专利名称：移动电话中简化的参考频率分配的制作方法
技术领域：
发明涉及使用选择的发送和接收频率对的移动通信，并涉及从公共晶体振荡器获得发送和接收频率步进以及数字时钟速率。
背景技术：
在移动无线电话领域众所周知的是使用接收机接收收频率信号，同时使用发射机在另一方向发送发频率信号，发频率和收频率间隔恒定的偏差，称为双工间隔。
尽管双工间隔通常是常数，但是由于移动电话工作的频段不同可能是不同的常数。制造工作在一个频段以上的移动电话时则会带来复杂性。
系列号为No.08/795,930、题为“Transmit Signal Generation with the Aid ofReceiver(借助接收机产生发送信号)”(Dolman)的美国专利申请描述了使用接收机的第二本振作为参考频率，发射频率相对接收频率受控，实现第一或第二双工间隔。Dolman申请在这里结合参照。
现有技术中同样已知的是当两个频综PLL电路封装到公共集成电路中时，使两个PLL的参考分频器同步或相关，这样它们的相位比较器就不会相互干扰。在开放市场上可见的Philips UM1005和8026双频综集成电路就使用了这种技术。这些电路包括使用分数-N分频器以及可编程的环路带宽，例如在这里结合参照的美国专利5,095,288和5,180,993中所描述的。在双模卫星/蜂窝电话中使用这种频综以便在不同频段实现不同的调谐步进值的新方法在也在这里结合参照的美国专利No.5,535,432和5,610,559中描述。
电子业的不断进步促进了遵从各种国内和国际协议的更小移动电话的产生。国际移动电话标准在欧洲称为GSM，在美国称为PCS 1900，在欧洲的900MHz频段发/收双工间隔为45MHz，在欧洲1800MHz频段为95MHz，在美国1900MHz PCS频段为80MHz。信道间隔为200KHz(13MHz/65)，发送符号率为13MHz/48。众所周知在这个标准中所有定时都关联于13MHz时钟。称为DAMPS的美国IS 136系统工作在US 800MHz蜂窝频段中，双工间隔45MHz，在US 1900MHz PCS频段双工间隔为80.4MHz，30KHz的调谐步进值，发送符号率为24.3千符号/秒。在IS136中，众所周知调谐步进值和符号率以及内部定时都是从19.44MHz时钟得到的。另一个称为IS 95的美国标准使用码分多址，发送码片(chip)速率为1228.8MHz，在800MHz频段双工间隔为45MHz结合30KHz调谐步进，或者1900MHz频段中50KHz步进以及80MHz双工间隔。在IS 95中，码片速率和频率步进值不容易从同一个晶振得到。很容易理解在同一手持单元中结合两个或更多的上述协议受到必须同步的不同调谐步进值、双工间隔以及符号率的阻碍。因此，需要改进无线结构以利于这种结合。
发明概述根据发明的移动电话接收机包括第一超外差下变频装置，使用第一本振频率，可以用可编程的数字频综锁相环(PLL)以频率步进来调谐。第一下变频装置将接收信号转换成第一中频(IF)以便滤波。使用第二本振的第二下变频装置将第一IF信号转换成第二IF或复基带以便进一步滤波及处理。使用将第二本振锁定到晶体参考振荡器的第二数字频综器PLL产生第二本振。晶体参考振荡器提供缓存的时钟输出信号，数字逻辑从中得到发送符号率和接收机处理抽样率。
根据发明的第一方面，第二本振提供第二本振频率上的缓存输出信号。缓存输出信号用做第一本振频综器PLL的参考频率，因此不需要将晶振信号分送给第一振荡器PLL电路。根据发明的第二方面，第一振荡器PLL包括相位比较器，将分频的第一本振信号与从第二本振分频的参考频率信号比较，分频频率等于所需的接收机频率调谐步进或其倍数。应该理解不使用发明的这个方面，这个频率不能通过将晶体频率以整数比分频得到。
根据发明的第三方面，第三数字频综器PLL控制发射机频率等于第一本振频率加或减发射偏差频率。例如发射频率可以与第一本振频率外差，产生发射偏差频率信号；发射偏差频率信号在数字除法器中分频并与也通过将第二本振频率除以整数因子得到的相位参考频率比较。
由于根据发明的第三方面，发射偏差频综器PLL以及第一本振PLL都使用第二本振作为公共频率参考，因此它们可以封装在公共集成电路中而且可以共享至少一部分参考除法器，分别对第二本振频率做除法得到两个PLL的第一和第二相位比较器参考频率信号。两个PLL各自的相位比较器被设计为对应于各自第一和第二相位比较器参考信号的最低公共倍频上极性相反的信号，以便使两个RLL之间相互干扰最小。
附图的简要描述结合附图阅读如下描述将更全面地理解发明，其中
图1说明现有技术参考频率分配；
图2说明另一个现有技术方案；图3说明所结合的Dolman参考中描述的改进系统；图4说明新发明的参考分配方案；图5说明发明的频综方案的更多细节；图6说明发明的使用倍频器的双频段方案；图7说明发明的使用频率等分器的双频段方案；图8说明使用一个频率等分器和一个倍频器的发明方案；图9说明频率等分器和倍频器切换位置的发明方案；图10说明AMPS接收中倍频器可以掉电的发明方案；图11是图10的改进，使用频率等分器；图12说明另一个双模无线装置的参考频率分配；图13说明图12的双模无线装置的分频比；图14说明PCS 1900模式中使用IF零拍的双模无线装置；图15说明使用单晶体的双模无线装置；图16说明图15的双模无线装置的分频比；图17说明使用两个参考晶体的双模无线装置；图18说明图17的双模无线装置的分频比；图19说明取消了图17的第二晶体的分频比；以及图20说明从19.5MHz产生194.4KHz的跳变计数器。
现在参考图1，现有技术的蜂窝电话包括通过发送/接收双工器(11)连接到接收机和发射机的天线(10)。当使用同时发射和接收(频分双工)时，例如在模拟FM AMPS标准或IS95 CDMA标准中，双工器(11)是双工滤波器。或者，对于使用时分双工的GSM/PCS1900或D-AMPS/IS136这样的TDMA系统，双工器可以是T/R开关。对于在一个频段使用频分双工、在另一个频段使用时分双工的双频电话，双工器(11)可以是双频段双工器，同时具有开关和双工滤波器。当在两个频段中使用频分双工时，双工器(11)可以包括两个频段的双工滤波器，而当在两个频段中使用时分双工时，单个T/R开关可以用于两个频段。
双工器使发射机连接到天线，而不影响接收机的灵敏度。接收机包括低噪声放大器和下变频器，称为“前端”(12)。前端可以在包括低噪声放大器、下变频和可能的镜像过滤混频器以及第一本振的单个集成电路中制造，用于两个或更多不同频段(例如800MHz和1900MHz)。
第一本振与所需的接收频率信号混频，产生第一中频信号。可以用固定频率带通滤波器、IF滤波器(15)进行滤波。所需的接收频率通过借助第一本振频综锁相环(14)将本振调谐到等于所需接收频率与第一IF之和或之差的频率上而选出。第一LO PLL将第一LO调谐到基本调谐步进值的可编程整数倍上，后者通过用另一个整数将晶体频率分频得到步进值，从晶体参考振荡器(21)得到。对于小步进值，频综器可以通过从晶振(21)除以较小整数得到较大步进值，然后使用上面结合参考中描述的分数-N频综技术，在这些较大步进之间插值得到所需的较小步进。第一LO PLL电路(14)将第一LO频率与晶振信号比较，产生误差信号。在环路滤波器(24)中误差信号被滤波并积分，产生控制信号，控制振荡器频率，直到该频率精确地等于所需值。
接收机对滤波的第一IF信号放大，然后使用第二外差混频器和第二本振可定制地进行第二下变频。IF放大器、第二本振以及第二混频器都包含在常规的第二集成电路(16)中。在第二次下变频到第二或最终中频之后，可以在最终的IF和检测器电路中进行放大，产生与接收信号强度有关的无线信号强度指示(RSSI)。第二IF放大器可以是硬限幅的，然后输出硬限幅的最终IF信号到数字信号处理器(20)，相位信息在这里提取并使用第二IF信号与RSSI信号数字化同时数字化，如题为“Log-polar signal processing(对数极性信号处理)”美国专利No.5,048,059中所描述的，该专利在这里结合参照。IF放大器电路(16)的第二本振部分也通过频综PLL电路(17)和环路滤波器(23)被控制到所需频率。第二LO频率与晶振(21)比较，如前所述产生误差信号。因此频综电路(14)和(17)使用晶体作为频率参考或精度标准，控制第一和第二LO。数字信号处理逻辑(20)也可以要求精确的频率标准，产生接收机抽样和处理速率以及发送符号率，因此也被馈入来自晶振(21)的输出。
发射机包括发射频率产生电路(19)，产生与接收频率偏差固定双工间隔的信号。因此发射频率与第一LO频率相差双工间隔加上第一中频，仍然是个恒定偏差。恒定的发射偏差或者等于第一IF减去双工间隔或者第一IF加上双工间隔，根据第一LO比接收和发射频率低或高而定。
使用调制器(18)(例如具有I和Q输入信号的正交调制器)将发射频率信号用来自数字信号处理器(20)的信息调制。然后使用功率放大器(13)将调制信号放大到发射功率电平，功率放大器可以是双频段电话中的双频段功率放大器。
发射偏差PLL构成发射和第一LO频率之间的差值，并通过将偏差与晶体参考比较。检测它是否等于所需的偏差。TX偏差PLL因此也需要来自振荡器(21)的晶体参考频率信号，振荡器信号必须分送到四个地方。
振荡器(21)的四个独立输出必须通过缓存放大器彼此充分隔离并受到调节以便驱动印刷主板上的铜线。这会消耗电池能量并且有辐射干扰的危险。通常为了在待机过程中节省电池能量，暂时不需要的输出、例如馈入发射偏差PLL的可以通过来自控制处理器(数字信号处理20的一部分)的控制信号关掉，进一步增加了复杂性。因此希望减少通过印刷电路板导线到多个目标的晶体参考信号的分送。
在这个方面走的第一步已经在Ericsson在美国销售的现有技术产品中体现。通过将第一和第二LO PLL合并在单个芯片中，例如Philips UM1005或8026器件，可以使用单个晶体参考输入，因为它们都使用该晶体作为参考。此外，通过将晶体振荡器(21)和TX偏差PLL以及调制器(18)一起合并到发射信号发生器中，振荡器(21)和偏差PLL(19)之间就不需要外部输出连接了。
参考图2，晶体参考信号输出数因此减到两个，一个馈入双频综器电路(14+17)，另一个馈入数字信号处理(20)。
在上面结合的Dolman的系列号为No.08/795，930的美国专利申请中，解释了所有PLL的操作都希望将晶体参考频率除以最小可能的整数，以便与也用最小可能整数除的受控振荡器的频率比较。换一种方式表达，就是希望受控振荡器频率和参考频率之间有最大可能的公因子。Dolman揭示了当使用第二LO而不是晶体(22)作为参考频率产生发射偏差频率时很有利。Dolman的发明装置在图3表示。
第二LO将第一输出信号提供给它所控制的PLL(17)，第二输出提供给TX偏差PLL(19)。由于现在晶体振荡器在发射电路(18,19)中不用于任何目的，振荡器(21)再一次表示为独立电路(21)，具有两个缓存输出。但是射频信号输出总数增加了，因为独立的集成电路芯片数增加了。射频信号在印刷电路板上的分配如下1)第一LO信号从前端(12)到PLL(14)；2)第一LO信号从前端(12)到TX偏差PLL(19)；3)晶体参考频率从振荡器(21)到PLL(14+17)；4)晶体参考频率从振荡器(21)到处理(20)；5)第二LO从IF芯片(16)到控制PLL(17)；以及6)第二LO从IF芯片(16)到TX偏差PLL(19)。
本发明的一个目的是降低上述列举的六条RF分配线路数。
图4表示发明的一个实现。第一LO信号传送到的两个地方，即第一LO PLL(14)和TX偏差PLL(19)与调制器电路(18)共处于第一(发射)集成电路中。因此从前端芯片(12)到发射芯片(14,18,19)只有一条单个的第一LO输出连接。
但是，当两个频综器PLL共处于同一芯片时，它们会在不同时间产生输出脉冲。如果两个相位比较器有独立的参考频率源，例如第二LO用于TX偏差PLL参考而且晶体用做第一LO参考时，设计就比较困难或者不可能。因此，根据本发明，第二LO也用做第一LO频综器PLL的参考。此外，正如下面将要表示的，使用第二LO作为第一LO的参考源有很多好处，当希望构造双频段/双模无线装置时更是如此。因此，来自IF芯片(16)第二LO部分的单个参考输入提供给PLL(14)和(19)。
现在晶体振荡器电路(21)和第二LO PLL和IF电路(16)合并，使从振荡器(21)到PLL(17)的参考信号只是内部连接。类似地，第二LO信号到它所控制的PLL(17)只是内部信号。仅剩的外部信号从参考振荡器(21)到数字处理(20)。
射频振荡器信号分配现在已经减少到下述信号1)第一LO信号从前端(12)到PLL(14 & 19)；2)晶体参考频率从振荡器(21)到处理(20)；以及3)第二LO从IF芯片(16)到TX偏差PLL(14 & 19)。
但是，应该同样可以知道将晶体振荡器(21)放入数字处理芯片(20)，振荡器(21)在逻辑上更关联于使用同一集成电路制造过程的其它模拟/RF电路因此可以想象更容易与IF芯片(16,17,21)集成。在一些应用中甚高频(VHF)晶体--例如倍频晶体--可以直接用于控制第二本振的频率，而不使用数字频综器PLL电路是可能的；但是，VHF倍频晶体比基模晶体更难调整到所需的振荡器频率，因此优选带数字PLL的基模晶体参考振荡器。
图5给出了根据图4的发明框图，参考频率分配以及频综设计的更多细节。
装置中精确频率参考的基本源是图1-4中连接到振荡器电路(21)的石英晶体谐振器(22)。即使石英晶体也不能提供工作在2GHz无线频谱区域的蜂窝电话所需的必要精度，因此数字处理(20)中包含的装置，相对从基于陆地网络站或卫星中继接收的信号确定了接收机频差，该误差归因于晶体(22)，而且调节信号被送到连接到晶体(22)的频率调整单元(例如变容二极管)以便抵消误差。
在图5中，振荡器电路(21)与第二本振(33)以及它所控制的PLL一起结合在IF芯片(30)中，PLL包括参考分频器(35)、第一可变分频器(32)、相位比较器(31)以及环路滤波器(34)。晶体振荡器信号被计数器/分频器(35)分频，用第一整数M1相除产生相位比较频率Fref/M1，这里Fref是晶体频率。第二本振信号在第一可变分频器(32)中被整数N1分频，产生第二相位比较信号，与来自M1分频电路(35)的相位比较频率信号比较。从第一相位比较器(31)产生相位和频率误差信号。相位误差信号被滤波并使用环路滤波器积分，产生到第二本振(33)的没有比较频率纹波的频率控制信号。来自分频器(35)的比较频率越高，环路滤波器(34)就越容易消除这种不需要的纹波同时保持快速响应，以便纠正第二LO频率中由于(例如)噪声或振动带来的不需要的波动。因此发明的一个目的是得到高比较频率，即低参考分频比M1。第二本振频率因此被精确控制到等于Fref.N1／M1。
根据Dolman的现有发明以及本发明，缓存的第二本振信号从第二LO(33)输出，用做产生其它频率的参考，具体而言是发射偏差频率(根据上面提到的Dolman的现有申请)，根据本发明目前还有第一本振频率。由于为了将第二LO信号分配减少到单个交叉板连接，TX偏差和第一LO频综器PLL电路将同处于发射信号产生芯片(40)中，希望各个PLL的相位比较器在不同时间发出的脉冲在一些最长的公共时间段内尽可能地隔开。这就确保当一个电荷泵相位比较器从电源接收电流脉冲时，另一个电荷泵处于三态，即高阻态或开路输出，没有电流流进各自的环路滤波器。这就减少了一个电荷泵干扰另一个的危险。电荷泵相位检测器的设计和操作在上面结合的美国专利No.5,095,288中有更完整的描述。
为了在电荷泵(43,49)之间提供优选的异相关系，应该寻找内部频率规划，使TX偏差环路的相位比较频率是第一LO的相位比较频率的整数倍M3。由于根据Dolman的结合申请，第二LO频率也是TX偏差参考的整数倍M2，第一LO比较频率现在必须关联于被M2.M3除的第二LO频率。
因此第二LO频率信号从IF芯片(30)输入到TX芯片(40)并在第二参考除法器(41)中被整数M2除根据Dolman得到TX偏差相位比较器(43)的相位参考如下FLO2/M2=Fref.N1/(M1.M2)这个频率再在第三参考除法器(42)中被整数M3除，以便得到第一LO相位比较器(49)的相位比较频率。此外，除法器M3和相位比较器(43)被设计为响应除法器M2的不同沿，例如一个响应上升沿(低电平或“0”态过渡到高电平或“1”态)，而另一个响应下降沿(1到0过渡)。这样确保在除法器(41)的输出处，在它们的最低公倍数频率时间中响应相隔半个周期。
电荷泵相位比较器(49)的相位比较率为Fref.N1/(M1.M2.M3)这个频率与来自第一LO(51)被第三可变分频器(48)以因子N3分频的第一LO频率比较，产生来自比较器(49)的频率和相位误差信号，在环路滤波器(52)中滤波，得到将振荡器(51)控制到所需的第一LO频率的反馈控制信号Fref.N3.N1/(M1.M2.M3)优选地，N3不是整数因子，而是包括整数部分和分数部分，第一LO PLL的单元(48、49和52)根据上面结合的专利No.5,180,993构成分数-N频综器。可选地，M3和N3可以通过分数-(N,M)控制器产生的模式改变，根据美国专利申请no.＿＿＿题为“Frequency Synthesis by Sequential Fraction Approximations(连续分数近似的频综)”(Dent，提交于＿＿＿)，在这里结合参照。分数-N和分数-(N,M)技术具有所需要的使第一LO相位比较频率比所需的调谐步进值高的效果，因此环路滤波器(52)更容易地滤出不需要的比较频率纹波，同时还保持快速控制环路响应以便纠正误差。
当要发送时，发射频率振荡器(45)产生发射机频率信号。来自振荡器(45)的发射频率信号在TX混频器(46)中与来自第一LO(51)的第一LO信号混频。第一LO信号优选地通过单个交叉板连接来自接收芯片(12)，以便减少RF线路。所提到的任一芯片间信号的单个交叉板连接可以是平衡进接，包括反向驱动的两条线路，正如在高频上去/自RF芯片的平衡连接减少了不需要的杂散耦合和辐射效应。
TX混频器(46)将发射频率与第一LO频率混频，产生TX偏差频率Ftxoff上的差分频率信号。来自混频器(46)的差分频率信号可以被低通滤波，以便确保去掉原来的较高输入频率，然后驱动用因子N2分频的第二可变分频器(47)。频率Ftxoff/N2上的输出信号则在第二相位比较器(43)中与来自分频器(41)的相位参考比较，产生频率和相位误差信号。来自比较器(43)的误差信号在环路滤波器(44)中被滤波并积分，产生控制TX振荡器(45)的控制信号，直到所需的TX偏差频率被精确实现。因此TX偏差频率如下给出Ftxoff/N2=Fref.N1/(m1.M2)，或者Ftxoff=Fref.N2.N1/(M2.M1)包括单元(41、43、44、45、46、47)的TX偏差PLL也可以是分数-N频综器，但是分数-N频综器比整数频综器更复杂，因此希望在装置中不要多于一个以上。因此因子N2优选为整数。
在发射和接收频道之间只有单个双工间隔的单频段无线装置中，相位比较器(31、43、49)得到最高可能的相位比较频率不是问题。首先，在必须带有一个以上双工间隔工作的双频段无线装置情况下更困难一些。因此，现在借助图6、7、8和9描述根据发明的双频段无线装置设计。
根据图6的双频段无线装置包括发射频率振荡器(45)，在两种可能的发射频段的较低一个中产生发射频率。当希望工作在两个频段较高一个中，倍频器(45a)则用于使频率加倍，较低和较高频段大约相差一个倍频程。当需要在较低频段工作时振荡器(45)的输出直接用于驱动调制器，而当需要在较高频段工作时使用倍频器(45a)的输出。但是，如图6所示，直接来自振荡器(45)的较低频率进入TX混频器(46)。
类似地，第一本振(51)工作在适于两个可能接收频段中较低一个的频率上，将接收信号转换成所需的第一中频；当希望工作在两个接收频段中较高一个上时，使用倍频器(51a)将来自第一LO(51)的信号倍频，较高频段的LO频率大约比较低频段高一个倍频程。通过适当选择第一中频并通过适当选择前端芯片(12)中的高端或低端混频，可以将这个近似控制到很接近的程度。
例如，对于低频段接收操作，有Flol(lo)=Frx(lo)+Fifl，对于高端混频或Flol(lo)=Frx(lo)-Fifl，对于低端混频，其中Flol(lo)是低频段第一LO频率，Frx(lo)是低频段接收信道频率以及Fifl是所选的第一中频。
类似地，Flol(hi)=Frx(hi)+Fifl，对于高端混频或Flol(hi)=Frx(hi)-Fifl，对于低端混频，其中Flol(hi)是高频段第一LO频率，Frx(hi)是高频段接收信道频率以及Fifl与低频段所选的第一中频相同。
因此，由于Flol(hi)是Flol(lo)的两倍，有Frx(hi)+/-Fifl=2(Frx(lo)+/-Fifl)得到Fifl=Frx(hi)-2Frx(lo)(对于两个“+”运算符号)…(1)或者Fifl=(Frx(hi)-Frx(lo))/3 (高频段中“-”，低中1+1)…(2)或者Fifl=2Frx(lo)-Frx(hi)(对于两个运算符号)或者Fifl=(2Frx(lo)-Frx(hi))/3(高频段中“+”，低中1-1)……(2)后面两式给出不可能的负结果。一种可能的替换是使高频段的第一LO范围是低频段第一LO范围的三倍，得到Fifl=(3Frx(lo)-Frx(hi))/2 (对于两个“-”运算符号)…(3)Fifl=(3Frx(lo)-Frx(hi))/4(高低频段中“+”) …(2)现在描述根据IS54“D-AMPS”单频段标准工作的、根据图4和5的优选内部频率规划。其中实现了给出相位比较器(31、43和49)中最高可能相位比较频率的频率规划搜索，其结果是第一IF第二LOTX偏差M1N1M2N2M3第一LO 分数N 模101.64101.52146.649 479 1347 8上面的结果提供了第二LO相位比较器(31)的相位比较频率Fxtal/M1=19.44/9=2.16MHz；TX偏差相位比较器(43)的Flo2/M2=101.52/9=11.28MHz，以及第一LO相位比较器(49)的Flo2/(M2.M3)=11.28/47=240KHz。通过对N3使用分数-N分频器给出1/8步进，即分数-N的模是8，第一LO调谐步进从上述240KHz降到30KHz。
上面的解决方法给出了11.28MHz的高TX偏差相位比较频率。其它准则将用于得到最高的第二LO相位比较频率。第二LO刚好是晶体谐波的另一个结果示例如下第一IF第二LOTX偏差M1N1M2N2M3第一LO分数N模116.76116.64 161.76 1 6 243 337 116上面结果得到相位比较器(33)中19.44MHz的第二LO相位比较频率，分频器(35)不需要，因为M1=1。发射偏差和第一LO相位比较器(43、49)都工作在480KHz，分频器(42)可以省略，因为M3=1。通过使用模16的分数-N分频器(48)使N3以1/16步进改变，第一LO调谐步进从480KHz降到30KHz。
现在注意根据图6的双频段无线装置的内部频率参考分配。说明上面两个示范解决方案是因为他们都与根据双频段D-AMPS标准IS136工作的双频段无线装置兼容。对于第一本振在高端用于800MHz频段操作、在低端用于1900MHz频段操作、第二IF固定在120KHz的情况，在下表中给出双频段无线装置的解决方案。
表1说明了第二LO是晶体谐波的解决方案，即第二LO具有最高可能的相位比较频率，M1等于一。
表1第二LO是晶体谐波的双频段800(1900)解决方案 当使用上表1中的数字确定TX偏差相位比较器(43)的相位检测器比较频率时，必须考虑图6中的装置对TX(振荡器(Sl)频率的控制是在倍频器(51a)中倍频到1900MHz之前。
因此，相位比较器(43)必须工作在分频器(41)和所指示的M2值提供频率的一半上。
因此，相位比较器(43)必须包含进一步二分频的电路，以便将工作在1900MHz频段的分频器(41)的频率分成一半，或者1900MHz的M2值必须加倍。
在后一种情况下，1900MHz操作的M3值必须取半(这是不可能的，因为在1900MHz，M3总是奇数)，或者1900MHz操作的分数模必须取半。后者是优选的，因此在1900MHz优选的分数模是4或12，结合M2值在1900MHz操作时比表1所示的加倍。因此相位比较器(43)的TX偏差相位比较频率在1900MHz操作时是1080KHz而不是表1中的第二LO频率除以所示的M2值而得到的2160KHz。
此外，在图6中注意到总是来自倍频器(S1a)的倍频频率馈入以N3可变分频器(48)开始的分数-N第一LO频综器环路。由于在800MHz频段操作过程中接收机混频器所用的频率是综合频率的一半，频综只需更提供60KHz的步进以便以30KHz步进对接收机调谐。因此，表1所示的800MHz操作的分数N模可以取半。
可能希望在两个频段中操作时使用相同的分数-N模，通过使用作为800MHz和1900MHz模的最小公倍数的模总是可以实现这个目的，只要认可一个或两个频段中的频率步进可以比所需的更精确，超过所需的频率分辨率是可以接受的。
上述问题是考虑图7中的频率取半电路(45b,S1b)而不是图6的倍频电路(45a,51a)的一个动机另一个动机是相位噪声会由于倍频电路加倍，但是会由于频率取半电路而减半。有一个例外是当使用频率减半电路时会有较低的不需要的相位噪声和纹波。还有一个动机是倍频电路需要滤波器去掉不需要的基频泄露以及其它不需要的高次谐波；频率除2电路的输出相对来说没有其它不需要的频谱分量。
现在参考图7，可以看到振荡器(S1)的未分频输出馈入以混频器(46)开始的TX频差频综器环路。因此，800MHz频段操作的相位比较器必须工作在表1所示的频率的2倍上，即M2值必须取半，或者N2值必须是表1所示的800MHz操作的2倍。前者在M2是奇数时是不可能的，但是当第一IF是155.64MHz而且M2=162时是可能的。因此当表1用于图7时，800MHz的N2值应该加倍，除了第一IF=155.64MHz的情况，在这种情况下较好的操作是M2取半为81；因此800MHz操作的M3值必须加倍(到2)以便维持相位比较器(49)中相同的第一LO相位比较频率，或者将分数-N模从32增加到64。另一方面，由于振荡器(51)的频率在用于800MHz操作的接收机之前取半，振荡器(51)足够以60KHz步进调谐，使分数-N模减半回到32。
上面针对图7的考虑也用于图8和9的装置，其中TX频率信号和第一LO的控制总是以较高频率而且是800MHz应用的一半。
在图6、7、8和9的实现之间选择时，另一个动机是功耗。在图6中，x2电路51a在800MHz频段接收操作过程中必须上电，对电池必须充电之前的待机时间影响最大。在1900MHz传输中，只有x2电路45a需要上电，因此节省了800MHz频段传输中的功率。在图7中，分频器51b只需在800MHz接收时上电，在1900MHz接收时可以掉电。除2电路45b类似地只需在800MHz传输时上电，在1900MHz传输时不需要。
在图8中，x2电路45a在任何频段都必须为传输上电，但是它的影响很小，因为功率放大器(13)支配着发射功耗。除2电路51b可以在1900MHz接收时掉电。在图6和9中，x2电路51a在任何频段的接收中总是要上电。因此它在1900MHz时待机电池寿命就不如所希望的图7或8的情况。
1900MHz D-AMPS操作使用了TDMA，由于接收工作系数低，能够提供更长的待机时间。但是800MHz操作包括模拟FM AMPS模式，其中接收待机工作系数较长。因此800MHz AMPS操作是电池寿命的限制因素，因此我们倾向于考虑图10，其中第一LO总是在较低频率上受控，使倍频器51A在800MHz接收过程中可以掉电。
参考图10，第一LO总是在较低频率上受控，即在倍频之前。这使倍频器51a在800MHz操作中可以掉电。但是其缺点是振荡器51必须以15KHz步进调谐以便在1900MHz提供30KHz的步进。要求分数-N模加倍，这是不希望的。考虑目前半导体技术中除2电路耗电很小，而且很可能小于倍频电路，以及上面概述的频率取半相比倍频的优点，图7可能是最佳实际实现。
上面表1列出了第二LO是晶体谐波的解决方案，给出了分频器(35)整体的最低值。表2列出的解决方案是第二LO相位比较器(31)工作在6.48MHz，这是晶体频率除以3(M1=3)。
表2第二LO是晶体/3的倍数的双频段800(1900)解决方案 也有很多解决方案针对第二本振是2.16MHz的倍数(晶体/9，即M1=9)，或者720KHz(晶体/27或M1=27)，而且至少有一种解决方案针对M1=6。下表3只列出了具有特别感兴趣的特性的其它解决方案，例如在800MHz或1900MHz操作时TX偏差比较器(43)都有较高的比较频率。
表3特别感兴趣的其它解决方案 上述解决方案的引人之处在于它们在一个或另一个频段中具有比较低的(M2,N2)值，在这些情况下得到非常高的TX偏差相位比较频率。
如上所述，所关心的是较高频率范围内的第一本振应该调谐的范围近似等于较低频段操作所需的频率范围的两倍。
800MHz蜂窝频段的接收频率范围是869.04到893.97MHz，而1900MHz PCS频段的接收频率范围是1930.08到1990.08MHz。代入上面的式(1)、(2)、(3)和(4)，分别得到所需的第一中频192MHz、64MHz、338.52MHz以及169.26MHz。64MHz IF太低，当工作在60MHz宽的1900MHz接收频段时不能提供足够的镜像抑制。338.52MHz IF不能选择，因为没有该频率的30KHz带宽的SAW或晶体滤波器。因此式(1)或式(4)的解决方案是优选的。
上述表1-3中的所有解决方案都用于第一LO高在800MHz，低在1900MHz，即式(2)的解决方案。只要本振(51)在800MHz和1900MHz操作之间频段可切换，这些就都可以使用。试图在一个频段覆盖800和1900MHz操作所需的整个调谐范围可能是不希望的。
寻找式(1)情况下的解决方案得到如下结果，最接近的第一IF到192MHz第一IF 189.96MHz第二Lo 190.08MHz=88/9 x 19.44MHz的晶体(N1=88，M1=9)TX偏差(800MHz) 234.96MHz=89/72 x第二LO(N2=89，M2=72)TX偏差(1900MHz) 270.00MHz=125/88 x第二LO (N2=125，M2=88)在800MHz，TX偏差比较频率=2640KHz(实际上图7的装置是5280KHz，N2=89，M2=36)在1900MHz，TX偏差比较频率=2160KHz第二LO比较频率=2160KHz可能的第一LO分数-N模1、2、4、8、11、22、44或88(800MHz)以及1、2、3、4、6、8、9、12、18、24、36或72(1900MHz)例如如果两个频段都选择8为分数-N模，第一LO相位比较频率是240KHz。
或者，可以选择分数-N模为24，在1900MHz得到720KHz的相位比较频率，但是在800MHz相位比较频率还是240KHz。用相同的模24,800MHz的调谐步进值是10KHz，或图7装置甚至是5KHz。这比所需的30KHz更精确，但是可接受。240KHz对800MHz操作是适当的比较频率，但是1900MHz操作希望更高的比较率720KHz，其中振荡器相位噪声是800MHz的两倍。
根据式(4)的解决方案假设在800MHz操作时高频段第一本振频率除3。换句话说，图7的分频器(51b)必须从除2改变到除3电路。也必须将分频器45b改变为除3电路，以便发射频率步进在800MHz是正确的。这个解决方案这里就不再研究了，因为对于双频段IS136蜂窝电话它不是优选的，而且在任何情况下都是所揭示方法的显然扩展。
发明可以用于双频段/双模无线电话，其中在800MHz频段希望兼容AMPS和IS54(DAMPS)，同时兼容PCS1900(基于GSM)标准。
要解决的问题是一般为D-AMPS操作而设计的无线装置，基于使用19.4MHz晶体作为最方便的24.3KS/S传输符号率、30KHz信道间隔以及8KS/S的语音数字化的公倍数。另一方面，一般为GSM、DCS1800以及PCS1900操作而设计的无线装置，基于13MHz晶体，它是传输比特率270.833KB/S(13MHz/48)、信道间隔200KHz(13MHz/65)以及8KS/S话音数字化率的最小公倍数。仅仅将一种设计的无线装置与另一种设计的无线装置集成，由于增加了部件数会带来困难。因此希望找到内部频率规划方案，使要设计的单元可以从任一晶体频率操作，而且另一个目标是希望找到参考频率分配方案，在800MHz AMPS模式、800或1900MHzD-AMPS模式或1900MHz的PCS1900模式的任一个中，都可以用相同的晶体参考频率操作。
图12说明了使用13MHz和19.44MHz晶体都连接到参考振荡器(21)的解决方案，但是在一个时刻其中只有一个通过来自数字逻辑(20)的“选择晶体”控制信号激活。
单个中频放大器芯片包括双晶体参考振荡器(21)、第二LO及其所控制的PLL(17)和双带宽第二IF放大器和第二混频器(16)。参考振荡器在一种模式中工作在13MHz，第二LO被控制到12×13MHz。或者，在第二模式中参考振荡器工作在19.44MHz，第二LO被控制到(例如)155.52MHz，足够接近156MHz，因此可以使用也是19.4MHz倍数的同一振荡器(八倍的19.44MHz)。
IF放大器芯片从前端芯片(12)接收下变频的信号，或者使用宽带IF滤波器(15WB)或者窄带IF滤波器(15NB)进行滤波。滤波器中心频率在宽带模式为150MHz在该模式中与156MHz的第二LO混频，产生6MHz的第二IF，与RSSI信号一起馈入数字信号处理(20)。窄带第一IF滤波器工作的中心频率比155.52MHz的第二LO高120KHz，即155.64MHz，得到窄带模式中的第二IF为120KHz，然后馈入数字处理芯片(20)。窄带模式120KHz、宽带模式6MHz的第二IF信号优选地在IF放大器(16)中使用第二IF滤波器(未表示)进一步滤波。在一种实现中，120KHz第二IF滤波器集成了通带宽度近似为30KHz的有源带通滤波器，并作为IF放大器芯片(16、17、21)的一部分制造。6MHz的第二IF滤波优选地通过近似170KHz带宽的外部陶瓷滤波器(未表示)进行，如TV声音IF级所用的那种。
当工作在800Hz的窄带AMPS模式中时，双工间隔为45MHz，因此发射机频率比第一LO低45+155.64MHz。因此TX偏差是200.6MHz。但是如图13所示，TX混频器(46)在800MHz频率的二倍处混合发射和接收机振荡器(45、51)，因此产生401.28MHz的偏差。它与155.52MHz的第二LO具有最高的公因子1920KHz，因此分频器(47)将来自TX混频器(46)的TX偏差除以第一整数N2，得到第一1920KHz信号，分频器(41)将来自IF芯片(30)的第二LO除以第二整数M2=81，产生第二1920KHz信号。两个1920KHz信号在发射相位比较器(43)中比较，产生误差信号。误差信号在环路滤波器(44)中被滤波并积分，产生TX振荡器(45)的控制信号，使之维持在所需频率，该频率在除法器(45b)中减半后是所需的800MHz发射频率。
这个800MHz的频率规划也可以用于800MHz频段的D-AMPS模式。当工作在1900MHz的D-AMPS模式时，双工间隔是80.04MHz，这样发射偏差是80.04+155.64MHz=235.68MHz。它不能简单的关联于155.52MHz的第二LO频率；但是，由于在1900MHz只使用时分双工，使发送和接收在不同时隙中进行并非同时进行，第一本振可以通过发射和接收之间比较小的240KHz而被回避，这样可以使用235.44MHz的TX偏差，而不是235.68MHz。
稍做修改的235.44MHz的TX偏差与155.52MHz的第二LO共享2160KHz的公因子。因此在190(MHz D-AMPS模式中，分频器(47)用整数N2除，重新编程将235.44MHz分到2160KHz，而分频器(41)重新编程为用M2为72除，得到216KHz相位比较器(43)现在在2160KHz比较信号，而不是1920KHz。
最后为了得到双工偏差为80MHz的PCS1900模式，发射偏差是80+150MHz，因为在该模式中第一IF是150MHz。230MHz的TX偏差与现在是156MHz的第二LO共享2MHz的公约数。这个模式也是时分双工，而且第一LO可以被回避以便将TX偏差从230MHz修改到(例如)234MHz，它与156MHz的第二LO共享更大的公因子78MHz。然而，保持2MHz的相位比较频率是有好处的，可以使所有相位比较频率(1920、2160以及2000KHz)都足够接近以便有利于使用公共的环路滤波器(44)和相位比较器(43)。否则，如果希望得到较大公因子(例如78MHz)的好处，不同的环路滤波器甚至相位比较器就变得很必要以便提供所需的包括稳定性和锁定时间的闭环特性。因此，图13的装置故意试图在所有频段和模式中大致地维持相同的包括环路带宽和锁定时间的TX偏差环路操作特性。
图12和13的双模、双频发射机-接收机假设在所有模式中使用双超外差接收机。在窄带AMPS和D-AMPS模式中，第二中频是120KHz，第二IF滤波器是集成的、芯片内的、有源滤波器；在可以包括所有GSM语音和数据模式、卫星通信模式以及GPRS分组数据模式的宽带PCS1900模式中，第二IF是6MHz，第二IF滤波器在该频率上更难集成。宽带模式的另一种接收机结构在图14中表示，其中宽带模式的第二IF是零频率，或者称为“IF零差”，与RF零差相对，RF零差是在一个转换步骤中将天线接收的频率直接转换成零频率。图14的接收机在两步中将天线接收的频率转换成零频率。第一步转换到156MHz的第一中频，第二步通过与156MHz的本振混频从156MHz转换成零频。由于图14中的第一IF现在是156MHz，而不是图12和13中的150MHz，现在TX偏差在1900MHz是150+80=236MHz，仍然与156MHz本振共享2MHz的公因子。因此对图13的唯一改变是PCS1900操作的N2值从230/2=115改变到236/2=118。如果需要，可以通过将N2改变到236/4=59、M2从78到39、M3从2到4而使用较高的4MHz公因子(或者改变N3的分数-N模，使第三相位比较器(49)接受较高的参考频率)。
图12、13和14的实现使用两种不同的参考晶体，尽管在任何时刻只有一种激活。然而这就增加了复杂性，两种晶体必须独立地温度补偿，因为每种晶体都有不同的独立温度补偿要求。温度补偿是通过“自学习”技术实现的，因此接收机锁定到基站信号并使用基站信号频率作为纠正晶体误差的基础。主要温度使用电热调节器测量，提供给晶体的纠正存储在表中，与数字信号处理器(20)中微处理器存储器中的主要温度对应。
为了简化温度补偿并消除第二晶体带来的成本和电路板区域，因此而关心的是考虑图15和16中使用单个晶体的解决方案。图15的解决方案是选择19.5MHz的折中晶体频率。它是得到PCS1900比特率的13MHz的1.5倍，因为19.5MHz/72对应于13MHz/48，因此该比特率仍然可以得到。19.5MHz也接近D-AMPS模式所需的19.44MHz，通过除以800可以从中得到24.3KS/S的符号率。当使用19.5MHz时，误差是0.3％，它使发射符号流中的定时漂移恰好等于6.667ms的TDMA突发传输过程或162个符号周期中一个符号周期的一半。大体上，这种误差不大于在任何情况下接收机必须预测的达1个符号的由于多径传播引起的传输路径延迟变化。然而仍然希望纠正发射信号，使它的误差不会加剧传播路径引入的缺陷。对于第一近似，符号率误差的降低可以通过将晶体频率除以802，得到带有0.0585％残留误差的符号率，在162个符号突发时间上定时漂移小于一个符号的十分之一。进一步的改进可以通过跳变-计数器进行，有时除以802，有时除以803，以便更精确地接近24.3KS/S符号率。但是，在一个实现中，24.3KS/S调制是以每比特8个抽样的速率数字化产生的。每比特几个抽样用于代表已经使用平方根升余弦滤波器频率响应滤波的符号流曲线波形。因此确实希望产生8倍符号率的精确近似，或者每秒194.4千抽样，做法是将晶体频率有时除以100、有时除以101。现在要推导除以100的次数N1和除以101的次数N2。
D-AMPS帧重复周期是20ms，代表390,000个周期的19.5MHz时钟，对应于388,800个周期的19.44MHz时钟。
因此当使用19.5MHz时钟时，定时发生器被编程为除以390,000，当使用19.44MHz时钟时除以380,800，以便产生20ms的重复周期。D-AMPS TSMA帧被分成3个时隙，一个时隙持续130,000个周期的19.5MHz时钟，或129,600个周期的19.4MHz时钟。因此N1和N2的第一式是100.N1+101.N2=130,000此外，如前所述，要产生的1/8符号抽样周期的总数是8×162=1296，因此N1和N2的第二式是N1+N2=1296解这些方程得到N2=400，N1=896。
因此跳变计数器被编程为共896次除以100，间隔400次除以101，产生总共1296个1/8符号周期，定时误差不大于19.5MHz时钟的一个时钟周期一半的量级，或25纳秒。图20表示实现上述的跳变计数器设计。分频器(100)配置为根据来自累加器(101)的控制输入或者除以100或者除以101，这样来自分频器(100)的连续输出脉冲将间隔100周期或101周期的19.5MHz时钟。累加器(101)配置为模-81累加器，意味着如果增加一个增量之后，累加器中的值等于或大于81，那么就从累加器值中减去81，并产生溢出或进位脉冲。从累加器(101)输出的进位脉冲用于使分频器(100)除以101。
如果累加器(101)在上一个分频器(100)输出脉冲所引起的增加之后没有产生进位，那么分频器(100)就计数100个周期的19.5MHz时钟输入，以便产生下一个输出抽样率脉冲。或者如果上一个分频器输出脉冲使累加器增加并溢出，那么累加器进位输出反馈到分频器(100)，使分频器计数101个周期的19.5MHz时钟输入，然后产生下一个分频器输出抽样率脉冲。
通过设置累加器增量等于25，累加器产生25/81时间的进位脉冲，等于400/1296时间，这是上面计算的除101的比例，是在D-AMPS时隙中产生精确数目1296个8x符号率脉冲所需要的。
图16表示使用19.5MHz晶体的内部频率规划。D-AMPS模式中的第一IF被改变到154.32MHz，分别在800和1900Mz操作中得到发射相位比较器(43)的高相位比较器频率1320KHz和1080KHz，也给出第二LO相位比较器(31)的高比较频率780KHz。
发明的另一个实现在图17中表示，这次使用13MHz晶体得到所有的无线振荡器频率，而且连接到数字芯片(20)的19.44MHz晶体只为了得到AMPS和D-AMPS模式的比特及数字抽样率。这种情况下的频率规划在图18中表示，基本上与图16的唯一区别是第二LO相位比较器现在工作在520KHz。
在图16和图18中，主接收机频综器(第一LO)在PCS1900模式中作为模5(可选10或20)的分数-N频综器工作，在AMPS和D-AMPS模式中模12。
通过使用图19的装置，取消只用于产生数字时钟的19.44MHz晶体是可能的，其中数字芯片(20)在需要时通过内部PLL产生它自己的19.44MHz时钟。为了有助于这个目的，分频器(41)和(42)被分成两个分频器(41a、41b)以及(42a、42b)。分频器41a在800MHz的D-AMPS模式中将154.44MHz的第二LO频率除以117，得到发射相位比较器(43)所工作的1320KHz。选择开关41c用于选择分频器41a在这个模式中的输出。在这个模式中，分频器41b同时工作，除以11以便对数字芯片(20)提供14.040MHz的输出。这个频率与数字芯片(20)在需要时通过本地PLL产生的19.44MHz共享1080KHz的公因子。分频器(42a)在此时工作，以便将相位比较器(43)的工作频率除以另一个因子2，得到660KHz，与模-11分数-N分频器(43)一起用于提供振荡器(51)的60KHz步进，再除以2之后为800MHz AMPS或D-AMPS操作提供30KHz步进。对于1900MHz D-AMPS操作，开关41c选择分频器(42b)的输出，即14.04MHz除以13，为1080KHz。与800MHz的45MHz相比，这是在1900MHz提供80.04MHz的双工偏差所需要的频率。为相位比较器(43)所选的1080KHz再在重新编程为除3的分频器(42a)中除以3，得到相位比较器(49)的360KHz的相位比较频率，与分频器(48)的分数-N模12一起使用，得到1900MHz的D-AMPS操作过程中振荡器(51)的30KHz调谐步进。对于PCS1900操作，分频器(41b)被编程为除以12，将现在是156MHz的第二LO分频，为数字芯片(20)提供13MHz时钟输出。13MHz在分频器(42b)中除以13到1MHz，这是相位比较器(43、48)的工作频率。分频器(42a)被编程为使M3=1。使用分数-N模5的分频器(48)在这种模式中提供所需的200KHz步进。
因此从上面可以看到发明能够构造双频、双模收发机，使用单个晶体参考或两个晶体以各种方式得到交替的270.833KB/S和24.3KS/S的符号率，交替的30KHz或200KHz的信道间隔，以及45MHz、80.04MHz或80.00MHz的发射-接收双工间隔。
此外，这个灵活性是使用与现有技术相比改进的结构而实现的，使无线硬件减少到实质上三个集成电路芯片，其间的RF互连数也减少了，因此降低了内部干扰的危险性并减小了功耗。
在蜂窝无线装置以外的情况下，每当不能方便地得到必须直接从公共参考晶体振荡器综合的所有时钟频率以及无线频率时，发明也是有用的。发明可以由本领域技术人员使用上述概念、保持在如下权利要求所描述的发明精神和范围内而修改。
权利要求
1．产生在发射频率发送的信号以及在接收频率接收信号的无线发射和接收装置，包括-第一下变频器，使用第一本振频率信号对接收信号混频，并产生第一中频信号；-第二下变频器，使用第二本振频率信号对第一中频信号混频，并产生第二中频；-第二本振装置，产生具有由石英晶体谐振器确定的精确频率的本振信号；-第一本振频综器装置，具有第二本振频率信号的第一输入以及第一本振频率信号的第二输入，并根据它们产生控制信号，控制第一本振产生所需的第一本振频率信号；以及-发射信号发生器装置，在发射频率上产生信号，该信号发生器具有第二本振信号的第一输入以及第一本振信号的第二输入，并根据它们产生发射频率信号。
2．产生在发射频率发送的信号以及在接收频率接收信号的无线发射和接收装置，包括-第一下变频器，使用第一本振频率信号对所述接收信号混频，并将其转换成第一中频信号；-第二下变频器，使用第二本振频率信号对所述第一中频信号混频，并将其转换成第二中频；-参考晶体振荡器装置，提供精确的参考频率信号；-第二本振频综器装置，具有所述第二本振频率信号的第一输入以及所述参考频率信号的第二输入，并根据它们产生控制信号，控制所述第二本振产生所需的第二本振频率信号；-第一本振频综器装置，具有所述第二本振频率信号的第一输入以及所述第一本振频率信号的第二输入，并根据它们产生控制信号，控制所述第一本振产生所需的第一本振频率信号；-发射信号发生器装置，在所述发射频率上产生信号，所述信号发生器具有所述第二本振信号的第一输入以及所述第一本振信号的第二输入，并根据它们产生所述发射频率信号。
3．权利要求1的装置，其中发射信号发生器还包括-发射振荡器装置，产生发射频率信号；-调制器装置，调制发射频率信号，产生待发送的信号；-发送下变频装置，用第一本振信号对发射频率信号混频，产生发射偏差频率信号；-发射偏差频综器装置，具有发射偏差频率信号的第一输入以及第二本振频率信号的第二输入，并根据它们为发射振荡器装置产生控制信号，精确地控制发射频率信号到发射频率。
4．权利要求2的装置，其中所述发射信号发生器还包括-发射振荡器装置，产生所述发射频率信号；-调制器装置，调制所述发射频率信号，产生待发送的所述信号；-发送下变频装置，用所述第一本振信号对所述发射频率信号混频，产生发射偏差频率信号；-发射偏差频综器装置，具有所述发射偏差频率信号的第一输入以及所述第二本振频率信号的第二输入，并根据它们为所述发射振荡器装置产生控制信号，精确地控制所述发射频率信号到所述发射频率。
5．权利要求1的装置，其中第一本振频综器装置是分数-N频综器。
6．产生在发射频率发送的信号以及在接收频率接收信号的无线发射和接收装置，包括-第一下变频器，使用第一本振频率信号对所述接收信号混频，并将其转换成第一中频信号；-第二下变频器，使用第二本振频率信号对所述第一中频信号混频，并将其转换成第二中频；-第二本振装置，产生具有由石英晶体谐振器确定的精确频率的第二本振信号；-参考分频器装置，具有所述第二本振信号输入并产生等于所述精确的第二本振频率除以第一整数的频率上的第一输出信号，并通过进一步将所述第一输出信号频率除以第二整数产生第二输出信号，其中所述第二输出信号根据所述第一输出信号从第一状态到第二状态的改变，从高到低或从低到高改变状态；-第一本振频综器装置，具有所述第二分频器输出信号的第一输入以及所述第一本振频率信号的第二输入，并根据它们产生控制信号，控制所述第一本振产生所需的第一本振频率信号；-发射信号发生器装置，在所述发射频率上产生信号，所述信号发生器具有所述第一分频器输出信号的第一输入以及所述第一本振信号的第二输入，并根据它们产生所述发射频率信号，其中所述发射信号发生器装置响应所述第一分频器输出信号从所述第二状态到所述第一状态的变化。
7．降低复杂性的蜂窝无线电话包括-第一接收机集成电路，具有第一本振频率控制信号的第一输入，通过天线接收的信号的第二输入，所述电路在第一输出连接提供来自第一本振的所述第一本振频率上的第一输出信号，通过使用所述第一本振将所述第二输入上接收的所述信号下变频，在第二输出连接提供第一中频上的第二输出信号；-第二接收机集成电路，具有通过滤波器连接到所述第一接收机电路的所述第二输出的第三输入，在第三输出连接上产生来自第二本振的第二本振信号，通过使用所述第二本振将输入到所述第三输入的所述第一中频信号下变频，在第四输出连接上产生第二中频信号；-第一发射集成电路，具有连接到所述第一接收机电路的所述第一输出的第四输入，在连接到所述第一接收机电路的所述第一输入的第五输出连接上产生控制信号，并具有连接到所述第二接收机电路的所述第三输出的第五输入，根据它们在所希望的发送频率上产生信号。
8．交替以第一符号率和第二符号率接收和发射编码和调制信息符号的双模蜂窝无线电话装置包括-双参考频率振荡器装置，响应选择信号，根据所选信号电平振荡在第一精确频率或第二精确频率并提供所选频率的输出信号；-数字信号处理装置，使用所述选择的参考振荡器频率信号产生所述编码及调制的信息符号，根据选择的参考频率在所述第一速率或所述第二速率发送。-第二本振频综器装置，产生锁相到所述选择的参考频率信号的精确的第二本振频率信号；-第一本振频综器装置，产生精确的第一本振频率信号；-发射振荡器装置，根据控制信号产生所需发射频率上的信号；-发射振荡器频率控制装置，包括发射混频器，将所述发射频率信号与所述第一本振信号混频，产生发射偏差频率信号，并包括发射锁相环，将所述发射偏差频率信号与所述第二本振频率信号比较，产生所述控制信号。
9．权利要求8的装置，其中所述第一本振频综器装置使用所述第二本振信号作为频率参考信号，将所述第一本振信号频率调节到精确值。
10．权利要求8的装置，其中所述第一本振信号与放大并滤波的接收信号混频，产生第一中频信号，所述第一中频信号进一步与所述第二本振信号混频，产生第二中频信号。
11．权利要求10的装置，其中当选择以所述第一符号率接收时所述第二中频信号的标称频率是零，当选择以所述第二符号率接收时非零。
12．权利要求8的装置，其中所述第一精确频率是6.5MHz的倍数，而且所述第二精确频率是9.72MHz的倍数。
13．双模数字蜂窝无线电话包括-参考振荡器装置，振荡在精确控制的19.5MHz频率上；-发射机装置，产生遵从GSM蜂窝标准的信号，发射比特率从所述参考振荡器频率除以整数因子72得到，或者产生遵从IS-136蜂窝标准的信号，符号率从所述参考振荡器频率除以非整数因子得到。
14．权利要求13的无线电话，其中所述非整数分频包括因子100和25/81的第一非整数分频，跟随除8的第二整数分频。
全文摘要
简化结构的移动无线电话包括数目减少的集成电路和数目减少的RF连接。双频段、双模移动电话可以用单晶体参考振荡器或双晶体构造,使选择符号率、信道间隔或发/收双工间隔得以实现。
文档编号H04B1/40GK1286824SQ98813195
公开日2001年3月7日 申请日期1998年11月3日 优先权日1997年11月19日
发明者C·戈雷, R·A·多尔曼, P·W·登特 申请人:艾利森公司