专利名称：用于点对多点同步cdma系统的多用户捕获过程的制作方法
技术领域：
本发明一般地涉及码分多址(CDMA)通信系统，具体地说是涉及直序(DS)点对多点同步CDMA通信系统。
背景技术：
在CDMA通信系统中，在同一部分频谱内能够发送多个用户的通信信号，即共享该同一部分频谱。通过提供调制载频的多个不同伪随机噪声(pn)二进制码序列(如每个用户一个)来实现这一点，藉此“扩展”最终波形的频谱。在给定的接收机内，接收所有的用户信号，以及通过应用一个指定的pn二进制码序列至相关器以提取只打算用于上述接收机的信号能量，从而选择出一个用户，藉此“解扩”已接收到的CDMA发送。所有其它(不相关的)用户的发送看作噪声。
参照被称为EIA/TIA/IS-95的文件，该文件规定了一类CDMA通信系统。所规定的系统使用了多个基站，上述基站建立和保持与多个移动台(如蜂窝电话)的双向直序(DS)CDMA链路。IS-95系统的一个特征是存在一个由每个基站发送的引导信道。
引导信道是一个未调制的直序扩频信号，由每个基站连续地发送上述信号。引导信道允许移动台获得前向CDMA信道(即从基站至移动台方向)的定时，提供一个用于相干解调的相位参考，以及提供了决定基站之间何时切换的信号强度比较的参考。引导pn序列被定义为一对用来扩展前向CDMA信道及反向CDMA信道并且具有周期为215的修正过的最大长度PN序列。通过不同的引导PN序列偏移来标识不同的基站。采用64个pn码片(chip)为单位来定义引导pn序列偏移指数，它是相对于零偏移的引导pn序列。定义pn码片为pn序列内的一个比特。定义引导强度为已收到引导能量与全部接收能量之比率。
沃尔什(Walsh)函数是一类2N时间正交的二进制函数，它用来确保引导信道和用户信道所使用的不同pn二进制码序列之间的正交性。
尽管使用引导提供了意在用于与移动台一起使用的CDMA系统内的某些优势，但是它也可能提供了一些不利的劣势，特别是在用户收发信机相对于移动台而言是固定的系统中。例如，引导信道消耗了一定数量的可用pn码序列和信号能量，否则能够分配所有的这些码序列和信号能量给系统的用户。
同样地，根据许多检测方法，在锁定载波相位出现之前必须得到与pn码定时的同步。在此种情况下，必须采用非相干检测算法。一般说来，非相干检测器依赖于固定带宽内的能量检测，因为需要搜索一定的码定时单元(timing cells)范围。一旦确定了正确的码定时，检测器能量电平上升至一个预定的门限电平之上。位同步环路便随后接管以便得到更加精确分辨率的位同步定时。
然而，当用户数量增大时，已知的标准捕获方法将失败。这是由于当CDMA系统同步类型的用户不同步时噪声功率变得可与信号功率的水平相当的事实。结果是，用户接收机很难从由增加的噪声所导致的不正确相位中区分正确的pn定时相位。
正如能够看到的，捕获技术是接收机的一个重要方面，因为其工作将影响与前向链路进行同步的整个速度。如果同步到用户接收机所需的时间变得太长，那么用户可能把上述延时认为是令人反感的。
发明目的本发明的第一目的是提供使接收机能够同步至一个同步CDMA通信系统的方法和装置。
本发明的另一个目的是提供用于实现一个同步CDMA系统的方法和装置，其中第一前向信道发送一个与所有激活码正交的空(未激活的)pn码序列，第二前向信道发送一个总是激活的pn码序列，以及接收机或者使用第一前向信道、第二前向信道、或者使用所有上述两个前向信道来同步至前向CDMA链路。
发明概要根据本发明实施方案的方法和装置能够克服前述的及其它问题并且实现了本发明的目的，其中向用户终端提供了这样的电路和方法，即它能够在存在多个同步干扰信道的情况下捕获所需的CDMA信道。
在一个方面，本发明教导了一种用于在CDMA系统内同步至前向信道的方法。上述方法包括的步骤为(a)采用已知不存在于已接收到CDMA信号内的第一pn码来解扩已接收到的CDMA信号，(b)得到已接收到信号电平的第一测量，以及(c)当设置对应于要接收的所需前向信道的第二pn码的相位时，使用已接收到信号电平的已得到的测量。藉此方法，解扩的步骤是解扩空信道，并且所需的前向信道是一个连续发送的边信道，该边信道提供了系统级的信息给所有用户单元或者终端。
在另一个方面，本发明教导了一种用于在点对多点的CDMA系统内捕获前向信道的方法。上述方法包括的步骤为(a)采用已知存在于已收到CDMA信号内的第一pn码来解扩已接收到的CDMA信号，并且得到已收到信号电平的第一测量；(b)采用已知不存在于已收到CDMA信号内的第二pn码来解扩已接收到的CDMA信号，并且得到已收到信号电平的第二测量；以及(c)使用第一电平与第二电平之间的差值来同步到所需的信道。
在该方法中，解扩的第一步骤是解扩一个连续地发送的边信道，同步的步骤是同步到边信道。而且，得到已收到信号电平的第一测量的步骤是得到一个相关峰值，得到已收到信号电平的第二测量的步骤是得到一个相关零。
最好是在n个第一pn码相位状态的范围和在n个第二pn码相位状态的范围内重覆地实现解扩及获得的步骤。对于多个n的第一和第二pn码状态中的一个pn码相位状态i，该方法进一步地包括决定已收到信号电平的第一测量和已收到信号电平的第二测量之间的差值；比较上述差值与门限值；以及如果差值大于门限值，那么设置pn码发生器以便输出一个对应于所需信道的pn码，其中已输出的pn码设置为pn相位状态i。否则，如果差值不大于门限值，那么该方法取而代之地递增pn相位状态i并且重新执行解扩和获取步骤。
在该方法中，决定差值的步骤包括存储已决定的差值的步骤，以及如果n个差值中没有一个值大于门限值，那么该方法进一步地包括检验已存储的差值以便选择一个具有最大值的已存储差值的步骤；以及设置pn码发生器以便输出一个对应于所需信道的pn码，其中已输出的pn码设置为对应于所选择的存储的差值的pn相位状态。
在另一个方面，本发明教导了一个根据前述方法工作的同步CDMA通信系统。
附图简述本发明上面所提出的及其它特点在结合附图来阅读本发明随后的详述中将更加地显而易见。
图1是一个同步DS-CDMA通信系统的简化方框图，根据本发明构造了该系统并且使该系统工作，上述系统含有一个无线基站单元(RBU)和多个用户单元(SU)。
图2是图1的SU接收机检测器(具体说来是非相干平方律检测器)的第一实施方案的方框图。
图3是图1的SU接收机检测器(具体说来是非相干绝对值检测器)。的第二实施方案的方框4是一个说明本发明的单个用户相对平均捕获时间性能、多个用户相对平均捕获时间性能、以及不同的测试的示图，其中是在Es/No=6dB，Pd=0.995，以及α-.01和在激活用户的一定范围的情况下。
图5是一个说明具有3个极点的巴特沃兹(Butterworth)发射机和接收机滤波器以及30个激活用户的平均多用户干扰功率和平均边信道相干功率相对于码定时偏移的图。
图6是一个说明了对所需用户单元、对多用户干扰、以及对背景噪声的能量相对于偏移的图。
图7A-7D是一些说明对于在高和低SNR以及重和轻负荷情况下与边信道PN码(点划线)和空码子(实线)匹配的匹配滤波器输出的能量相对于偏移的曲线。在这些图中，符号X=边信道码子的匹配滤波器输出，以及符号□=空码的匹配滤波器输出。
图8一个根据本发明的信道捕获方法的逻辑流程图。
发明详述参照图1，同步CDMA通信系统10是体现本发明的优选实施方案的固定无线系统(FWL)，在上述CDMA系统中，来自多个用户或者用户单元(SU)14的无线基站单元(RBU)12的前向链路(FL)传输是在时间上比特和码片对准的，并且SU14根据本发明的教导进行工作以便接收FL传输并且同步到这些传输之一。FWL适合于用来实现一个在RBU12和SU14之间传送话音和/或数据的电信系统。
RBU12包括用于产生多个用户信号(用户1到用户n)、连续地发送的边信道(SIDE_CHAN)信号以及空信号的电路。分配这些信号中的每个信号一个相应的pn扩频码并且在将其加至含有天线12b的发射机12a之前采用上述信号进行调制。当在FL上发送时，采用正交相位调制发送，以及假定SU14包括用于据此得到同相(I)和正交成分(Q)的合适相位解调器。图示的装置适用于一个频率(载波)的信道，应该意识到的是RBU12能够发送多个这样的频率信道。例如，每个频率信道包括高达31个码信道，以及具有的中心频率处于2GHz到3GHz范围之内。
每个SU14包括一个天线14a、一个用于下变换已收到信号的混频器14b、一个在其中通过采用本地pn码解扩已接收到的信号以便得到用户的发送的相关器14c、以及一个检测器及相关器14d。对于检测器的合适实施方案是图示于图2的非相干平方律检测器，以及它也可以是图示于图3的非相干绝对值检测器。SU14也包括一个负责管理SU14工作的本地处理器14e。这些管理功能包括产生一个可变的本振(LO)信号，例如从压控振荡器(VCO)14f中得到的信号，以及提供用以分配给SU14以便解扩用户信号的pn二进制码序列。处理器14e也负责执行根据本发明捕获方法的一种或者多种方法。尽管SU14能够在返回链路上也发送DS-CDMA信号给RBU12，但是这些功能与本发明的教导没有关系并且因此没有图示说明。
对于本发明现在的优选实施方案，天线12b和14a具有视距传播关系，SU14位置相对于RBU而言是固定的，以及天线12b和14a在SU14安装期间其方向图是对准的。然而，正如下面将要讨论的，本发明的教导不仅限制于适用于本发明现在的具体优选装置。
随后的描述假定使用了DS信号a(t)，它具有的码符号时间长度为Ts，它与扩频序列c(t)相乘，扩频序列c(t)的码片时间长度为Tc，以及零点到零点带宽为Wc=2/Tc。每个SU14的符号速率固定为1/Ts，码片速率为1/Tc=P/Ts。当得到对准时，所有的pn码是相互正交的，并且假定在正常工作期间是准确地对准的。在本发明现在的具体优选实施方案中，从一组随机化的沃尔什-哈达玛(Walsh-Hadamard)码中选择pn码。然而，本发明的教导不只限制于具有这些特性的信号。例如，从在零相对移位点处显示具有低互相关性能的任何一组中能够选择上述pn扩频码组。
在没有多用户干扰的情况下，已接收到的信号能够表示为r(t)=a(t-r)c(t-r)+n(t)，此处n(t)表示白高斯信道噪声。采用扩频序列c(t-mδt)的连续移位乘以r(t)以便试图估计定时偏移r。图2和3的检测器滤波器17是一个具有等效噪声带宽Ws=1/Ts的有限(Ts)积分器。在此带宽内，积分器不改变有效噪声功率谱密度1/2N。当c(t-mδt)与r(t)同步时，混叠pn扩频码，积分器产生DS信号的平均值a(t-r)。假定非同步工作，那么信号能量的大部分将落在检测器滤波器17的带宽之外，并且按照较好的近似，检测器输入能够只看作是白高斯噪声。对于非同步工作的最恶劣性能的情况，信号能量反射回来进入扩频带宽Wc。
平方高斯过程的n个样值之和是具有n个自由度分布的中心x2它具有两倍于检测器滤波器17的带宽(接近DC)。具有n个自由度的中心x2分布能够写为下式Py(y)=1σn2n/2Γ(n/2)yn/2-1e-y/2σ2,y≥0,]]>此处是高斯过程的方差。
假定扩频码同步(即mδt=r)，那么使已接收到的信号的频谱与数据带宽相混叠，因此，增加了检测器滤波器17内的整个能量。因为已收到信号的相位相对于该参考而言是自由地旋转的，即使是对恒定能量的信号，此种波形不是DC。因此，看起来检测器的输出将再次地应是中心x2分布，但是具有比只有噪声的情况更大的平均值。然而，假定相位旋转的速率足够地慢以致能够把信号分量作为确定性的来处理，并且因此检测器滤波器输出的第i个独立样值是具有由噪声成分所决定的平均值si和方差σ2的正态分布。积分器的输出特征在于是具有自由度为n的非中心x2分布，以及非中心参数是λ=Σi=1Nsi2=nS,]]>此处S表示平均信号功率。具有自由度为n的非中心x2分布能够写为下式Py(y)=12σ2(yλ)(n-2)/4e-(λ+y)/2σ2In/2-1(yλσ2),y≥0.]]>最后，来自方框21的n个样值之和在方框23内与预置的门限th相比较。设置门限和样值的数目以便同时实现检测概率≥Pd及虚假告警概率≤α。假定通过从th到∝积分非中心x2分布能够决定th和Pd。通过从th到∝积分中心x2分布能够决定虚假告警概率α。随着积分时间T变大，两个分布之间的扩展也变大。在某个点，能够达到所要求的检测概率并且同时达到目标虚假告警概率。为了达到该目标检测和虚假告警概率准则而需要的最小样值数决定了检测器的观测窗口T=nTs。
然而，某些时间的不确定性通常将是存在的以及必须对一定数量(Q)的时间单元(time cells)进行内搜索。平均捕获时间随后决定如下如果是在Ho的情况(只有噪声的情况)，那么所要求搜索的单个时间单元的时间由下列表达式确定To=T+αKT，此处K称作虚假告警的成本。如果假定一旦超过了门限，开始一个证实程序并且此证实程序包括另一个长度为KT的积分，该长度足够地长以便确保另一个虚假告警概率可以忽略，那么To=(1+αK)T。在平均意义上，在碰到正确的小区之前必须搜索(1/2Q-1)时间单元。接着，要求搜索给定H1情况(信号存在的情况)的时间单元所需的时间由下列表达式确定T1=Pd(1+K)T+(1-Pd)(1/2QTo+Tacq)。
第一项对应于成功的检测，在此情况下也要求一个证实程序。第二项对应于检测失败(在此情况下从开始就必须启动捕获程序，而且以1/2QTo进行递增)，因为现在必须搜索所有的时间单元。因此，捕获时间由下列表达式确定Tacq=(1/2Q-1)To+T1。
通过替换和重新安置，一个表达式得到如下Tacq=1Pd[(1+αK)(Q-1-1/2QPd)(1+K)]T]]>因此，给定信噪比(SNR)、所要求的检测概率Pd、虚假告警概率α以及成本系数，能够计算必要的积分时间T。随后，给定T和不确定性Q，能够决定平均捕获时间Tacq。
对于输入滤波器出的Es/No的具体值，输入信噪比确定如下SNRc=SNc=2TsWcEsNo]]>假定信号在SU接收机滤波器15的输出处是受AGC控制的，那么S+Nc=1，它符合下式
此处S是信号的功率，Nc是Wc输出处的噪声功率。此外No=2Nc/Wc。那么检测器滤波器17输出处的噪声功率是Ns=NoWs/2，由此，能量检测器19a或者19b的信噪比能够计算为SNRs=S/Ns。对每个假设的概率分布函数是完全由下式所决定的σ02=σ12=Ngandλ=nS。
现在将前面的分析推广到本发明最感兴趣的多用户信道。例如，在CDMA通信系统10内可以有M(30个激活用户(SU14)，它们中的每个用户从RBU12接收带有指定长度为P=32的码的已编码的信息符号。当对准时所有的pn码子是相互正交的，并且假设上述所有的pn码在正常运行期间是准确地对准的。每个SU14的符号速率固定为l/Ts，码片速率为1/Tc=P/Ts。RBU12同步及均匀地发送所有激活的信道，因此，任意一个SU14所已接收到的信道功率和定时偏移基本上是均等的。
除了用户信道之外，还存在有所有SU14使用的两个额外信道。一个称作上面描述的空信道，它根本不激活。尽管分配了上述空信道一个独特的pn码(此处称作空码)，它与每个激活的码子正交，但是实际上不发送空码。也就是说能够把空码看作一个“丢失”的码。图1示意性地说明了这种在空(NULL)信号路径设置开路的开关(SW)方式。也可以设置开关(SW)处于pn_null路径，从而使分配给空信道(pn_null)的pn码不到达相关的乘法器(扩频器)12c。另一个信道称作上面描述的边信道，它总是处于激活。边信道提供边带信息给SU14(如系统接入信息等)。边信道也用作码同步，正如下面所要描述的。
在单用户捕获技术或者测试(SUT)中，只采用一个边信道的统计特性，然而，在多用户捕获技术或者测试(MUT)中，采用了空信道的统计特性。采用两种不同的统计特性也包括在本发明的范围内；一个对应于空信道并且另一个对应于边信道，正如下面将要解释的。
单用户技术对于该测量，边信道pn码作为SU14的相关码c(t-mt)，正如图2所示的非相干平方律检测器方框图以及图3所示的非相干绝对值方框图。单用户技术只利用了上述统计特性以便尝试确定存储于SU14内的边信道pn码的拷贝与激活信道自身之间的相关峰。当这些码对准时，上述峰值处出现最大值。
多用户技术对于测量，空信道被用作为相关码。多用户测试只利用了上述统计特性以便尝试确定存储于SU14内的空信道码的拷贝与激活信道之问的相关零(同相关峰相对)。相关零可以采用从每个可能激活的码空码的相互正交性来得到，并且它与码对准相一致。
可以发现的是当M接近最大允许的激活用户数时，单用户测试的效果可能减小。这是由于以下事实造成的多用户干扰电平以近似自我抵消的方式降低，正如边带相关信号上升那样。类似地，当M较小时，可以发现的是多用户测试的效果可能减小，因为周围的噪声可能掩蔽相关零。
为了补偿这些效应，可以选择使用当捕获FL时上述两者统计特性之差。因此，对于较大的M，单用户统计特性占据主导地位，对于较小的M，多用户统计特性占据主导地位。但是，在两者之中的任一种情况下，当pn码定时接近锁定点时两者统计特性之间的差将急剧地变化(即变大)。通过使观测窗长度加倍，T=2nTs，在一定的程度上能够调节上述优点。然而，现在参照图4，当在可能激活的用户的整个范围内进行比较时，能够较容易地看到差值测试的使用提供了在平均捕获时间上整个优势。
因此，可在根据上面描述的两种统计特性之间的差值得到的两个概率分布函数(pdf)的基础上优选地执行根据本发明的检测。当处于单用户检测的情况下，一个pdf对应于Ho的情况或者码的夫对准情况，另一个pdf对应于H1的情况或者码的对准情况。在两者中的任一种情况，因为这两种统计特性按顺序进行计算，所以噪声成分本质上是不相关的。Pn码长度为P=32，并且以半个码片递增(δt=Tc/2)的方式在SU14内搜索定时，因此，给出了Q=64个可能的位置。因此，在最差的情况下产生最佳信号电平的时间单元将偏移1/4Tc。
假定Ho的情况，单用户和多用户两种测试产生了周围的高斯白噪声和多用户干扰。由于多用户码与测试码是不相关的，所以假定两个噪声成分是高斯方式的，因此在检测器输出处是中心X2分布的。信道噪声方差是Ns=1/2NoWs，此处1/2No=Nc/Wc是双边噪声谱功率密度。因此Ns=NcTc/2Tc=1/2NcP。最差情况的多用户干扰功率是Is=1/2IoWs，此处1/2Io是双边噪声谱功率密度。
应该注意到的是干扰密度在图2和3的接收机滤波器15的零点到零点带宽内是变化的。然而，最感兴起的是DC附近的密度。在此功率密度处的等效干扰带宽是1/2Wc=1/Tc。因此，1/2Io=IcTc，以及Is=IcTc/Ts=Ic/P。对于在Ho的假设条件，那么σ20=Is+Ns+S/P=(1/p)[1-1/2Nc]，此处S/P表示边信道的贡献部分。
假定在H1的情况，单用户测试产生了周围的高斯白噪声项和确定性信号成分，因此在检测器12d的输出处贡献了非中心x2分布随机变量。多用户测试产生了周围的高斯白噪声，它贡献了中心x2分布随机变量。当然，这是假设了由于对准的pn扩频码的相互正交导致多用户干扰可以被忽略。然而，因为滤波作用，pn码一般不是严格地正交的。可以证明的是采用3个极点的巴特沃兹(Butterworth)滤波，干扰零点的深度在pn对准时近似为25dB。因此，对于衰落最恶劣的情况(Es/Ns≈3db)，干扰零点可能大大地低于周围的白高斯噪声电平。另一个需要考虑的因素是来自最恶劣1/4Tc的情况的对准偏移将具有减弱干扰零点和信号相关峰值的效果的事实。根据图5所示的曲线，能够发现多用户相关零点损失了14dB，单用户相关峰损失了2dB。因此，应该考虑到这些效果的影响。然而，可以假设在最恶劣的衰落情况下，单用户和多用户两者的统计特性的噪声方差近似地是σ12=Ns。非中心参数λ等于nS。
根据下列积分能够决定两个其它的独立随机变量之间的差的随机变量Z=X-Y的概率分布函数，即fz(z)=∫-∞+∞fx(x)fy(x-z)dx,]]>它类似于卷积积分。因此，通过直接积分或者根据中心和非中心x2分布的修改形式的特征函数乘积的傅立叶(Fourier)反变换，能够得到Ho和H1的分布。
对于多用户捕获的情况，假定SU14的自动增益控制(AGC)函数设置为S+Nc+Ic=1，此处Ic=MS是多用户干扰功率。因此，(M+1)S+Nc=1。对于单用户方法也有同样的情况，定义SNR如下式SNRc=SNc=2TsWcEcNo=1PEsNo,]]>因此，解释如下一旦设置了λ=nS，那么最大的自由度完全决定了概率分布Nc=1(M+1)SNRc+1,S=SNRc(M+1)SNRc+1,andIc=MSNRc(M+1)SNRc+1]]>对该自由度进行调整以便来满足对某些门限th的检测和虚假告警准则概率Pd=∫th∞pz1(z)dzanda=∫Th∞pz0(z)dz]]>基于前面的讨论，根据本发明的第一目的，此处提供了用于SU14在一定数量的多用户干扰(MUI)存在的情况下捕获同步CDMA前向信道链路的正确码定时的方法。该方法利用了所使用的pn码的正交性从而通过特意地解扩一个已知不存在的pn码(即空码)来确定正确的码相位。这样的实现克服了在多个用户激活的情况下当使用传统的捕获方法时所引起的问题。在此情况下，具有处理增益P的P-1个干扰用户的干扰能量可以几乎与所需用户信号的能量一样强。结果是，标准的捕获方法(其中当匹配滤波器的输出(或者滑动相关器输出)的能量大于门限时将宣告一个检测)在较重的负荷系统内是不适用的。
为了简化本方法的讨论，假定输入信号的载频与接收机本地振荡器之间的频率偏差是零。
图6说明了由于作为匹配滤波器定时偏移的函数的所需用户信号、干扰用户和背景噪声所造成的匹配滤波器输出的能量。应该注意到的是，在前向信道上，假定所有的用户信号彼此是完全地同步的。图1所示的不同曲线表示了已收到信号的各种不同成分，这些成分之和构成了已接收到的强度。重要的是注意到当接收机没有偏移时，由于接收机码片定时偏移所导致的MUI能量与所需用户信号的能量是可以相比较的。这意味着标准的捕获算法将不能够方便地区分偏移与已同步相位之间的差。事实上，除非进行了附加的平均，信号能量基本上等于噪声方差，它意味着近似为OdB的检测信噪比(SNR)。
同样应该注意到的是，由于MUI的噪声和由于背景噪声的噪声两者都是均值为零的噪声过程。在传统的检测方法中，取I和Q解扩器输出中的较大者的绝对值并且在在某个停留时间(dwell time)内对上述结果进行平均。噪声具有零均值的事实意味着可能通过平均检测统计特性来提高判决的SNR。然而，在较重负荷系统的情况下，要求的平均时间较长以便创立足够大的SNR来可靠地决定是否已正确地使接收机与信号同步。
与标准的捕获方法相对比，根据本发明的一个目的，如果SU接收机取而代之地解扩一个没有被发送的PN码子，那么当接收机与干扰信号完成了对准时将“关掉”噪声。这意味着SU接收机能够寻找出现在零偏移相位处的“噪声内的孔”，因此，可决定在滑动相关器输出处噪声的能量何时低于门限。在此时，捕获电路能够宣告一个锁定已经发生。这种技术已经在上面被称作为多用户测试(MUT)。
尽管本方法提供了相对于传统的捕获技术的显著的优势，但是在使用MUT方法期间可能引起两个问题。
第一问题是来自干扰用户的数量不恒定、因此MUI的绝对电平不是固定的事实所导致的。这使得捕获问题变得复杂，因为在较轻负载的情况下(此时背景噪声是不可忽略的)，当码对准变得完善时，匹配滤波器的输出端的噪声功率不可能降低。
第二问题是来自这样的事实应该宣告锁定的噪声功率门限是当前激活干扰用户数量的函数，因此，应该执行某些类型的校准程序来设置上述门限。此种校准程序涉及以半个码片的步幅扫描可能的码相位以便决定平均的能量电平和最低能量电平。如果发现最低能量电平比平均电平要低某个门限量，那么可以宣告最低能量电平相位为锁定相位。然而，伴随着此方法的代价是校准程序要求大量的时间来执行，即2P倍的停留时间。尽管对SU来说较长的捕获时间不是一个严重的缺陷，因为其只在启动时并且在长而深的衰落之后出现，但是最好是尽可能地避免相对长的平均捕获时间。
图7A-7D说明了负载(激活干扰的用户数为N)的四种可能的情况及背景噪声电平。在每种情况下，示出了当与边信道pn码和空pn码(即没有发送的pn码)匹配时的匹配滤波器或者滑动相关器的输出。十分清楚，空pn码和边信道pn码滑动相关器的运行情况根据信道负载及背景噪声电平而有较大的变化。
在本发明现在的优选事实方案中，执行了信号用户测试(SUT)和多用户测试(MUT)这两者，在每个相位状态减去所得的结果。上述现在的优选技术的程序说明于图8的逻辑流程图中。
根据此程序，在2P个相位状态(例如64个相位状态)的每个状态并且从相位x(方框图A)开始，SU接收机首先通过平均一定数量的I和Q解扩器输出(方框B)的较大者的绝对值来执行信号用户测试(SUT)。SU接收机随后在方框C处通过与采用空pn码的解扩器进行同样的平均来执行多用户测试(MUT)。随后(方框D)计算这两种测试统计特性的差值，并且如果差值Z(x)大于门限，那么宣告一个检测(方框E)。如果没有超过门限，那么SU处理器12e存储Z(x)于相关的存储器(MEM)中。在方框F处，处理器12e判决是否已经检测了相位x的所有64个可能相位状态。如果没有，那么控制转移到方框G，此处处理器12e滑动接收机的码片时钟至下一个相位状态，并且重新进入在方框B处的循环。
如果用尽了所有64个可能的相位状态并且在方框F处宣告没有检测到，那么至少有两种选择。第一选择是SU处理器12e能够分类所存储的Z(x)值并且选择具有最大Z(x)值(方框H)的相位状态x。第二选择是如果暂时的衰落承担了在第一途径上所错过检测的责任，那么接收机能够再次地继续滑动x值经历64个可能的状态。
使用两个测试(SUT和MUT)的相对差值而不是绝对值测试结果的方法提供了一个更加牢靠的测试，而且产生了一个比使用绝对值测试更低的平均捕获时间的方法。
上述方法的全部目的是提供了一个由SU14使用的多用户捕获程序，它用来在许多干扰前向信道信号存在的情况下捕获前向边信道。该方法的一个重要方面是通过比较单用户测试(SUT)结果与多用户测试(MUT)结果，对于每个可能的相位状态，两个测试之间的相对差值能够更好地从所有的不正确相位状态中区分出正确的相位状态。
本发明当前优选实施方案假定没有定时(参考)信息存在，并且例如存在高达10个符号速率的频率不确定性。也可以假设所有的干扰信道发送独立的随机数据。
此外，根据本发明的一个方面，单个捕获序列也称作“查看(look)”，它包括设置具体的码片码相位和载波频率以及此后累积名义上为64个符号的已检测值(即同相(I)成分的幅度加上正交(Q)成分的幅度)。检测器电路12d完成上述操作，提供结果的值给处理器12e，该处理器12e控制整个捕获序列。例如，在17K波特(Baud)的速率，上述操作每隔3.8毫秒(ms)将出现。
根据本发明的实施方案的捕获技术包括四个组成部分，此处称作信道估计、码相位搜索、载波频率牵引、以及载波锁定。
信道估计部分通过操作以便在高使用率(高通信业务)期间内搜索正交区域。提供了一个用于未用信道(空信道)的pn扩频码并且在标称载波频率处以半个码片的阶幅执行定时搜索。假定存在一个在已检测到信号的能量电平内的减少来表示正交性区域，即一个近似等于正确pn定时的pn码。如果发现“查看”值低于正比例于平均“查看”值的门限，则宣告定时检测。然后以增加和减少1/2码片的步幅和1/4符号速率的频率步幅来进行更长的查看以便更加接近地决定锁定点。随后接入所需信道(例如边信道)的pn码并且实施载波频率牵引。
如果没有发现pn码相位导致产生低于门限之下信号的检测，那么增加载波频率，例如以半个符号速率的阶幅递增，并且重复信道估计程序。半个符号速率阶幅的使用是假定对于1/4符号速率的频率偏移极大地减少了正交性。如果用尽了频率的不确定性而没有确定一个正交性的区域，那么假定没有足够的干扰源或者干扰者存在以致产生了这样的区域，并且执行传统的码相位搜索。
上面描述的信道估计搜索使用了具有频率增量(例如20个频率增量)的pn码相位(例如256个pn码相位)，并且耗费了将近20秒的时间完成。信道估计搜索要求使用已知为空闲的信道(即空信道)。
如果信道估计搜索没有提供一个结果，那么执行传统的码相位搜索。传统的码相位搜索使用要进行捕获的信道(例如边信道)的pn码。对每个频率以1/2符号速率的阶幅按照半个码片阶幅来搜索pn码空间，并且并通过搜索以便确定一个在正比例于平均值的门限之上的“查看”值。执行整个码片搜索并且把一个门限之上的最大“查看”值作为锁定点。其结果是，能够检测到比直达信号更弱的任何多径信号。如果传统的码相位搜索不成功，那么可以再次地尝试信道估计搜索。
一旦按照上面描述的码相位搜索技术之一确立了定时相位处于1/4码片之内，并且将载波频率调谐到1/4符号速率之内，那么就关闭码片定时循环并且实现了载波频率牵引。进行频率牵引程序操作以便调谐LO频率(见图1)至一个能够快速地实现相位锁定的点而不错误地锁定于符号速率子谐波。
也可以采用一个符号内的鉴频器(intra-symboldiscriminator)。符号内的鉴频器使用另一个pn码信道，该码信道具有一个表示所需pn码而其另一半为相反值的pn码。使用上述特定码的信道将干扰鉴频过程，但是干扰将是一个零均值干扰(假定为随机数据)，它容易被环路滤波器滤掉。频率牵引过程在将SU14切换到相位锁定的一个固定时问之后将结束，从而终止捕获程序。此后，SU14连续地执行载波相位误差检测以便决定失锁。如果检测到失锁，那么SU14返回至信道估计搜索。
因此，尽管上面是就本发明的一些实施方案而言来具体地说明和描述了本发明，但是本技术领域的人员可以理解的是，任何形式上及其中任何细节的改变均没有脱离本发明的范围和精神。
例如，应该意识到的是本发明的教导不受限制于示例的频率、pn码长度、用户数量、解扩器和检测器实施方案的任何之一以及上面描述的此类实施方案。此外，应该意识到的是图8的方框图D内的门限例如作为上述方法循环经过该方框次数的函数能够是可变的或者自适应的。根据滑动经过所有状态的校准程序能够完成门限的初始设置，并且可设置门限处于最高与次最高的已测量的相关值之间。
应该进一步地理解的是本发明的教导不受限制于与图1所示的射频发射机和接收机一起使用。也就是说，在本发明的其它实施方案中，例如能够经过同轴电缆或者光纤缆来传输CDMA前向和反向链路信号。使用合适的音频换能器也能够经由水介质传输CDMA信号。
因此，前面描述的实施方案应该看作是本发明教导的示例，并且一旦实施了本发明，那么不应该在限制意义上解释上述实施方案。
权利要求
1．一种用于在CDMA系统内同步至前向信道的方法，包括的步骤为采用已知不存在于已接收到CDMA信号内的第一pn码来解扩已接收到的CDMA信号，并且得到已接收到信号电平的第一测量；以及当设置对应于要接收的所需前向信道的第二pn码的相位时，使用已接收到信号电平的已得到的测量。
2．按照权利要求1所提出的方法，其特征在于，其中解扩的步骤是解扩一个空信道，以及所需的前向信道是一个连续地发送的边信道。
3．按照权利要求1所提出的方法，其特征在于，其中得到已收到信号电平的测量的步骤是得到一个相关零。
4．按照权利要求1所提出的方法，其特征在于，其中在第一pn码相位状态的范围内反覆地实现解扩和得到的步骤。
5．一种用于在点对多点CDMA系统内捕获前向信道的方法，包括的步骤为采用已知存在于已收到CDMA信号内的第一pn码来解扩已接收到的CDMA信号，并且得到已收到信号电平的第一测量；采用已知不存在于已收到CDMA信号内的第二pn码来解扩已接收到的CDMA信号，并且得到已收到信号电平的第二测量；以及使用第一电平与第二电平之间的差值来同步到所需的信道。
6．按照权利要求5所提出的方法，其特征在于，其中解扩的第一步骤是解扩一个连续发送的边信道，以及其中同步的步骤是同步到上述边信道。
7．按照权利要求5所提出的方法，其特征在于，其中得到已收到信号电平的第一测量的步骤是得到一个相关峰值，其中得到已收到信号电平的第二测量的步骤是得到一个相关零。
8．按照权利要求5所提出的方法，其特征在于，其中在第一pn码相位状态的范围内和在第二pn码相位状态的范围内重复地实现解扩和获得的步骤。
9．按照权利要求5所提出的方法，其特征在于，其中在n个第一pn码相位状态的范围内和在n个第二pn码相位状态的范围内重覆地实现解扩和获得的步骤，并且进一步地包括的步骤为对于多个n的第一和第二pn码相位状态中的一个pn码相位状态i，决定已收到信号电平的第一测量与已收到信号电平的第二测量之间的差值；比较上述差值与门限值；以及如果差值大于上述门限值，那么设置pn码发生器以便输出一个对应于所需信道的pn码，其中已输出的pn码设置为pn码相位状态i；如果该差值不大于门限值，则递增该pn相位状态并且重新执行解扩和获得的步骤。
10．按照权利要求9所提出的方法，其特征在于，其中如果n个差值中没有一个值大于门限值，那么进一步地包括重新设定i为初始值的步骤和重新执行解扩及获得的步骤。
11．按照权利要求9所提出的方法，其特征在于，其中进一步地包括在重新执行解扩及获得的步骤之前调整门限值的步骤。
12．按照权利要求9所提出的方法，其特征在于，其中决定差值的步骤包括存储已决定差值的步骤，并且如果n个差值中没有一个值大于门限值，那么进一步地包括的步骤为检验已存储的差值以便选择一个具有最大值的已存储差值；以及设置pn码发生器以便输出对应于所需信道的pn码，将已输出的pn码设置成对应于所选择的存储差值的上述pn码相位状态。
13．一个同步CDMA通信系统，包括至少一个无线基站单元(RBU)，包括发送装置，用于发送多个第一前向信道，上述的第一前向信道的每个信道意图在于为一个用户所接收，以及用于发送至少一个第二前向信道，上述的第二前向信道意图在于为多个用户所接收，采用与其它前向信道的相关的pn码具有正交关系的相关的pn码来扩频上述的前向信道中的每个信道，并且多个用户单元(SU)，其中每一个包括用于接收多个第一前向信道和至少一个第二前向信道的装置，上述SU中的各个进一步地包括用于解扩至少一个第二前向信道、使用与第二前向信道相关的第一pn码、以及用于获得已收到信号电平的第一测量的装置；上述SU中的每一个进一步地包括使用一个未被RBU发送的第二空pn码来用于解扩已收到前向信道的以及用于得到已接收的信号电平的第二测量的装置，上述的空pn码与已发送的pn码具有正交的关系；以及进一步地包括使用信号电平的第一和第二测量之间的差值来设置与第二前向信道相关的第一pn码的相位的装置。
14．按照权利要求13所提出的CDMA通信系统，其特征在于，其中用于获得第一已收到信号电平的测量的装置是得到一个相关峰值，其中用于获得第二已收到信号电平测量的装置是得到一个相关零。
15．按照权利要求13所提出的CDMA通信系统，其特征在于，其中上述的解扩和获得的装置反覆地工作于第一pn码相位状态的范围内和在二个pn码相位状态的范围内。
全文摘要
公布了用于捕获点对多点CDMA系统中前向信道的方法。一个方法包括的步骤为:(a)采用已知存在于已收到CDMA信号内的第一pn码子来解扩已接收到的CDMA信号,并且得到已收到信号电平的第一测量;(b)采用已知不存在于已收到CDMA信号内的第二pn码子来解扩已接收到的CDMA信号,并且得到已收到信号电平的第二测量;以及(c)使用第一电平与第二电平之间的差值来同步到所需的信道。藉此方法,解扩的第一步骤是解扩一个连续的发送边信道,同步的步骤是同步到边信道。同样地,得到已收到信号电平的第一测量的步骤是得到一个相关峰,得到已收到信号电平的第二测量的步骤是得到一个相关零。最好地是在第一pn码相位状态的范围内和在第二pn码相位状态的范围内反复地实现解扩及获得的步骤。
文档编号H04B7/26GK1217101SQ97193950
公开日1999年5月19日 申请日期1997年1月27日 优先权日1996年2月23日
发明者S·C·金斯顿, T·R·吉尔罗伦兹, R·R·塞尔维斯特, D·W·马托拉克, P·史密斯 申请人:L-3通讯公司