专利名称：用于无线电系统的接收装置、方法和终端单元的制作方法
技术领域：
本发明涉及适用于CDMA(码分多路存取)型蜂窝式电话系统的接收装置及其接收方法，和用于该无线电系统的终端单元。
近些年来，CDMA型蜂窝式电话系统已经变得很有吸引力。在CDMA型蜂窝式电话系统，伪随机码用作扩展码。传输信号的载波是频谱扩展的。码序列中每个扩展码的模式和相位是变化的，以便进行多路存取。
在CDMA系统中，采用频谱扩展方法。在频谱扩展系统中，当传输数据时，先用传输数据调制载波。然后，已经被调制的载波用PN(伪随机噪声)码来乘。这样，载波便用PN码调制。作为首先调制方法的一个例子，采用平衡QPSK调制方法。由于PN码是随机码，所以当载波被PN码调制时，频谱加宽。
当数据被接收时，接收的数据被已经在发射侧调制的相同的PN码来乘。当乘以相同的PN码并且相位匹配时，接收的数据被去扩展，从而得到最初被调制的数据。当最初被调制的数据被解调时，得到原始数据。
在频谱扩展方法中，为了对接收信号去扩展，在发射侧已经调制的相同的PN码在模式和相位两方面都是需要的。因此，当PN码的模式和相位都改变时，可以进行多路存取。改变码序列中每个扩展码的模式和相位从而进行多路存取的方法称为CDMA方法。
作为蜂窝式电话系统，已经采用了FDMA(频分多路存取)系统和TDMA(时分多路存取)系统。然而，FDMA系统和TDMA系统不能应付用户数量急剧增加的局面。
换句话说，在FDMA系统中，在不同的频率信道上进行多路存取。在模拟电话系统中，经常采用FDMA系统。
然而，在FDMA系统中，由于频率使用效率差，所以用户数量的急剧增加将导致信道不足。当信道数目增加信道间隔变窄时，相邻信道相互干扰，因此声音质量下降。
在TDMA系统中，传输数据根据时间压缩。因此，使用时间被分隔，共享相同的频率。TDMA系统已经被广泛地用于数字蜂窝式电话系统中。与简单的FDMA系统相比，在TDMA系统中改善了频率使用效率。然而，在TDMA系统中，信道数受到了限制。因此，当用户的数量急剧增加时，信道数便不够了。
另一方面，CDMA系统具有良好的抗干扰性。因此，在CDMA系统中，相邻的信道不会相互干扰。于是，改善了频率使用效率，可以得到更多的信道。
在FDMA系统和TDMA系统中，由于多条路径的原因，信号会衰减。
换句话说，如
图1所示，信号通过多条路径从基站201发往便携式终端单元202。除了基站201的无线电电波直接发往便携式终端单元202的路径以外，还有路径P2、P3等等。在路径P2中，基站201的无线电电波被建筑物203A反射，发往便携式终端单元202。在路径P3中，基站201的无线电电波被建筑物203B反射，发往便携式终端单元202。
通过路径P2和P3被建筑物203A和202B反射后发往便携式终端单元202的无线电电波要迟于通过路径P1直接发往便携式终端单元202的无线电电波。因此，如图2所示，信号S1、S2和S3通过路径P1、P2和P3到达便携式终端单元202的时间是不同的。当通过路径P1、P2和P3的信号S1、S2和S3相互干扰时，会出现衰减现象。在FDMA系统和TDMA系统中，多路径使得信号受到衰减。
另一方面，在CDMA系统中，采用不同的RAKE方法，减弱了由于多路径引起的衰减现象，并且还可以提高信噪比。
在不同的RAKE系统中，如图3所示，接收机221A、221B和221C分别接收经过路径P1、P2和P3的信号S1、S2和S3。定时检测器222检测通过各条路径接收的代码。这些代码被分别送至对应于路径P1、P2和P3的接收机221A、221B和221C。接收机221A、221B和221C对通过路径P1、P2和P3接收的信号进行解调。接收机221A、221B和221C的输出信号被组合电路223组合。
在频谱扩展系统中，避免通过不同路径接收的信号相互间的干扰。通过路径P1、P2和P3接收的信号分别被解调。当通过各条路径接收的经解调的输出信号被组合时，信号增强，并且提高了信噪比。此外，可以减弱由于多路径引起的衰减现象。
在上述例子中，为了简单起见，不同的RAKE系统的结构为三台接收机221A、221B和221C以及定时检测器222。然而在实际应用中，如图4所示，不同的RAKE型蜂窝式电话终端单元还包括指示器251A、 251B和251C、搜索器252，以及数据组合器253。指示器251A、251B和251C得到经解调的各条路径的输出信号。搜索器252检测通过多路径的信号。组合器253将各条路径的经解调的数据混合。
在图4中，作为已经变成中频的频谱扩展信号施加到输入端250上。该信号送至准同步检测电路255。准同步检测电路255由乘法电路组成。准同步检测电路255将从输入端250接收的信号乘以PLL合成器256的输出信号。PLL合成器256的输出信号用频率组合器257的输出信号控制。
准同步检测电路255对接收的信号进行正交检测。
准同步检测电路255的输出信号送至A/D转换器254。A/D转换器254将输入信号转换成数字信号。A/D转换器254的取样频率远远高于被频谱扩展的PN码的频率。换句话说，A/D转换器254的输入信号是重复取样。
控制器258的输出信号送至指示器251A、251B和251C。此外，控制器258的输出信号还送至搜索器252。指示器251A、251B和251C对通过各条路径接收的信号去扩展，使这些信号同步，获得接收信号的同步，对这些信号的数据解调，以及检测这些信号的频率误差。
搜索器252获得接收信号的PN码，并向指示器251A、251B和251C指定各条路径的PN码的相位。换句话说，搜索器252具有去扩展电路，该电路将接收的信号乘以PN码，并对该信号去扩展。此外，搜索器252在控制器258的控制下，移动PN码的相位，得到与接收的PN码的相互关系。利用被指定的代码和接收的代码之间的相互关系，确定每条路径的PN码的相位。
搜索器252的输出信号送至控制器258。控制器258为对应于搜索器252的输出信号的指示器251A、251B和251C指定PN码的相位。指示器251A、251B和251C对接收的信号去扩展，并对接收的信号解调。
解调数据从指示器251A、251B和251C送至数据组合器253。数据组合器253将通过各条路径接收的信号组合。从输出端259得到组合信号。
指示器251A、251B和251C检测频率误差。频率误差送至频率组合器257。利用频率组合器257的输出信号，控制PLL合成器256的振荡频率。
在RAKE型便携式电话终端单元中，搜索器252具有图5所示的结构。
在图5中，从A/D转换器254(参见图4)向输入端301输送数字信号。如上所述，A/D转换器254的取样频率远远高于PN码的频率。换句话说，数字信号是重复取样。数字信号从输入端301送至十中抽一取样电路302。十中抽一取样电路302将从输入端301接收的信号进行十中抽一取样。十中抽一取样电路302的输出信号送至乘法电路303。
PN码产生电路304产生已经在发射侧扩展的PN码。从PN码产生电路304接收的PN码的相位可由控制器258指定。从PN码产生电路304接收的PN码被送至乘法电路303。
乘法电路303将十中抽一取样电路302的输出信号乘以从PN码产生电路304接收的PN码。因此，来自输入端301的接收信号被去扩展。当接收代码的模式和相位与从PN码产生电路304接收的代码的模式和相位匹配时，接收信号被去扩展。因此，乘法电路303的输出信号的电平变大。乘法电路303的输出信号通过带通滤波器306送至电平检测电路307。电平检测电路307检测乘法电路303的输出信号的电平。
电平检测电路307的输出信号送至加法电路308。加法电路308累加预定次数(例如64次)的输出数据。利用电平检测电路307的输出数据的累加值，得到指定给PN码产生电路304的代码和接收代码的相关值。加法电路308的输出信号送至存储器309。
每隔一预定数目的芯片，从PN码产生电路304接收的PN码的相位就偏移。从加法电路308的输出信号得到每个相位的相关值。该相关值存于存储器309中。每个周期指定PN码以后，存于存储器309中的相关值由控制器258按较大的相关值的次序存储。例如，选择具有最大的相关值的三个相位。所选相位被指定给指示器251A、251B和251C(参见图6)。
图6表示搜索器工作过程的流程图。在图6中，PN码产生电路304的相位被指定为初始值(步骤ST101)。清除加数(步骤ST102)。清楚加法电路308的累加值(步骤ST103)。
当初始相位被指定给PN码产生电路304时，乘法电路303用指定的PN码对接收信号去扩展。加法电路308累加去扩展的信号电平(步骤ST104)。无论何时当累加信号电平时，递增加数(步骤ST105)。接下来确定加数是否超过预定值(例如64)(步骤ST106)。直到加数等于64之前，一直累加加数。于是，得到相关值。当加数变为64时，此时的相关值被存于存储器309中(步骤ST107)。
确定PN码产生电路304最后的相位是否已经被指定(步骤ST108)。当最后的相位还没有被指定时，PN码的相位前移和后移一个预定的值(步骤ST109)。这之后，流程返回到步骤ST102。对于已经偏移了预定值的PN码的相位，重复上述过程。
当PN码的相位偏移了一个周期时，在步骤ST110，指定PN码的最后的相位。因此，步骤ST108确定的结果为“是”。这时，将相关值存于存储器309中，得到最大的三个相关值(步骤ST110)。对应于三个最大相关值的三个相位被指定给指示器251A、251B和251C(步骤ST111)。
在备用状态，这种便携式终端单元间歇地从基站接收终端呼叫等信息。如上所述，搜索器252在控制器258的控制下进行搜索。于是，间歇地接收信息，控制器258开始操作，然后在控制器258的控制下搜索器进行搜索。
换句话说，如图7所示，当便携式终端单元间歇接收信息时，控制器258开始工作(步骤ST101)。接下来，搜索器252开始工作。在控制器258的控制下，搜索器252进行搜索(步骤ST102)。搜索器252完成搜索之后，各条路径的PN码的相位被指定给指示器251A、251B和251C。于是，指示器251A、251B和251C开始工作(步骤ST103)。
如图8A所示，假定便携式终端单元从时间t11至时间t12进入接收模式。如图8B所示，控制器258开始工作。接下来，如图8C所示，在控制器258的控制下，搜索器252开始工作。搜索器252完成搜索之后，如图8D所示，对应于被搜索的路径的相位被指定给指示器251A、251B和251C。于是，指示器251A、251B和251C工作。因此，如图8B所示，控制器258的工作时间T11几乎等于从时间t11至时间t12的一段时间。结果，控制器258的工作时间变长，从而增加了电源损耗。
因此，本发明的一个目的是提供这样一种接收装置和接收方法，使得间歇接收模式下的控制器的工作时间缩短，从而降低电源损耗。
本发明提供一种接收用扩展码进行频谱扩展的信号的接收装置，包括搜索器，用于搜索从多路径接收的信号的路径；多个指示器，用于对搜索路径的接收信号进行去扩展和解调数据；组合器，用于组合所述指示器的输出数据；以及控制装置，用于控制接收操作，其中在接收状态下，所述控制装置为下一个接收状态指定所述搜索器的控制信息，然后保持停止装置，直到所述搜索器完成对应于控制信息的操作，以便间歇接收信号。
本发明提供一种接收用扩展码进行频谱扩展的信号的接收方法，包括以下步骤使搜索器搜索从多路径接收的信号的路径；使多个指示器对搜索路径的接收信号进行去扩展和解调数据；使组合器组合所述指示器的输出数据；以及控制装置，用于控制接收操作，其中在接收状态下，控制装置为下一个接收状态指定搜索器的控制信息，然后保持停止装置，直到搜索器完成对应于控制信息的操作，以便间歇接收信号。
本发明提供一种用于无线电系统的终端单元，用扩展码对传输信号进行频谱扩展，发射所得信号，改变扩展码的代码序列的模式和相位，和进行多路存取，包括搜索器，用于搜索从多路径接收的信号的路径；多个指示器，用于对搜索路径的接收信号进行去扩展和解调数据；组合器，用于组合所述指示器的输出数据；以及控制装置，用于控制接收操作，其中在接收状态下，所述控制装置为下一个接收状态指定所述搜索器的控制信息，然后保持停止装置，直到所述搜索器完成对应于控制信息的操作，以便间歇接收信号。
在间歇接收模式下，在控制部分工作的同时，指定下一个接收状态的控制信息。在下一个接收模式下，在不需要数据处理之前，控制器停止工作。因此，控制器的工作时间缩短了，从而降低了电源损耗。
通过以下结合附图对本发明的最佳实施例进行的描述，本发明的这些和其它目的、特征和优点将变得更清楚。
图1是说明多路径的示意图；图2是说明多路径的波形的示意图；图3是说明不同的RAKE系统的框图；图4是表示不同的RAKE系统的接收机的一个例子的框图；图5是表示常规的搜索器结构的一个例子的框图；图6是说明常规的搜索器的流程图；图7是说明常规的终端单元的流程图；图8A至8D是说明常规的终端单元的时序图；图9是本发明的CDMA型便携式电话终端单元的整体结构的框图；图10是本发明的CDMA型便携式电话终端单元的搜索器结构的一个例子的框图；图11是本发明的CDMA型便携式电话终端单元的指示器结构的一个例子的框图；图12是说明本发明的CDMA型便携式电话终端单元的流程图；图13A至13D是说明本发明的CDMA型便携式电话终端单元的时序图；以及图14A至14D是说明本发明的CDMA型便携式电话终端单元的时序图。
下面参照附图描述本发明的一个实施例。图9是本发明的用于CDMA型蜂窝式电话系统的便携式终端单元的整体结构的框图。便携式终端单元采用不同的RAKE系统作为接收系统。在不同的RAKE系统中，在相同时间从多路径接收信号。接受的信号被组合。
在图9中，在发射模式下，音频信号被输入至话筒1。音频信号送至A/D转换器2。A/D转换器2将模拟音频信号转换成数字音频信号。A/D转换器2的输出信号送至音频压缩电路3。
音频压缩电路3对数字音频信号压缩和编码。作为压缩和编码系统的例子，可以提出各种类型。例如，可以采用QCELP(Qualcomm码激励线性编码)系统。在QCELP系统中，取决于用户的声音特征和通信路径的拥塞状态，可以采用许多编码速度。在这种情况下，可以选择四种四种编码速度(9.6kbps、4.8kbps、2.4kbps和1.2kbps)。为了保持通信质量，可以用最小速度编码。应注意的是，音频压缩系统不限于QCELP系统。
音频压缩电路3的输出信号送至卷积编码电路4。卷积编码电路4将误差校正码作为卷积码加到传输数据上。卷积编码电路4的输出信号送至交错电路5。交错电路5交错传输数据。交错电路5的输出信号送至频谱扩展电路6。
频谱扩展电路6首先对载波进行调制，然后对所得信号用PN码调制。换句话说，频谱扩展电路6首先对对应于例如平衡QPSK调制方法的传输数据进行调制。另外，将所得信号乘以PN码。由于PN码是随机码，所以当乘以PN码时，载波的频带加宽。于是，载波被频谱扩展。作为传输数据的调制方法的一个例子，采用平衡QPSK调制方法。然而，另外的方法可以用于已经提出的各种方法中。
频谱扩展电路6的输出信号通过带通滤波器7送至D/A转换器8。D/A转换器8的输出信号送至RF电路9。
来自PLL合成器11的本机振荡信号送至RF电路9。RF电路9将D/A转换器8的输出信号乘以PLL合成器11的本机振荡信号，从而将传输信号的频率转换成预定的频率。RF电路9的输出信号送至传输放大器10。传输信号被放大以后，所得信号送至天线12。无线电波从天线12送至基站。
在接收方式下，来自基站的无线电波被天线12接收。由于来自基站的无线电波被建筑物等反射，所以无线电波通过多路径到达便携式终端单元的天线12。当便携式终端单元用于汽车等设备时，由于多普勒效应，接收信号的频率会改变。
天线12的输出信号送至RF电路20。RF电路20接收来自PLL合成器11的本机振荡信号。RF电路20将接收的信号变为具有预定频率的中频信号。
RF电路20的输出信号通过中频电路21送至准同步检测电路22。PLL合成器23的输出信号送至准同步检测电路22。PLL合成器23的输出信号的频率受频率组合器32的输出信号的控制。准同步检测电路22对接收信号进行正交检测。
准同步检测电路22的输出信号送至A/D转换器24。A/D转换器24对准同步检测电路22的输出信号进行数字化处理。这时，A/D转换器24的取样频率高于已经被频谱扩展的PN码的芯片率。换句话说，A/D转换器的输入信号是重复取样。A/D转换器24的输出信号送至指示器25A、25B和25C。此外，A/D转换器24的输出信号送至搜索器28。
如上所述，在接收模式下，通过多路径接收信号。指示器25A、25B和25C把通过多路径接收的信号乘以PN码，以便对接收信号去扩展。此外，指示器25A、25B和25C输出通过多路径接收的信号电平，并输出这些多路径的频率误差。
搜索器28取得接收信号的代码，并指定路径的PN码的相位。换句话说，搜索器28具有去扩展电路，该电路将接收信号乘以各个PN码，并去扩展接收信号。搜索器28在控制器29的控制下使PN码的相位偏移，得到与接收代码相关的关系。利用被指定的PN码和接收代码之间的相关值，指定各条路径的PN码的相位。控制器29指定的代码被送至指示器25A、25B和25C。
由指示器25A、25B和25C解调的各条路径的接收数据送至数据组合器30。数据组合器30将各条路径的接收数据组合。数据组合器30的输出信号送至AGC电路33。
指示器25A、25B和25C得到通过各条路径接收的信号的强度。通过各条路径接收的信号的强度从指示器25A、25B和25C送至RSSI组合器31。RSSI组合器31将通过各条路径接收的信号的强度进行组合。RSSI组合器31的输出信号送至AGC电路33。控制AGC电路33的增益，于是接收数据的信号电平变得恒定。
各条路径的频率误差从指示器25A、25B和25C送至频率组合器32。频率组合器32将各条路径的频率误差进行组合。频率组合器32的输出信号送至PLL合成器11和23。根据得到的频率误差，控制PLL合成器11和23的频率。
AGC电路33的输出信号送至去交错电路34。去交错电路34对已经在发射侧进行交错处理的接收数据进行去交错。去交错电路34的输出信号送至维特比解码电路35。维特比解码电路35用软确定处理和最大相似解码处理对卷积代码进行解码。维特比解码电路35进行误差校正处理。维特比解码电路35的输出信号送至音频扩展电路36。
音频扩展电路36对已经用例如QCELP方法压缩的音频信号进行解压，并对数字音频信号进行解码。数字音频信号送至D/A转换器37。D/A转换器37将数字音频信号恢复成模拟音频信号。该模拟音频信号送至扬声器38。
图10是表示根据本发明的便携式电话终端单元的搜索器28的结构的框图。在图10中，数字信号从A/D转换器24(参见图9)送至输入端51。如上所述，A/D转换器24的取样频率高于PN码的频率。换句话说，数字信号是重复取样。数字信号从输入端51送至十中抽一取样电路52。十中抽一取样电路52对从输入端51接收的信号进行十中抽一取样处理。十中抽一取样电路52的输出信号送至乘法电路53。
PN码产生电路54产生在发射侧已经扩展的PN码。从PN码产生电路54接收的PN码的相位被控制器29指定。从PN码产生电路54接收的PN码送至乘法电路53。
乘法电路53将十中抽一取样电路52的输出信号乘以从PN码产生电路54接收的PN码。于是，来自输入端51的接收信号被去扩展。当接收信号中的PN码的模式和相位与从PN码产生电路54接收的PN码的模式和相位匹配时，接收信号去扩展。这样，乘法电路53的输出信号的电平变大。乘法电路53的输出信号通过带通滤波器56送至电平检测电路57。电平检测电路57检测乘法电路53的输出信号的电平。
电平检测电路57的输出信号送至加法电路58。加法电路58累加预定次数(例如64次)的输出数据。利用电平检测电路57的输出数据的累加值，得到指定给PN码产生电路54的PN码和接收PN码的相关值。加法电路58的输出信号送至存储器59。此外，加法电路58的输出信号送至最大值检测电路60。最大值检测电路60得到相关值的最大值。相关值的最大值存于最大值存储器61中。
每隔一预定数目的芯片(例如每个芯片或1/2芯片)，从PN码产生电路54接收的PN码的相位就偏移。从加法电路58的输出信号得到每个相位的相关值。该相关值存于存储器59中。每个周期指定PN码以后，例如，选择具有最大的相关值的三个相位。所选相位被指定给指示器25A、25B和25C。
当按较大的相关值的次序选择三个相位和指定三条路径时，采用存于最大值存储器61中的最大值。由于不需要控制器29的复杂的分类过程，所以减少了向控制器29所加的负担。
分类处理的算法的例子是快速分类法和堆存储法。然而，在这种分类处理算法中，需要许多比较计算。因此，控制器258的负担加重。另一方面，当已知相关值的最大值时，通过比较相关值和最大值，可以很容易地得到n个最大的相关值。这样，当相关值的最大值存于最大值存储器61中时，可以减轻最大值存储器61的负担。
图11是表示本发明的便携式电话终端单元的每个指示器25A、25B和25C的结构的框图。从A/D转换器24(参见图9)向输入端71输送数字信号。如上所述，A/D转换器24的取样频率高于PN码的频率。换句话说，数字信号是重复取样。
数字信号从输入端71送至十中抽一取样电路72、73和74。来自时钟控制电路75的时钟通过延迟电路76送至十中抽一取样电路72。来自时钟控制电路75的时钟直接送至十中抽一取样电路73。来自时钟控制电路75的时钟通过延迟电路76和77送至十中抽一取样电路74。每个延迟电路76和77具有1/2芯片的延迟量。十中抽一取样电路72、73和74对从输入端71接收的数字信号进行十中抽一取样处理。
十中抽一取样电路72、73和74的输出信号分别送至乘法电路78、79和80。从PN码产生电路81将PN码送至乘法电路78、79和80。PN码产生电路81产生在发射侧已经扩展的相同的PN码。乘法电路78将十中抽一取样电路72的输出信号乘以PN码产生电路81的输出信号。当接收的PN码的模式和相位与从PN码产生电路81接收的代码的模式和相位匹配时，乘法电路78输出去扩展信号。乘法电路78的输出信号通过带通滤波器82送至解调解调电路83。
解调电路83对接收的信号解调。解调电路83输出被解调的数据。被解调的数据从输出端84输出。解调电路83检测接收信号的电平。从输出端85得到信号电平。解调电路83检测频率误差。从输出端86得到频率误差。
乘法电路79和80将十中抽一取样电路73和74的输出信号分别乘以PN码产生电路81的输出信号。时钟控制电路75的时钟直接送至十中抽一取样电路73。来自时钟控制电路75的时钟被延迟一个芯片送至十中抽一取样电路74。假定十中抽一取样电路72的输出信号的相位是中心相位，那么分别从十中抽一取样电路73和74得到相位超前中心相位1/2芯片的输出信号和相位落后中心相位1/2芯片的输出信号。乘法电路79和80将相位超前中心相位1/2芯片的信号和相位落后中心相位1/2芯片的信号乘以从PN码产生电路81接收的代码。因此，得到去扩展的相位超前中心相位1/2芯片的输出信号和相位落后中心相位1/2芯片的输出信号。乘法电路79和80的输出信号用于形成DLL(延迟锁定环)。
换句话说，乘法电路79和80的输出信号分别通过带通滤波器87和88送至电平检测电路89和90。电平检测电路89和90输出去扩展的信号电平，相位超前1/2芯片和落后1/2芯片。电平检测电路89和90的输出信号送至减法电路91。
减法电路91将相位超前1/2芯片的去扩展信号的电平与相位落后1/2芯片的去扩展信号的电平进行比较。减法电路91的输出信号通过回路滤波器92送至时钟控制电路75。时钟控制电路75控制送至十中抽一取样电路72至74的时钟，以便使减法电路91的输出信号的电平变为零。
假定输入信号被A/D转换器24重复取样8次，所得信号被十中抽一取样电路72至74进行十中抽一取样的1/8处理，十中抽一取样电路72、73和74以每8个取样的间隔输出信号。当判断当前的定时相对于减法电路91的输出信号非常迟时，则以每7个取样的间隔而不是8个取样的间隔输出信号。
从输入端93向PN码产生电路81输送初始相位数据。根据由搜索器28检测的路径，指定初始相位数据。根据代码的波动，上述DLL回路工作，以便获得接收的PN码。
如图11所示，根据本发明的便携式终端单元的搜索器28具有定时产生电路50，产生各种定时信号。定时产生电路50可以在不需要控制器29的情况下进行搜索。当前设定值如PN码的相位和搜索方式存于设定值存储器63中。
由于本发明的便携式终端单元的搜索器28可以在不需要控制器29的情况下进行搜索，所以搜索器28可以在控制器29开始工作前完成搜索。
这样在本发明的便携式终端单元中，如图12所示，在间歇接收方式下，搜索器28开始工作(步骤ST1)。搜索器28完成搜索之后，控制器29开始工作(步骤ST2)。搜索器28获得每条路径的PN码的相位之后，由搜索器28获得的相位被指定给指示器25A、25B和25C。这样，指示器25A、25B和25C开始工作(步骤ST3)。换句话说，当搜索器28进行搜索时，控制器29不工作。搜索器28完成搜索之后，控制器29开始工作。于是，控制器29工作的时间变得很短，由此降低了电源消耗。
换句话说，如图13A所示，当便携式终端单元从t1至t2进入接收方式时，如图13C所示，当前的接收方式完成以后，在时间t0，将被搜索的相位存于设定值存储器63中。在时间t1，搜索器28开始工作。搜索器28完成搜索以后，如图13B所示，控制器29开始工作。如图13D所示，由搜索器28搜索的路径的接收PN码的相位被指定给指示器25A、25B和25C。这样，指示器25A、25B和25C开始工作。
因此，如图13A所示，当便携式终端单元从t1至t2进入接收方式时，控制器29开始工作的时间T1是在搜索器28完成搜索之后，直到指示器25A、25B和25C完成解调操作。于是，控制器工作的时间变得很短，由此降低了电源消耗。
此外，如图14C所示，搜索器28开始工作以后，控制器29开始工作。如图14D所示，由搜索器28搜索的路径的接收PN码的相位被指定给指示器25A、25B和25C。这以后，控制器29停止工作。指示器25A、25B和25C开始工作。就在完成接收之前，控制器29开始下一次接收。在这种情况下，控制器29工作的时间变得很短，由此降低了电源消耗。
根据本发明，在间歇接收方式下，在控制部分进入等待状态之前工作的同时，指定下一次接收方式的控制信号。即使在下一次接收方式下，需要数据处理之前，控制器也可以停止工作，于是，控制器工作的时间变得很短，由此降低了电源消耗。
虽然以上结合最佳实施例描述了本发明，但是本领域的一般技术人员应理解，在不脱离本发明的精神和范围的前提下可作各种修改。
权利要求
1.一种接收用扩展码进行频谱扩展的信号的接收装置，包括搜索器，用于搜索从多路径接收的信号的路径；多个指示器，用于对搜索路径的接收信号进行去扩展和解调数据；组合器，用于组合所述指示器的输出数据；以及控制装置，用于控制接收操作，其中在接收状态下，所述控制装置为下一个接收状态指定所述搜索器的控制信息，然后保持停止装置，直到所述搜索器完成对应于控制信息的操作，以便间歇接收信号。
2.根据权利要求1的接收装置，其特征在于在下一个接收状态下，所述控制装置变为停止状态，而所述指示器工作。
3.一种接收用扩展码进行频谱扩展的信号的接收方法，包括以下步骤使搜索器搜索从多路径接收的信号的路径；使多个指示器对搜索路径的接收信号进行去扩展和解调数据；使组合器组合所述指示器的输出数据；以及控制装置，用于控制接收操作，其中在接收状态下，控制装置为下一个接收状态指定搜索器的控制信息，然后保持停止装置，直到搜索器完成对应于控制信息的操作，以便间歇接收信号。
4.根据权利要求3的接收方法，其特征在于在下一个接收状态下，控制装置变为停止状态，而指示器工作。
5.一种用于无线电系统的终端单元，用扩展码对传输信号进行频谱扩展，发射所得信号，改变扩展码的代码序列的模式和相位，和进行多路存取，包括搜索器，用于搜索从多路径接收的信号的路径；多个指示器，用于对搜索路径的接收信号进行去扩展和解调数据；组合器，用于组合所述指示器的输出数据；以及控制装置，用于控制接收操作，其中在接收状态下，所述控制装置为下一个接收状态指定所述搜索器的控制信息，然后保持停止装置，直到所述搜索器完成对应于控制信息的操作，以便间歇接收信号。
全文摘要
一种接收用扩展码进行频谱扩展的信号的接收装置,包括:搜索器,用于搜索从多路径接收的信号的路径;多个指示器,用于对搜索路径的接收信号进行去扩展和解调数据;组合器,用于组合所述指示器的输出数据;以及控制装置,用于控制接收操作,其中在接收状态下,所述控制装置为下一个接收状态指定所述搜索器的控制信息,然后保护停止装置,直到所述搜索器完成对应于控制信息的操作,以便间歇接收信号。因此,可以降低控制装置的电源损耗。
文档编号H04J13/04GK1189030SQ98103648
公开日1998年7月29日 申请日期1998年1月14日 优先权日1997年1月14日
发明者成濑哲也, 渡边贵彦 申请人:索尼公司