足够高，以使比较器输出306总是“1”，从而独立与145中出现的频率估计设置检测模式选择信号226(因而可以设置检测类型-相干检测或非相干检测)。因此，控制微处理器162还可以基于与无线信道159状态相关的信息控制检测选择。一个例子是，基于从无线通信系统中呼叫发起或越区切换发生以来经过的时间改变检测类型。
图4大概地描述了解调器222，它根据本发明通过相干检测或非相干检测生成Walsh码元量度。相干检测和非相干检测的确定基于检测模式选择信号226的状态实现。去复用器400将矢量142和143序列传送给一对乘法器408和409或者平方电路422。如果检测模式选择信号226被设置成“1”，则信号142和143分别被寻路到输出402和401，进行解调。否则，信号142和143分别被寻路到输出404和403，进行非相干检测。
相干检测由乘法器408和409完成，如在前述美国专利申请No．08／581696中所述。简单地讲，同相(I)输入矢量402的分量乘上信道估计220的I分量，正交(Q)输入矢量401的分量乘上信道估计221的Q分量。这两个矢量随后在求和节点425中逐个分量累加。结果分量在部件412中平方，生成长度为64的输出矢量416，其中第i个元素表示发送了第1个Walsh码元的可靠量度或级别。
如果将检测模式选择信号226设置成“0”，则信号142和143分别寻路到403和404。在这种情况下，平方器422通过分别平方输入矢量403和404的分量并累加来完成非相干检测。该操作可以如下描述。记404中I矢量的第l个分量为x404(l)，403中Q矢量的第1个分量为x403(l)。则420中出现的矢量的第1个分量，y420(l)是y320(l)=x2304(l)+x2303(l)．420中每一个分量随后被送到乘法器421，它通过从非相干Walsh码元估计器212得到的Walsh码元的PCG能量223加权这些值。当检测模式选择信号226为“0”时，复用器418将非相干检测到的信号423传送到解调器输出146。
因为本创新装置和方法的优选实施例是数字移动无线电话系统，无线信道通常不会发生变化。此外，无线信道可能改变到相干检测会产生较高误码率的某个状态。这个问题可以通过下述方式解决基于无线信道状态估计或在外部处理器的指令下在非相干检测和相干检测之间切换，该处理器可以基于其对无线链路行为的了解估计信道状态。这样，根据本发明的图1的接收机156在无线信道相对稳定时，具有相干检测的出色的误码率性能的优点，而在无线信道变化较快的情况下，因为实现了非相干检测，所以也不会发生与相干检测方案相关联的严重的性能降低。
图5大致描述了通信系统500的框图，该系统可以有利地实现根据本发明的解调过程。在优选实施例中，通信系统是一种码分多址(CDMA)蜂窝无线电话系统。但是，本领域中的一般技术人员将能够理解，根据本发明的解调过程也可以在任何通信系统中实现，这些系统将受益与该解调过程。
参看图5，为方便起见使用了缩写。下面是图5所用的缩写的定义列表BS 基站CBSC集中式基站控制器
EC 回波消除VLR 访问位置寄存器HLR 归属位置寄存器ISDN综合业务数字网MS 移动台MSC 移动交换中心MM 移动管理器OMCR无线操作和维护中心OMCS交换操作和维护中心PSTN公众电话交换网XC 变码器从图5中可以看出，多个BTS501-503连接到CBSC504。每个BTS501-503向MS505提供射频(RF)通信。在优选实施例中，在BTS501-503和MS505中实现图1中描述的发射机100和接收机156以支持RF通信，这在前述TIA／EIA／IS-95在1993年7月的Mobile Station-Base-stationCompatibility Standard for Dual Mode Wideband Spread SpectrumCellular System(可从电信工业协会(TIA)得到)中定义。CBSC504负责通过XC510进行III和呼叫处理，通过MM509进行移动管理。CBSC504的其它任务包括属性控制和传输／网络交互接口。CBSC504功能的详细信息，可以参看美国专利5475686，它由Bach等人申请，已转让给本申请的受让人，此处将其列出以供参考。
图5中表示出了一个OMCR512，它连接到CBSC504的MM509。OMCR512负责通信系统500的无线部分(CBSC504和BTS501-503)的操作和一般维护。CBSC504连接到MSC515，后者在PSTN520／ISDN522和CBSC504之间提供交换能力。OMCS524负责通信系统500的交换部分(MSC515)的操作和一般维护。HLR516和VLR517将用户信息提供给通信系统500，该信息主要用于计费。EC511和519用于改善在通信系统500中传送的语音信号的质量。
图5中示出了分布式的CBSC504、MSC515、HLR516和VLR517功能，但是，本领域中的一般技术人员能够理解，这些功能同样可以集中在单个元件中。此外，在不同配置情况下，XC510可以位于MSC515或某个BTS501-503。
连接MSC515和CBSC504的链路526是本领域中众所周知的T1／E1链路。在CBSC中设置XC510之后，因为XC510对输入信号(来自T1／E1链路526的输入)的压缩，在链路预算中可以实现4∶1的改进。压缩信号被传送给特定BTS501-503以传送给MS505。应当注意的重要的一点是，传送给特定BTS501-503的压缩信号在开始传输之前，还需要在BTS501-503中进行进一步处理。换句话说，最终发送给MS505的信号在形式上不同于从XC510出来的压缩信号，但其实质是一样的。
当MS505接收到BTS501-503所发送的信号时，MS505实质上“复原”(通常称作“解码”)BTS501-503所执行的所有处理以及XC510所执行的语音编码。当MS505向BTS501-503发回一个信号时，MS505同样实现语音编码。在MS505向BTS501-503发送信号之后(MS也对信号进行进一步处理以改变其形式，而不是实质)，BTS501-503“复原”对该信号进行的处理，将结果信号传送给XC510以进行语音解码。XC510进行语音解码之后，通过T1／E1链路526将该信号传送给终端用户。
相应地，本发明并不局限于前述多种实施例的描述，而包括根据后附权利要求书的精神和范围所作的所有改进和变化。虽然结合特定实施例示出并描述了本发明，但本领域中的技术人员应当了解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，可以在形式和细节上作出各种变化。在下面权利要求书中相应的结构、部件、操作和所有装置或步骤的功能元件是指包括按照特别要求的其他所要求保护的元件组合起来执行的任何结构、部件、或操作。
权利要求
1．一种解调已调信号的装置，该装置包括一个相干解调器，其输入为一个已调信号；一个非相干解调器，其输入是该已调信号；以及一个选择器，用以基于检测模式选择信号的状态在相干解调器和非相干解调器之间作出选择。
2．根据权利要求1的装置，其中已调信号还包括是一种正交调制信号。
3．根据权利要求2的装置，其中已调信号的形式还包括该正交调制信号的一个同相(I)分量和一个正交(Q)分量。
4．根据权利要求1的装置，其中通过比较频移估计和某个门限值来生成检测模式选择信号的状态。
5．一种解调正交调制信号的装置，该装置包括一个相干解调器，其输入为该正交调制信号的一个同相(I)分量和一个正交(Q)分量；一个非相干解调器，其输入是该正交调制信号的该同相(I)分量和该正交(Q)分量；以及一个选择器，用以输出检测模式选择信号，以选择使用相干解调器还是非相干解调器。
6．根据权利要求5的装置，其中通过比较频移变化估计和某个门限值来生成检测模式选择信号。
7．根据权利要求6的装置，其中利用下述元件生成频移变化估计多个延时元件，用以延迟基带频移估计；第一求和节点，用以对这些延时元件的每一个的输出求和，产生第一求和节点输出信号；平方器，用以计算求和输出信号的平方，生成一个平方的求和输出信号；多个平方器，用以计算多个延时元件的每一个的输出的平方，生成多个平方输出；第二求和节点，用以计算多个平方器的多个平方输出之和，生成第二求和节点输出信号；移位器，用以将第二求和节点输出信号移动预定位数，生成移位信号；以及第三求和节点，用以从该移位信号中减去平方求和输出信号，生成频移估计。
8．一种在无线通信系统中解调已调信号的方法，该方法包括下述步骤生成已调信号的第一估计；生成已调信号的第二估计；比较第一和第二估计以确定与估计精度相关的可靠性指示；基于该可靠性指示，利用第一估计或第二估计生成一个检测模式选择信号；以及基于生成的检测模式选择信号，选择使用相干解调器或非相干解调器。
9．根据权利要求8的装置，其中已调信号的第一估计通过相干信道估计器生成
10．根据权利要求8的装置，其中已调信号的第二估计通过非相干Walsh码元估计器生成。
全文摘要
一种接收机(156)包括一个相干解调器和一个非相干解调器。如果信道估计的可靠性较高,则采用相干解调器。如果信道估计的可靠性较低,则采用非相干解调器。控制微处理器(162)控制选择过程,在非相干解调的效果非常可能比相干解调好的情况下,还提供一个信号(158)以选通非相干解调器。作为一个例子,这种情况可以是在移动台(505)刚从源基站(503)越区切换到目的基站(502)之后。
文档编号H04L1/00GK1206514SQ97191470
公开日1999年1月27日 申请日期1997年8月13日 优先权日1996年10月21日
发明者泰勒·A·布朗, 丹尼斯·J·汤普森, 凌福云 申请人:摩托罗拉公司