专利名称：载波再生电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及与数字调制型射频接收机或类似接收机一起使用的载波再生电路，尤其是用于从所接收到的相移键控调制信号中再生载波的载波再生电路。
背景技术：
在本说明书中，所用术语“扫描”具有用于再生解调载波的“扫频”的意思，所用术语“扫描频宽”具有“由射频接收机覆盖的所接收到的信号的中心频率的范围”的意思。例如，数字卫星射频接收机的扫描频宽大约为±1.5MHz。
在卫星射频接收机中，在电源被接通之后对载波进行扫描。当在扫描操作过程中接收到帧同步信号时，就判断出接收状态处于帧同步状态，这样扫描操作停止，并进入载波跟踪状态，并将载波当作再生载波。
图5到7中显示了常规的载波再生电路的结构。下面将说明图5所示的常规的载波再生电路。在图5所示的载波再生电路中，由相移键控调制的接收波被频率转换到预定的中频，并输入到正交检波电路1A。正交检波电路1A接收来自压控振荡器(以下称其为VCO)的解调载波输出以及经过90°相移电路121的90度移相的解调载波。正交检波电路1A从被转换为中频的接收信号中检测I轴和Q轴的基带信号。
I轴和Q轴的基带信号被提供给A/D转换器2和3，并被转换为离散数字信号，其频带受到数字滤波器8和9的限制。限带基带信号DI和DQ被提供给相位误差检测电路122和并/串转换器电路123。并/串转换器电路123将基带信号DI和DQ转换为串行数据，并输出该串行数据。
相位误差检测电路122检测来自所接收的基带信号DI和DQ中的相位误差。相位误差监视器电路124检验与所检测相位误差对应的相位误差数据是否保持在稳定状态，如果是在稳定状态，则向AFC电路125输出SYNC信号，由此确认载波同步。
在SYNC信号提供给AFC电路125之前，AFC电路125连续向加法器126输出扫描信号，该加法器用来将扫描信号与相位误差数据相加。加法器126将加法输出提供给D/A转换器127，该D/A转换器将加法输出转换为提供给环路滤波器128的模拟信号，该模拟信号在环路滤波器128中被平滑。环路滤波器128的输出电压被当作压控信号提供给压控振荡器120，以便控制振荡频率并扫描载波。当AFC电路125接收到SYNC信号时，它停止输出扫描信号，以确认载波同步，并进入依赖相位误差数据再生载波的跟踪状态。
在图6所示的电路中，用帧同步电路129代替了图5所示的并/串转换器电路123。在这个例子中，在帧同步电路129向AFC电路125提供SYNC信号之前，AFC电路125连续向加法器126输出扫描信号，该加法器将扫描信号和相位误差数据相加。加法器126将加法输出提供给D/A转换器127，该转换器将加法输出转换为提供给环路滤波器128的且在其中进行平滑处理的模拟信号。
环路滤波器128的经平滑的输出电压作为压控信号提供给压控振荡器120，以控制振荡频率，并扫描载波。当AFC电路125接收同步信号时，它停止输出扫描信号，以确认载波同步，并进入依赖相位误差数据再生载波的跟踪状态。这些操作与图5所示的电路相似。
在图7所示的载波再生电路中，准同步检波电路1被用于图6所示的载波再生电路中。在图7所示的载波再生电路中，由相移键控调制的接收波被频率转换到预定的中频，并输入到准同步检波电路1。准同步检波电路1从被转换到中频的接收信号中检测I轴和Q轴的基带信号。
加法器126的输出提供给数字环路滤波器130。环路滤波器130的输出提供给数控振荡器(图7中的NCO)6和7。乘法器4将数控振荡器6的振荡输出与A/D转换器2的输出相乘，乘法器5将数控振荡器7的振荡输出与A/D转换器3的输出相乘，因此执行了正交检波。数控振荡器6的振荡输出的相位与数控振荡器7的振荡输出的相位相差90°。
由乘法器4和5输出的基带信号DI和DQ提供给数字滤波器8和9，经过这两个滤波器，基带信号的频带受到限制。限带基带信号提供给相位误差检测电路122以及帧同步电路129。帧同步电路129将基带信号DI和DQ转换为串行数据，并输出该串行数据。
相位误差检测电路122检测来自所接收基带信号DI和DQ的相位误差。加法器126将与所检测相位误差对应的相位误差数据和AFC电路125的扫描输出相加。上述加法输出被提供给环路滤波器130。环路滤波器130的输出作为振荡频率控制数据提供给数控振荡器6和7，以控制振荡频率，并执行扫描操作。
在扫描操作期间，如果帧同步电路129在预定期间内检测到同步模式的重复，其中同步模式表示在一连串接收数据内的帧数据的顶字段，这样就可判定出接收状态处于帧同步状态中。因此，SYNC信号被提供给AFC电路125，由此确认载波同步。当AFC电路125接收到SYNC信号时，它停止输出扫描信号，并进入依赖于相位误差数据再生载波的跟踪状态。
但是，上述常规载波再生电路中的一种可能会出现一些问题。即尽管载波扫描响应由相位误差监视器电路输出的SYNC信号而停止，但如果C/N比太低，则载波同步检测的可靠性就很低。
然而，上述其它的常规载波再生电路还存在其它问题。即，尽管载波扫描响应由帧同步电路所检测出的SNYC信号而停止，但检测SYNC信号通常会花去几十帧的时间，这样用于检测载波同步所花的时间太长。因此，AFC的扫描周期过长。
本发明的一个目的是提供载波再生电路，它能缩短检测载波同步的时间，并能快速再生载波。
发明的公开本发明的载波再生电路用于从所接收到的相移键控调制信号中再生出载波，该电路包括接收装置和改变装置。接收装置在载波与调制波中心频率之间存在预定频差时，接收解调基带信号；改变装置用于连续改变振荡频率，以改变解调载波的频率，其中接收装置通过向改变装置提供用于命令其激活或中止的命令信号来控制改变装置。
本发明的载波再生电路用于从所接收到的相移键控调制信号中再生载波，该电路包括接收CN比判定装置、频宽转换装置、振荡装置以及检测装置。接收CN比判定装置根据单位时间周期内超过预定阈值的离散值的数目，来确定接收CN比，其中离散值表示当载波与调制波中心频率之间存在预定频差时，所产生的解调基带信号的信号点排列；频宽转换装置依据接收CN比判定装置所确定的接收CN比，设定一个步骤所改变的频宽；振荡装置依据由频宽转换装置所设定的频宽，通过连续改变振荡频率而输出解调载波；检测装置用于检测减小到等于或小于由接收CN比判定装置所确定的接收CN比确定的阈值的离散值的数目，以防止振荡装置的振荡频率随频宽而改变。
在本发明的载波再生电路中，接收CN比判定装置依据在单位时间周期内超过预定阈值的离散值的数目，来确定接收CN比，其中上述离散值表示当载波与调制波中心频率之间存在预定频差时，所产生的解调基带信号的信号点的排列；频宽转换装置依据由接收CN比判定装置所确定的接收CN比，来设置一个步骤中所改变的频宽。振荡装置的振荡频率依据所设置的频宽而连续改变，以输出解调载波，当检测出离散值的数目减小到等于或小于由接收CN比判定装置所确定的接收CN比确定的阈值时，就能防止振荡装置的振荡频率随频宽而改变。因此，与以下情况相比，载波可被更快地再生出来，上述情况是指防止振荡装置的振荡频率响应所检测出的帧同步而随频宽改变。
附图的简要说明
图1是一张框图，它显示了依据本发明的一个实施例的载波再生电路的结构。
图2显示了该实施例的载波再生电路的特性，说明了该电路的操作。
图3显示了该实施例的载波再生电路的特性，说明了该电路的操作。
图4是一张流程图，它显示了该实施例的载波再生电路的操作。
图5是一张框图，它显示了常规载波再生电路的结构。
图6是一张框图，它显示了另一个常规载波再生电路的结构。
图7是一张框图，它显示了另一个常规载波再生电路的结构。实现本发明的最佳实施例以下将说明本发明的载波再生电路的一个实施例。图1是显示了依据本发明实施例的载波再生电路的结构的框图，这一电路是准同步检波型的。
在本说明书中，所用术语“扫描步骤频宽”有“在一个扫描步骤中所改变的频宽”的意思。与常规接收机相似，在电源接通之后，使用本实施例的载波再生电路的卫星射频接收机开始扫描操作。
在本发明的实施例的载波再生电路中，经由相移键控调制的接收信号被频率转换到预定的中频，并输入到准同步检波电路1中，准同步检波电路1将该接收信号转换为I轴和Q轴的基带信号。各个轴的基带信号经由A/D转换器2和3被转换为数字离散信号。经过A/D转换器2和3转换的I轴和Q轴的基带信号在乘法器4和5中与数控振荡器6的振荡输出和数控振荡器7的振荡输出相乘，其中数控振荡器7的振荡输出是将振荡器6的输出相移90°得到的，因此解调了这些基带信号。
由乘法器4和5输出的基带信号DI和DQ的频带被数字滤波器8和9所限制，这些滤波器会将基带信号DI和DQ提供给帧同步电路10、接收相位检测电路11以及相位误差检测电路12。帧同步电路10将基带信号DI和DQ转换为串行数据，并将其输出。帧同步电路10捕获表示对接收方和发送方都是已知的，该帧顶部字段的数据串。
在捕获到表示帧同步的数据串之后，帧同步电路10向接收相位检测电路11以及后续阶段的信号处理电路输出表示该帧顶部字段的帧脉冲。帧同步电路10响应由帧脉冲所产生的定时信号，从基带解调信号中得出写有发送帧的结构信息的头，并向相位误差检测电路12输出解调识别信号，用于识别调制方法以及在多种调制方法及类似方法之间进行切换。在载波同步且建立了帧同步之后，即使是在低C/N比的情况下，都可使用调制识别信号以及由接收相位检测电路11所输出的接收相位数据进行可靠解调。
如果帧同步电路10在预定周期内检测到同步模式的重复，例如在预定周期内检测到帧脉冲的重复，判定帧同步已经建立，帧同步单元10还输出SYNC信号，上述同步模式表示在接收数据串内的该帧数据的顶部字段。
与由相位误差检测电路12所检测的相位误差相应的相位误差数据提供给加法器21，该加法器21将相位误差数据与AFC电路20的输出相加，后面将会对AFC电路进行说明。加法输出被数字环路滤波器13所平滑，并作为振荡频率控制信号提供给数控振荡器6和7。
接下来，将说明本发明实施例的载波再生电路的AFC电路20所执行的扫描操作。在本发明实施例的载波再生电路的AFC电路20所执行的扫描操作中，可从基带信号DI和DQ中得到重要的CN比。依据所得到的CN比，设定扫描步骤频宽以及载波同步阈值，以便能依据扫描频宽来执行扫描步骤。当载波得到小于载波同步阈值的值时，就判定载波的同步已经建立，并停止扫描操作。
以下将进一步说明由本发明实施例的载波再生电路中的AFC电路20所执行的扫描操作。由数字滤波器8和9进行频带限制的基带信号DI和DQ也提供给信号点排列转换电路14，以便得到重要的CN比。信号点排列转换电路14参照信号点排列转换表，从基带信号DI和DQ中得到信号点排列数据。所得到的信号点排列数据提供给偏差计算电路15，该电路计算信号点排列数据的离散值。
接下来，将说明信号点排列转换表。在QPSK(四相相移键控)调制的情况下，接收信号(DI DQ)的基本位置是(0，0)、(0，1)、(1，1)以及(1，0)。(0，0)涉及第一象限，(0，1)涉及第二象限，(1，1)涉及第三象限，而(1，0)涉及第四象限。(0，1)以顺时针方向旋转90°，(1，1)以顺时针方向旋转180°，(1，0)以逆时针方向旋转90°，以便在第一象限内收集接收信号(DI，DQ)，并将该接收信号转换为信号点排列数据。与此相似，在8PSK(八相相移键控)调制的情况下，在预定象限内收集接收信号，并将其转换为信号点排列数据。
依据由信号点排列转换电路14所得到的信号点排列数据，偏差计算电路15计算信号点排列数据的离散值。将所计算出的每一个离散值与预设的标准值A进行比较。在预定单位周期内，计算等于或大于该标准值A的离散值的总数DSMS。这一总数DSMS表示在预定单位周期内，出现离散值等于或大于标准值A的频率。
由偏差计算电路所计算的总数DSMS提供给C/N确定电路16以及载波同步判定电路18。
接下来，将参照图2或3进行说明。图2显示了调制波中心频率与再生载波频率间的频差、总数DSMS以及C/N之间的关系。图3显示了总数DSMS、C/N以及总数DSMS的阈值之间的关系。图2和3是从实验中得来的。在图2中，用于计算总数DSMS的标准值A被设置到1000，并对C/N＝19dB、C/N＝12dB和C/N＝11dB的情况，相对于调制波中心频率以及再生载波频率之间的频差，分别计算在预定单元时间周期中，超出标准值A的离散值的总数DSMS。图3所示的曲线a表示在标准值A为1000且频差Δf＝1MHz时，总数DSMS和C/N之间的关系。图3所示的曲线b表示在标准值A为1000，且频差Δf＝0MHz时，C/N和总数DSMS的阈值之间的关系。
C/N判定电路16具有一张表，其中存储了图3所示的曲线a的数据，该数据表明当调制波中心频率和再生载波频率之间的频差Δf＝1MHz时，总数DSMS和C/N之间的关系。根据总数DSMS，就可确定接收信号的C/N。为接收信号所确定的C/N提供给载波同步阈值转换电路17以及扫描步骤频宽转换电路19。
载波同步阈值转换电路17具有一张表，其中存储了图3所示的曲线b的数据，该数据表明当调制波中心频率和再生载波频率之间的频差Δf＝0MHz时，总数DSMS和C/N之间的关系。根据总数DSMS以及由C/N判定电路16所确定的C/N，可得到总数DSMS的阈值，并将该阈值提供给载波同步判定电路18。当总数DSMS变为等于或小于总数DSMS的阈值时，载波同步判定电路18确定载波处于同步状态，并向AFC电路20输出载波同步信号。
一旦接收到由C/N判定电路16所确定的C/N，扫描步骤频宽转换电路19将C/N转换为扫描步骤频宽数据。经转换的扫描步骤频宽数据提供给AFC电路20。依据扫描步骤频宽数据，AFC电路20向加法器21输出扫描数据，以便能一个步骤接一个步骤地进行扫描，加法器21可将该扫描数据与从相位误差检测电路17输出的相位误差数据相加。相加结果通过环路滤波器13提供给数控振荡器6和7。当从载波同步判定电路18输出载波同步信号时，由AFC电路20执行的扫描操作就停止了。
为确定C/N以及载波同步，预定的数据(与图2中的点A相应的数据)被事先提供给AFC电路20，以通过加法器21来控制数控振荡器6和7的振荡频率，且预定的数据在乘法器4和5中与来自A/D转换器2和3的输出相乘，以再生载波，之后，通过数据滤波器8和9输出该载波。
从数字滤波器8和9输出的基带信号DI和DQ的信号点排列中，计算出离散值。通过上述离散值，可计算出总数DSMS。之后，判定该总值DSMS是否等于或小于阈值。如果判定出总数DSMS既不等于也不小于阈值，则将(与图2中的点B相应的)预定数据提供给AFC电路，以再次计算总数DSMS。
如果使用了A和B点中的一个，则在Δf＝0的中心频率附近的预定频率范围内例如是在小于±500MHz的范围内，不能由总数DSMS确定出C/N。例如，如果总体数目DSMS是200，则不能判定C/N是11dB还是12dB。频差Δf＝0的绝对频率根据传送方转发器以及类似器件的条件以及接收机和类似装置的频率转换器的条件而改变。由于上述原因，在两个点A和B上的数据用于将频差设定到1MHz或更高。
通过设定两个点A和B，以使其具有1MHz或更大的相对频差，两个采样点A和B中的一个可具有Δf＝500kHz或更大的频差。如图2中的虚线(C，D)所示，两个采样点A和B中具有较大总数DSMS的一个具有Δf等于或大于500MHz的频差。通过采用具有较大总数DSMS的采样点，能够确定C/N。以下，假定C/N被确定为11dB。如果频差Δf大于±500MHz，则可从较大的总数DSMS判断出接收C/N，正如图2中虚线所表示的那样。
图3所示的曲线a显示了频差Δf为1MHz时，总数DSMS和C/N之间的关系，图3所示的曲线b显示了频差Δf为0MHz时，总数DSMS和C/N之间的关系。如果较大的总数DSMS为260，则可通过追踪与总数DSMS等于260相应的点E，从图3所示的频差Δf为1MHz的曲线a上，可确定C/N为11dB。可通过追踪与C/N等于11dB相应的点F，从图3所示的频差Δf为0MHz的曲线a上，可确定出总数DSMS的阈值为150。
以这种方式，扫描步骤频宽转换电路19向AFC电路20提供对应于接收C/N的最佳的扫描步骤频宽，而载波同步阈值转换电路17则向载波同步判定电路18提供对应于C/N的总数DSMS的最佳阈值，其中载波同步判定电路18用于检测载波同步。因此，扫描操作在扫描步骤频宽上执行，且当总数DSMS变得等于或小于总数DSMS的阈值时，就判定载波同步已经建立，并停止扫描操作。
以下，将参照图4所示的流程图，对一直到载波同步的过程进行说明。
在电源被接通之后，就计算在点A和B的总数。将在其附近存在解调输出的中心频率的点A处的数据设定到AFC电路20(步骤S1)。根据由数控振荡器6和7的振荡输出解调以及由数字滤波器8和9限带的基带解调信号DI和DQ，计算点A处的总数DSMS(步骤2)。检测点A处的总数DSMS是否等于或小于满足载波同步的预定值(步骤S3)。
如果在步骤S3，判定出点A处的总数DSMS等于或小于该预定值，则可确定载波同步已经建立，且流程跳转到步骤S15，这将在后边进行说明。如果在步骤S3判定出点A的总数DSMS既不等于也不小于预定值时，与点A数据相似，则将在其附近存在解调输出的中心频率的点B处的数据设定到AFC电路20(步骤S4)，并计算点B处的总数DSMS(步骤S5)。检测在步骤S5计算的点B处的总数DSMS是否等于或小于预定值(步骤S6)。
在步骤S6，如果判定出点B处的总数DSMS等于或小于预定值，就确定载波同步已经建立，且流程跳转到步骤S15，这在后面将会说明。在步骤S6以后，根据点A和B处的总数之间较大的总数DSMS确定接收信号的C/N(步骤S7)。依据在步骤S7所确定的C/N，设置了载波同步阈值(步骤S8)。如前所述，在步骤S7处的对C/N的确定是依据图3中的曲线a作出的，而在步骤8处的对总数DSMS阈值的设定是依据图3中的曲线b作出的。
在步骤S8之后，根据所确定出的C/N来设定扫描步骤频宽(步骤S9)。扫描频率被设置到AFC电路20上(步骤S10)，以启动扫描操作。接下来，检测总数DSMS是否等于或小于总数DSMS的阈值(步骤S11)。
在步骤S11，如果确定出总数DSMS既不等于也不小于总数DSMS的阈值，则将扫描数据递增扫描步骤频宽数据(步骤13)，并检测一个周期的扫描是否已结束(步骤S14)。如果没有结束，则流程转到步骤S10，以重复上述操作。在步骤S14，如果判断出一个周期的扫描已经结束，则流程转到步骤S1，以重复上述操作。
在步骤S11，如果确定出总数DSMS等于或小于总数DSMS的阈值，则输出载波同步信号(步骤S15)，由AFC电路20停止的扫描操作(步骤S16)。之后，检测帧同步检测电路10是否输出了同步信号(步骤S17)。
在步骤S17，如果确定出有SYNC信号输出，则重复步骤S17。在步骤S17，如果确定出没有SYNC信号输出，则流程转到步骤S13，以重复上述操作。
在本发明实施例的载波再生电路中，虽然准同步检测电路1被用于说明，但也可以使用正交检波电路1A。
工业实用性就上面所作的说明，依据本发明的载波再生电路，有可能根据基带解调信号的计算结果检测出载波同步，有可能比在使用帧同步判定的载波再生期间的载波同步快得多，其中帧同步判定是由帧同步检测电路作出的。因此，有可能快速地再生载波以搜索所需的接收信号。
权利要求
1.用于从所接收到的相移键控调制信号中再生载波的载波再生电路，包括接收装置和改变装置；接收装置用于在提供有与调制波中心频率有预定频差的载波时，接收解调基带信号；改变装置用于连续地改变振荡频率，以便改变解调载波的频率，其中所述接收装置通过向所述改变装置提供用于命令其激活或中止的命令信号，来控制所述改变装置。
2.用于从所接收到的相移键控调制信号中再生载波的载波再生电路，包括接收CN比判定装置、频宽转换装置、振荡装置和检测装置；接收CN比判定装置依据在单位时间周期内超过预定阈值的离散值的数目，确定接收CN比，所述离散值表示在提供有与调制波中心频率有预定频差的载波时，所产生的解调基带信号的信号点的排列；频宽转换装置用于依据由所述接收CN比判定装置所确定的接收CN比，来设定一个步骤所改变的频宽；振荡装置通过依据由所述频宽转换装置设定的频宽连续地改变振荡频率，从而输出解调载波；检测装置用于检测离散值的数目减小到等于或小于阈值，该阈值是由所述接收CN比判定装置所确定的接收CN比而确定的，以防止所述振荡装置的振荡频率随频宽而改变。
3.依据权利要求2所述的载波再生电路，其特征在于所述接收CN比判定装置包括信号点排列转换装置、偏差计算装置以及计数装置；信号点排列转换装置用于将解调基带信号转换为信号点排列数据，解调基带信号是在提供有与调制波中心频率之间存在预定频差的载波时产生的；偏差计算装置，用于从信号点排列数据中计算出离散值；计数装置用于计算在预定单位周期内超过预定阈值的离散值的数目，其中接收CN比是由所述计数装置的计数而确定的。
4.依据权利要求2所述的载波再生电路，其特征在于所述接收CN比判定装置包括信号点排列转换装置、偏差计算装置以及计数装置；信号点排列转换装置用于将解调基带信号转换为信号点排列数据，所述解调基带信号是在提供有与调制波中心频率之间存在预定的频差的两个载波时产生的；偏差计算装置用于从这两个载波的信号点排列数据中计算出离散值；计数装置用于计算在预定单元周期内超过预定阈值的两个载波的离散值的数目，其中接收CN比是由所述计数装置对两个载波的计数而确定出的。
全文摘要
能快速再生载波的载波再生电路,其特征在于:有信号点排列转换电路(14),用于在载波与调制波的中心频率之间存在预定频差时,检测载波的解调基带信号的信号点排列;有偏差计算电路(15),它根据信号点排列,计算在每一个单位时间内偏差超过预置的阈值的次数;有CN判定电路(16),它依据该次数,确定接收CN比;有扫描步骤频宽转换电路(19),根据所确定的接收CN比,设置一个步骤所改变的频宽;根据当前频宽,通过AFC电路(20)来改变振荡器(6,7)的振荡频率,从而输出用于解调的载波;当载波同步判定电路(18)检测到次数减少到等于或小于根据接收CN比所确定的阈值时,就由AFC电路(20)停止所执行的扫描。
文档编号H04L27/227GK1259253SQ98805875
公开日2000年7月5日 申请日期1998年5月20日 优先权日1997年6月6日
发明者堀井昭浩, 白石宪一 申请人:株式会社建伍