专利名称：窄频谱并且包络基本恒定的数字信号的调制的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数字信号的调制技术。
因此，它被用于传输领域，特别是射频传输领域。
一个典型的应用是在无线电通讯系统，特别是被称为“宽带”系统。该系统通常被设计的用于提供大容量，因此它适于高频谱调制，也就是说考虑到技术规范，一个给定通道的频谱必须要尽可能地窄。
另外，我们一般使用包络恒定调制技术，这可以减小发射机的复杂性。实际上，如果信号具有相对较大的幅度变化，放大级，特别是功率放大器必须要具有完美的线性。
然而似乎所有到目前已知的包络恒定调制都具有一个带有旁瓣的频谱。
这个旁瓣，如果它位于相邻通道的频谱中，就会增加该相邻通道的干扰水平。
例如，使用在GSM系统中的GMSK(高斯最小移位键控(“Gaussian Minimum Shift Keying”))调制具有一个位于主瓣-40dBc和200kHz的旁瓣，因此两相邻信道间的宽度也是200kHz。因此我们可以更好地理解由此而造成频谱效率的减小。
另外，我们知道QAM(正交振幅调制(“Quadrature AmplitudeModulation”))调制，只要我们使用一个将波形整形到合适形状的滤波器，其频谱就没有旁瓣。
然而，该调制会造成调制信号幅度的很大变化。如前所述，在这种情况下适于使用更加复杂，因而更加昂贵的放大器。
因而，本发明在于提供一种调制技术，它具有一个没有旁瓣的频谱，完全可以保持一个实际的恒定包络。
因此本发明可以用于一个传输信号，它通过一个根据时间t的调制函数产生数据数字信号的调制，该数字信号由一系列的比特所构成，每一个比特bk由其行k所标示，并且具有一个期间T，该传输信号包括功率k和复数常量j，调制函数h(t-kT)与一个输入信号的乘积在行k的求和。根据发明，输入信号是数据信号的函数，调制函数是时间t的高斯(gaussienne)函数。
更好地，该调制函数被如此定义h(t)=1σT2πe-t22σ2T2]]>这里，参数σ是波形因数，它由一个比特的展开所确定。
将发明投入应用的一个最简单的形式在于定义输入信号等于数据信号。
尽管如此，采用该解决方案，传输信号还具有幅度的变化，它尽管很小，但是还是在发射机放大器上带来了一些限制。
因此，输入信号最好是F(k)=Σn=0NanBkn,]]>这里-N，校正级，是一个绝对正值的自然数，-a是一个正的校正常量，-多项式Bkn是如此定义的Bkn=Σl=1L(Πi=02Mbk+pl,i)]]>这里-相关整数(entier relatif)族pl，i被构造得使得存在一个自然整数M，它能够验证下列关系 pl，i＜pi，i+1不论i是多少-L表示该族的总数。作为例子，校正常量为值e-1σ2]]>。发明还涉及一种用于产生传输信号的调制器。
根据一个最好的实现，调制器包括一个数字处理器，它接收一个输入信号以产生传输信号的实部和虚部，一个第一混频器用于通过载频倍增实部，一个接收该载频的移相器以对其移相π/2，一个第二混频器通过移相器输出信号以倍增虚部，以及一个加法器以求两混频器输出信号之和。
更好地，当校正水平大于0时，数字处理器包括一个第一模块，以产生多项式Bkn。
另外，数字处理器包括一个第二模块，以产生传输信号的数字样本，对于I从0到3的变化，有4个样本E4k+i与比特bk相关联，其值为E4k+i=Σq=kk-5jq•(bq+18•Bq1+164•Bq2)•h4(k-q)+i]]>发明还涉及一个解调器，已从传输信号中恢复数据信号。
最好地，该解调器包括一个基带转移(transposition)机构，它接收一个受到调制函数调制的一个信号，一个复合倍增器，通过表达式e-jπt2T]]>来倍增该转移机构的输出信号，一个卷积分运算器，以执行复合倍增器的输出信号和调制函数的卷积分，及一个判定机构，它根据该卷积分结果的实部的符号来恢复数据信号。
该转移机构通常是一个希尔伯特(Hilbert)滤波器。
本发明将会参照附图所给出的实施例的说明书中详细描述，这些附图表示-
图1，一个根据发明的调制器的简图，-图2，调制器的一个实现模式的第一模块的简图，-图3，调制器同一实现模式的第二模块的简图，-图4，根据发明的一个解调器的简图。
因此，它涉及一个数据数字信号的调制，该信号由取+或-1值的比特序列bk构成。
我们知道覆盖多种调制类型的调制的传输信号S的表达式为S=Σkjk•h(t-kT)•bk,]]>这里k是比特流bk的索引，·j，虚常数，例如j2=-1，·T，一个比特的期间，·t表示时间，并且·h调制函数。当h是矩形函数时，我们说是“QPSK偏移”调制。根据发明，H是高斯函数，它取例如下列的形式h(t)=1σT2πe-t22σ2T2]]>参数σ是波形因数，它确定了一个比特的展开。
考虑B是到达谱段3db的半个波段，并且用In表示自然对数，我们有下列关系B•T=In22πσ]]>采用一个高斯函数作为调制函数能够消除出现在恒定包络调制频谱中的旁瓣。
尽管如此，我们注意到调制信号还是容易在幅度上变化，尽管这相对于QAM类型的调制要减小了许多。
因此，根据发明的另一个方面，我们在调制信号中加入一个校正项C，可以定义如下 ·N是表明校正级的整数，·a是一个为e-1σ2]]>的常数。
多项式Bkn以下列方式被构成。对于一个给定的数n，搜索所有相关整数族pl，i，以使得存在有一个自然数M，它能够验证下列关系 pl，i＜pl，i+1不论i为多少(3)寻找Pl，i的极限值是恰当的，也就是p1，0和p1，2M。从等式(1)中，p1，0是负值或零，实际上pl,o=Σi=1M(pl,2i-1-pl,2i)]]>或者根据等式(3)，该表达式为负或零。同样，项P1，2M，为正或零。实际上，等式(1)可以写成pl,2M=Σi=1M(pl,2i-1-pl,2i-2)]]>或者根据等式(3)，该表达式为正或零。
另外，相关整数pl，i构成一个单调递增序列，存在一个唯一的自然数z，对于该数，乘积pl，z·Pl，z-1是负或零。
如果z是偶数，等式(2)可以写为Σi=z2+1M(pl,2i2-pl,2i-12)+pl,z2+Σi=0z2-1(pl,2i2-pl,2i+12)=2n]]>如果z是奇数，等式(2)可以写为Σi=z+12M(pl,2i2-pl,2i-12)+pl,z-12+Σi=0z-32(pl,2i2-pl,2i+12)=2n]]>在上面两个表达式中，等式左面的部分以正数项之和的形式被表示，这表明这些项的每一个都最大等于2n。
因此-如果z=2M，p1,2M<2n]]>-如果z＜2M，p21，2M-p21，2M-1≤2n(p1，2M-p1，2M-1)(p1，2M+p1，2M-1)≤2n假设(p1，2M-p1，2M-1)=a，1≤a≤2n2pl,2M-a≤2na,p1,2M≤na+a2]]>当a在1和2n之间时，我们很容易地验证到(n/a+a/2)≤(n+1/2)。
于是p1，2M小于或等于n。
依同样的方式我们可以得出p1，0大于或等于-n。
可以得出，在相关整数pl，i族集合前面的是一个有限的集合。
对于一个给定n的值，我们现在考虑对于l=1而获得的第一族pl，i。为构造该族，我们从p1，0=-n开始，然后我们根据经验寻找满足等式(1)，(2)和(3)的相关整数序列pl，i，…，P1，2M。
作为例子，当n=1时，存在一个唯一的族F1={p1，0’p1，1’p1，2}={-1，0，+1}。
如果n大于1，我们通过连续增加所有pl，i来寻找所有同样的族。在这种情况下，l从1变化到L。
对于n的第一值，该族是-n=2， F1={P1，0’P1，1’P1，2}={-2，-1，+1}F2={P2，0’P2，1’P2，2}={-1，+1，+2}-n=3， F1={P1，0’p1，1’p1，2}={-3，-2，+1}F2={P2，0’P2，1’P2，2’P2，3’P2，4}={-2，-1，0，+1，+2}F3={P3，0’P3，1’P3，2}={-1，+2，+3}-n=4，F1={P1，0’p1，1’p1，2}={-4，-3，+1}F2={P2，0’P2，1’P2，2’P2，3’P2，4}={-3，-2，0，+1，+2}F3={p3，0’p3，1’p3，2}={-2，0，+2}F4={P4，0’P4，1’P4，2’P4，3’P4，4}={-2，-1，0，+2，+3}F5={p5，0’p5，1’p5，2}={-1，+3，+4}最后，多项式Bkn通过下列表达式被获得bkn=Σl=1L(Πi=02Mbk+pl,i)]]>考虑前述的例子Bk1=bk-1·bk·bk+1Bk2=bk-2·bk-1·bk+1+bk-1·bk+1·bk+2Bk3=bk-3·bk-2·bk+1+bk-2·bk-1·bk·bk+1·bk+2+bk-1·bk+2·bk+3Bk4=bk-4·bk-3·bk+1+bk-3·bk-2·bk·bk+1·bk+2+bk-2·bk·bk+2+bk-2·bk- 1·bk·bk+2·bk+3+bk-1·bk+3·bk+4我们现在可以取调制信号S的等式S=Σkjk•h(t-kT)•bk+Σkjk•h(t-kT)•[Σn=1NanBkn]]]>假设Bk0=Bk，该信号也可以写成S=Σkjk•h(t-kT)•[Σn=0NanBkn]]]>因此我们可以定义一个输入信号F(k)F(k)=Σn=0NanBkn]]>当N=0时，我们找到发明最简单的实施例，而N越大，调制信号S的幅度变化越有限。
我们注意到，该信号的频谱独立于N。它可以是[Hσ(f)]2=e-(2πσfT)2]]>当然发明还涉及一个产生调制信号S的调制器，及在载频上注入该信号。尽管如此特定实现的一个调制器对于所属技术领域的技术人员而言是显而易见的，但是我们现在该实现的其他实施例中给出一个。
参照图1，调制器包括一个数字处理器PR，他接收比特bk，以产生调制信号S的实部I和虚部QS=I+jQ。
它还包括一个第一混频器M1，以通过载频C倍增实部I，以及一个第二混频器M2，已通过π/2移相的载频来倍增虚部Q。因此，一个移相器DEP接收该载频以将其注入到第二混频器M2上。
它还包括一个加法器AD，以求得两个混频器M1，M2输出信号之和。
最后，调制器包括一个时基BDT，它一方面给数字处理器PR提供一个时钟信号Ck，另一方面给第一混频器M1和移相器DEP提供载频。
它可以在不同常数最大变化值下工作，特别是在校正水平N等于0下工作。然而，为获得良好的性能以及简化处理器PR的工作，在例子中可以考虑下列值一波形因数σ=13ln2;]]>在此情况下，常数a=e-1σ2]]>等于1/8，这可以通过将三个比特向右移位并由a倍增来实现，校正级N=2，比特的值bk+或-1，调制信号S被表达为12比特，超取样因数4。
因此，调制信号S是一系列以每时间比特T四个的节奏所产生的数字样本。我们选择一个合适的比例因数，以使得调制信号S能够在12比特上被很好地编码(hq)0≤q≤11={0，1，5，17，47，116，253，485，816，1205，1563，1780}函数h(t)是偶函数，因此对于所有在0和11之间的q，h23-q=hq。考虑适当的比例因数，对于q＜0或q＞23，hq是零对于-3T＜t＜3T，函数被存储。
另外，由于采样的原因，我们可以假设q=4.k+i，I在0到3之间变化；换句话说，k是q/4的整数部分。
参照图2并且作为例子，处理器PR包括一个用于计算表达式Bk1和Bk2的第一模块。对应的计算在这里借助一个移位寄存器来实现，在参考时刻，寄存器包括比特bk+2到bk-2。Bk1通过一个第一倍增器P1来获得，它对比特bk-1，bk和bk+1作乘法。为获得Bk2，需要安装一个第二倍增器P2，它对比特bk-2，bk-1和bk+1作乘法，一个第三倍增器P3对比特bk-1，bk+1，和bk+2作乘法，及一个对第二和第三倍增器输出求和的累加器。
处理器PR还包括一个在图3中所示的第二模块。该第二模块用于计算调制信号S的数字采样，这是借助于一个冲激响应滤波器h(t)对采样输入信号滤波而实现的。
因此，对于i从0变化到3，与比特bk相关联的四个采样E4k+i为E4k+i=Σq=kk-5jq•(bq+18•Bq1+164•Bq2)•h4(k-q)+i]]>该表达式也可以写为 数x0，y0，x1，y1，x2，和y2是实数。
作为例子，第二模块包括一个第一采样器E0，它接收比特bk以将其提供给与该采样器同步的第一控制器A0。作为输出信号I0，第一控制器连续产生比特bk的第一采样，然后是改变符号的该同一比特bk的第三采样。作为输出信号Q0，第一模块产生比特bk的第二采样，然后是符号改变的同一比特bk的第四采样。然后第二模块根据等式(4)利用调制函数h进行输出信号I0的校正(在图中通过操作符*表示)，以产生第一实部分量x0。我们注意到，只有对应于一个偶数索引q的项是非零的。
离散校正操作不再详细描述了，因为这涉及到所属技术领域技术人员非常公知的技术。
第二模块也根据等式(4)通过调制函数h来进行输出信号Q0的校正，以产生第一虚部分量y0。我们注意到，只有对应于一个奇数索引q的项是非零的。
同样，第二模块包括一个第二采样器E1，它接收信号bk1以将其提供给与该采样器同步的第二控制器A1。作为输出信号I1，第二控制器连续产生项bk1的第一采样，然后是改变符号的该同一项的第三采样。作为输出信号Q1，它还连续产生项bk1的第二采样，然后是改变符号的该同一项的第四采样。然后第二模块根据等式(5)利用调制函数h乘以常数a(在目前情况下是1/8)进行输出信号I1的校正，以产生第二实部分量x1。
第二模块也根据等式(5)通过调制函数h乘以1/8来进行输出信号Q1的校正，以产生第二虚部分量y1。
以同样的方式，第二模块根据等式(6)从表达式bk2得出第三实部分量x2和虚部分量y2。
调制信号的实部I是三个实部分量x0，x1，X2之和，其虚部Q是三个虚部分量y0，y1，y2之和。
很自然地，发明还涉及到一个解调器以从调制信号中恢复数据信号。尽管如此指定的一个解调器的实现属于所属技术领域人员公知的范围之内，我们现在还是在一个该实现的例子中给出一个。
参见图4，解调器包括一个基带上的移位机构FIL，它接收受到如前所述调制的信号r(t)。该移位机构通常借助于一个希尔伯特过滤器来实现。
解调器还包括一个复数倍增器MUL，以通过表达式e-jπt2T]]>来倍增移位机构FIL的输出信号，并产生等于时间比特四分之一的频率信号。
它还包括一个卷积分运算器CONV，它执行复数倍增器MUL的输出信号和前面定义的调制函数h(t)的卷积。
该卷积的结果通过一个判定机构DEC来解释，它根据该结果的实部的符号恢复比特bk。
因此发明涉及到一种数字调制技术，它不仅是一种调制函数所表达的方法，还借助于压缩原理。它不只限于前面所描述的例子。另外，可用等同的装置代替所有的装置。
权利要求
1．一种传输信号(S)，它通过一个根据时间t的调制函数对数据数字信号调制产生，该数据信号由一系列的比特所构成，每一个比特(bk)由其行k所标示，并且具有一个期间T，该传输信号(S)包括功率k和复数常量j，调制函数h(t-kT)与一个输入信号的乘积在行k的求和，其特征在于输入信号F(K)是数据信号(bk)的函数，调制函数h(t-kT)是时间t的高斯函数。
2．根据权利要求1所述的传输信号，其特征在于所述调制函数被如此定义h(t)=1σT2πe-t22σ2T2]]>参数σ是波形因数，它确定了一个比特的展开。
3．根据权利要求1或2所述的传输信号，其特征在于所述输入信号是所述数据信号(F(k)=bk)。
4．根据权利求1或2所述的传输信号，其特征在于输入信号E(k)是F(k)=Σn=0NanBkn,]]>这里-N，是一个绝对正值的自然数，-a是一个正的校正常量，-多项式Bkn是如此定义的Bkn=Σl=1L(Πi=12Mbk+pl,i),]]>这里-相关整数Pl，i族(F1)被构造得使得存在一个自然数M，它能够验证下列关系 Pl，i＜pl，i+1不论i是多少-L表示该族的总数。
5．根据权利要求4所述的传输信号，其特征在于所述校正常量为值e-1σ2.]]>。
6．一种根据权利要求1到3之一的调制器，用于产生传输信号(S)。
7．根据权利要求6所述的调制器，其特征在于它包括一个数字处理器(PR)，它接收所述的输入信号F(k)以产生所述传输信号(S)的实部(I)和虚部(Q)，一个第一混频器(M1)用于通过载频(C)倍增所述实部(I)，一个接收该载频的移相器(DEP)以对其移相π/2，一个第二混频器(M2)通过移相器输出信号以倍增所述的虚部(Q)，以及一个加法器(AD)以求两混频器(M1，M2)输出信号之和。
8．一种根据权利要求4或5所述的调制器，用于产生传输信号(S)。
9．根据权利要求8所述的调制器，其特征在于它包括一个数字处理器(PR)，它接收所述的输入信号F(k)以产生所述传输信号(S)的实部(I)和虚部(Q)，一个第一混频器(M1)用于通过载频(C)倍增所述实部(I)，一个接收该载频的移相器(DEP)对其移相π/2，一个第二混频器(M2)通过移相器输出信号以倍增所述的虚部(Q)，以及一个加法器(AD)以求两混频器(M1，M2)输出信号之和。
10．根据权利要求9所述的调制器，其特征在于所述的数字处理器(PR)包括一个用以产生所述多项式Bkn的第一模块。
11．根据权利要求10所述的调制器，其特征在于所述数字处理器(PR)包括一个用于产生所述传输信号(S)数字采样的第二模块，对于i从0变化到3，与比特bk相关联的四个采样E4k+i为E4k+i=Σq=kk-5jq•(bq+18•Bq1+164•Bq2)•h4(k-q)+i]]>
12．根据权利要求1到5之一所述的接收一个传输信号(S)的解调器，用于恢复所述数据信号(bk)。
13．根据权利要求12所述的解调器，其特征在于它包括一个基带的移位机构(FIL)，它接收经过所述调制函数h(t-kT)调制的信号r(t)，一个复数倍增器(MUL)，以通过表达式e-jπt2T]]>来倍增该移位机构(FIL)的输出信号，一个卷积运算器(CONV)，它执行复数倍增器(MUL)的输出信号和所述调制函数h(t)的卷积，一个判定机构(DEC)，它根据所述卷积的结果的实部的符号恢复比特bk。
14．根据权利要求13所述的解调器，其特征在于所述的滤波器(FIL)是希尔伯特滤波器。
全文摘要
发明涉及一个传输信号(S),它通过一个根据时间t的调制函数对数据数字信号调制而产生,该数据信号由一系列的比特所构成,每一个比特(b
文档编号H04L27/20GK1284228SQ98813261
公开日2001年2月14日 申请日期1998年12月21日 优先权日1997年12月22日
发明者让－路易斯·多恩斯蒂特, 埃里克·乔治奥克斯 申请人:诺特尔·马特拉移动通信公司