专利名称：双频段移动电话中改进的功率放大器匹配的制作方法
技术领域：
本发明涉及双频段移动电话中改进的功率放大器匹配。
背景技术：
当前，移动电话主要地以单个运行频率运行。图7显示了以单个运行频率运行的(例如，GSM的约900MHz,DCS的约1800MHz，或PCS的约1900MHz)、移动电话中这样的发射机/接收机的实现方案。被用来发送信号和接收信号的天线100被连接到发射机/接收机转换单元102。发射机/接收机转换单元102包括发射机开关TX和接收机开关RX。在接收模式下，发射机开关TX被打开以及接收机开关RX被闭合。相反，在发射模式下，发射机开关TX被闭合以及接收机开关RX被打开。
在发射模式下，功率放大器输出电路104输出在预先规定的频段中的发射信号。这里，通过阻抗匹配电路106实行阻抗匹配，以使得功率放大器的输出端看到的阻抗在大多数情况下低于后面的传输支路的阻抗，例如，50Ω。
然而，图7所示的电路设计越来越限制数字移动电话的增长的使用，因为用户的数量不断地增加而发射频率的数目和相关的传输信道是有限的。虽然比起GSM的约900MHz来说，DCS的约1800MHz或PCS约1900MHz的提高的频率使得传输信道数目增加，但这只是以减小发射站的工作距离为代价才有可能的。
无论如何，通过提供蜂窝双频段网络和适用于此网络的双频段移动电话的、对于不同的方法的不同的技术优点的组合似乎是进行折衷，例如，GSM频段与DCS或PCS频段的组合。
图8显示在双频段移动电话中对于必要的发射/接收运行所设计的相应的功率放大器输出电路的一个任选项。这个方法直接依赖于图7所示的电路设计。
这里，天线200被连接到两个发射机/接收机转换单元202和204。发送/接收转换单元202包括用于第一发射机频率的发射机开关TXa和接收机开关RXa。而且，发送/接收转换单元204包括用于第二发射机频率的发射机开关TXb和接收机开关RXb。不同的开关TXa,RXa,TXb,和RXa，分别按照不同的运行频率工作，如以上参照图7列出的。而且，必须把双工器206无损耗地插入到连接到天线200的两个传输路径中。为了放大这两个频段的发射信号，提供了相关的功率放大器214和216。对于这些功率放大器214和216，通过在两个传输支路的每个支路中提供的阻抗匹配电路218和220实行阻抗匹配。替换地，用于两个频率的功率放大器214和216可以通过具有两个输出端和下游的阻抗匹配电路的单个功率放大器输出电路被替换。
图7所示的单频段发射/接收电路的这种直接推广给出这样的优点，对于两个发射频率的不同的传输路径被完全去耦。然而，虽然不同的发射频段的适当的阻抗匹配可以通过分开地和充分地提供阻抗匹配电路而达到，但这是以高的电路复杂性才达到的。一方面，这导致制造成本的增加，另一方面，对于这样的双频段发射/接收转换单元所必须的空间需求也构成对于其实施方案的障碍物。
鉴于以上所述，本发明的目的是在双频段移动电话中，达到输出不同的发射频段的发射信号的功率放大器在信号输出端上与不同的传输支路的阻抗的改进的匹配。
按照本发明，这个目的是通过用于双频段移动射频单元的功率放大器输出电路达到的，包括用于发射/接收第一发射/接收信号的第一发射机/接收机转换装置，该发射机/接收机转换装置配备有连接到第一阻抗匹配装置的输入端，用于发射/接收第二发射/接收信号的第二发射机/接收机转换装置，传输支路转换装置，把第一发射机/接收机转换装置或第二发射机/接收机转换装置选择性地连接到输出两个频段的发射信号的功率放大器，以使得第二阻抗匹配装置被提供在功率放大器的输出端与传输支路转换装置之间，该传输支路转换装置包括在第一传输支路中的至少两个开关器件。
所以，对于本发明，在功率放大器输出电路的至少一个传输路径上逐步的阻抗匹配方法是重要的，以及同时使用并联连接的多个开关器件。在功能关系上的两个措施导致功率放大器输出电路中寄生干扰的很大的减小。同时，在两个传输支路中也达到了对于各个频段的适当的阻抗匹配和发射功率。
而且，虽然在功率放大器输出端处只使用单个阻抗匹配将不能导致对于两个传输支路的最佳阻抗匹配，但按照本发明，这可以首先通过第一公共阻抗匹配，以及其次通过分别对于每个发射频段最佳化的进一步的阻抗匹配而被达到。再者，由于对于两个频段使用公共阻抗匹配，电路复杂性可以大大地减小。
而且，本发明考虑到，当传输支路转换装置的阻抗的扰动的实部接近于功率放大器的输出阻抗时，传输支路转换装置的寄生元件的功率吸收增加，例如，实际使用的功率放大器的输出阻抗的实部处在大约5到6Ω的范围内，而不同的开关器件的典型的连接电阻处在大约1Ω的范围内。在只在第一阻抗变换到GSM的900MHz时的约20Ω或DCS的1800MHz时的约50Ω以后把开关器件插入到传输支路转换单元的情况下，由于开关器件连接电阻与开关器件的输入端处的阻抗水平之间的较小的比值，例如该比值减小一个数量级，寄生元件中的功率吸收大大地减小。
按照本发明，通过在传输支路转换装置的至少一个传输路径上通过至少两个开关器件，寄生元件的功率吸收还可以大大地减小。通过并联连接，由于在第一和第二阻抗匹配之间的必要的切换引起的寄生电容和寄生电阻被减小一个基本上相应于被并联连接的开关器件数目的倍数。
除了使得吸收功率最小化以外，并联连接的开关器件也致力于改进的阻抗匹配。由于在第一和第二阻抗匹配级之间的降低的自动连接电阻和降低的总的寄生电感，总的阻抗匹配对于开关器件的扰动影响不太敏感。
按照本发明的优选实施例，在第二发射机/接收机转换装置的输入端处安装有第三阻抗匹配装置。
这样，在特别适合于各个发射频率的单个传输支路处提供了最佳匹配和发射功率，例如对于约900MHz时的3瓦和对于约1800MHz时的1.5瓦。然而，由于对于不同的传输支路的部分阻抗匹配是通过被连接到功率放大器的输出端的公共阻抗匹配电路达到的，所以，对于不同的传输支路的特别必要的电路的复杂性被最小化。
按照本发明的又一个优选实施例，在第二阻抗匹配装置与第三阻抗匹配装置之间的传输支路转换装置包括至少一个开关器件。
通常，传输支路被提供来输出具有较低的发射频率，例如对于GSM的约900MHz，和较高的发射频率，例如对于DCS的约1800MHz和对于PCS的约1900MHz，的发射信号。这里，应当指出，在功率放大器输出端处对于不同频段的阻抗匹配导致不同的结果。具体地，在传输支路中，对于较高的频段通过在功率放大器输出端处的阻抗匹配装置达到对于必要的阻抗水平的几乎完全的匹配，这样，在传输支路转换装置的相关的支路中的寄生元件只有最小的影响。按照本发明的这个优选实施例，目的是通过频率选择方式只对于较低的频段提供对抗寄生影响的措施，而同时使得对于开关器件的附加化费最小化。换句话说，开关器件只插入到对于选择的发射频率所必须的程度下。
按照本发明的再一个优选实施例，提供了在第二阻抗匹配装置与第三阻抗匹配装置之间的可切换的带阻滤波器，以便在第二传输路径中发射第一发射信号期间滤除第一发射信号的谐波。
功率放大器通常接近于饱和运行。这导致在GSM发射模式时的谐波的产生，例如大约1800MHz，大约2700MHz，…等，和在DCS发射模式时的谐波的产生，例如大约3600MHz等。通常，是以一阶谐波为主。
虽然在GSM发射模式时约1800MHz，约2700MHz，…的谐波在第一传输支路中被滤波，但GSM发射模式的约1800MHz的第一谐波不能借助于第二传输支路中的、只适合于约3600MHz等的第二发射信号的谐波的低通滤波器被压缩。对于GSM和带有约1900MHz的PCS的发射频率的组合的情况，也有同样的结果。总而言之，这个问题是输出发射信号的功率放大器在多个发射频段时在第一个、较低的发射频率的谐波低于或等于第二个、较高的发射频率的情况下发生的。
为了解决这个问题，第二传输支路有利地安装有可切换的带阻滤波器，适用于特别是在第一个较低的发射频率的发射期间压缩在第二传输支路中的第一发射频率的第一谐波。这允许不同的运行模式的最佳去耦。
按照本发明的又一个优选实施例，在第一阻抗匹配装置与第二阻抗匹配装置之间的传输转换装置包含第一PIN型二极管和第二PIN型二极管，这样第一PIN型二极管和第一PIN型二极管被并联连接。优选地，第一PIN型二极管和第二PIN型二极管被包括在一个单个封装或外壳中。
这样，在按照本发明的功率放大器输出电路的制造和允许期间，只需要对单个元件进行操纵和供电。在制造期间，元件的放置是几乎不变的，这样，规定的电路配置和制造过程可以基本上被保持而不用进行任何修改。
按照本发明的再一个优选实施例，第一阻抗匹配装置具有第一电容，被连接在其输入端的并联结构中。而且，第一阻抗匹配装置包括第二电容，被串联连接在其输入端与输出端之间。
通常，阻抗匹配是在单个传输支路中通过一系列电容和电感达到的。也考虑不同的传输线元件，用于部件与开关器件的寄生电感的连接。按照本发明，考虑到，通常电容只对于处在预先规定的基本网格的电容值，例如，按照3.3pF,3.9pF,4.7pF,5.6pF，等等，才是可提供的。在第一阻抗匹配电路中电容的增加的数目导致对于阻抗变换的更细的分度，从而导致改进的阻抗匹配。这对于载送较低的发射频率范围的发射信号的传输支路是特别的优点。
下面将参照附图描述本发明的优选实施例，其中
图1显示双频段移动电话的功率放大器输出电路的基本结构，其中单个输出放大器在单个输出端输出在不同的频段上的发射信号；图2显示图1所示的开关按照其打开和闭合状态的等效电路图；图3显示按照本发明的功率放大器输出电路的示意图；图4显示按照本发明的功率放大器输出电路的电路图；图5显示图4所示的部件和传输线元件的功能，以及寄生元件对于GSM传输支路中阻抗匹配的影响；图6显示图4所示的部件和传输线元件的功能，以及寄生元件对于DCS传输支路中阻抗匹配的影响；图7显示用于单频段移动电话的功率放大器输出电路的示意图；以及图8显示用于带有两个功率放大器和相关的阻抗匹配的双频段移动电话的功率放大器输出电路的示意图。
图1显示按照本发明的双频段移动电话的功率放大器输出电路的基本结构。
如图1所示，功率放大器10在其输出端12处被连接到第一阻抗匹配电路14。在第一阻抗匹配电路14的输出端处，连接有第一开关16，它把第一阻抗匹配电路14连接到第一传输支路。
第一传输支路包括第二阻抗匹配电路18，第一低通滤波器20和第一发射机/接收机转换单元22的串联连接，以及运行在第一频段。为了在发射机与接收机运行模式之间进行切换，第一发射机/接收机转换单元22包括第一发射机开关24和第一接收机开关26。
还如图1所示，在第一阻抗匹配电路14的输出端处，也连接有第二开关28，它把第一阻抗匹配电路14连接到第二传输支路。
第二传输支路包括第三阻抗匹配电路30和可切换的带阻滤波器32的串联连接，该带阻滤波器用来压缩在第一发射信号发射期间在第二传输支路中的、在第一传输支路上载送的发射信号的第一谐波。而且，第二低通滤波器33被提供来压缩在第二传输支路上载送的发射信号的谐波。为了在发射机与接收机运行模式之间进行切换，第二发射机/接收机转换单元34包括第二发射机开关36和第二接收机开关38。
在第一发射机开关24与第一接收机开关26之间的中心抽头和在第二发射机开关36与第二接收机开关38之间的中心抽头被分别连接到双工器40，它被提供来无损耗地合并成到天线42的单个发射/接收路径。
在其中功率放大器10以第一发射频率f1输出第一频段的发射信号的第一工作模式时，第一开关16被闭合和第二开关28被打开。第一阻抗匹配电路14和第二阻抗匹配电路18完成功率放大器10的输出阻抗到对于第一发射频率和功率所必须的负载阻抗的最佳匹配。
由于功率放大器输出电路10运行在饱和状态附近，它的输出不单包含频率f1的发射信号本身，也包括它的频率为2*f1,3*f1,…的谐波，这些不想要的谐波在第一传输支路中通过第一低通滤波器20被压缩，以及滤波的发射信号通过第一发射机开关24被输出到天线42。
虽然这能够在第一工作模式时滤除第一发射信号的谐波，但因为第一开关16和第二开关28的非理想的工作状况的缘故，为了避免这些谐波通过第二传输支路的不想要的发射，必须采取行进一步的措施。例如，当考虑对于GSM的约900MHz和对于DCS的约1800MHz的发射频率的组合时，GSM发射信号的第一谐波不能通过位于用于DCS的约1800MHz的第二传输支路的第二低通滤波器33被压缩，该第二低通滤波器只适用于大约3600MHz的、第二发射信号的谐波。通常，这个问题是在多个发射频段时在第一个、较低的发射频率的谐波低于或等于第二个、较高的发射频率的情况下，对于输出发射信号的每个功率放大器发生的。
按照本发明，所以提出在第二传输支路中安装有可切换的带阻滤波器32，适用于在第一个较低的发射频率的发射期间专门压缩在第二传输支路中的第一个、较低的发射频率的第一谐波。这允许不同的工作模式的最佳去耦。
还如图1所示，在其中功率放大器10分别输出在第二频段中的、或为第二发射频率的发射信号的第二工作模式时，第一开关16被打开和第二开关28被闭合。
在这种情况下，第一阻抗匹配电路14和第三阻抗匹配电路30完成功率放大器10的输出阻抗到对于第二发射频率和功率所必须的负载阻抗的最佳匹配。
再次地，产生在2*f2,3*f2,…处的谐波。这些谐波在发射信号通过第二发射机开关36被输出到天线42之前，在第二低通滤波器33中被压缩。
图1所示的、按照本发明的功率放大器输出电路的基本结构允许考虑这样的事实，即在功率放大器输出端处只通过单个阻抗匹配电路不一定能够达到对于传输支路的最佳匹配。相反地，一方面，这只能使用在功率放大器输出端处的公共阻抗匹配电路通过逐步阻抗匹配才可能达到，以及另一方面，通过附加的阻抗匹配电路对于每个发射频段最佳化。由于对于两个传输支路共同提供的阻抗匹配，电路复杂性可以大大地减小。
在第一开关16和第二开关28分别是理想的开关特性的情况下，将可以完全实现通过只带有一个单个输出端的功率放大器来输出两个频段的发射信号。
然而，如图2所示，对于开关在打开和闭合状态时的等效电路图，实际使用的开关，例如PIN型二极管，呈现非理想的特性。打开的开关的衰减是有限的，以及对于越高的频率该衰减越低。对于PIN型二极管，衰减量为对于900MHz的25dB和对于1800MHz的10dB左右。
图3显示按照本发明的、对于功率放大器输出电路的解决办法。这里，具有与图1所示的电路元件相同的功能的电路元件用相同的参考数字本身。
如图3所示，转换单元的传输支路的第一开关16包括至少两个第一开关器件S11,…,S1N。而且，转换单元的传输支路的第二开关28包括至少一个第二开关器件S21,…,S2M。
工作时，所有的第一开关器件S11,…,S1N在发送具有第一发射频率的第一发射信号期间都被闭合，所以被并联连接。而且，在发送具有第二发射频率的第二发射信号期间，所有的第二开关器件S21,…,S2M都被闭合，因此被并联连接。
工作时，通过第一开关器件S11,…,S1N和第二开关器件S21,…，S2M的并联连接，分别达到第一和第二开关16和28的连接电阻与寄生电感的减小。这里，减小的倍数基本上相应于被并联连接的第一开关器件S11,…,S1N和第二开关器件S21,…,S2M的数目。
对于图3所示的、按照本发明的、功率放大器输出电路的功能，第一开关器件S11,…,S1N和第二开关器件S21,…,S2M分别被安装在公共阻抗匹配电路14的下游，也是重要的。其理由在于，在相关传输路径的阻抗的扰动的实部接近于功率放大器的输出阻抗时，分别在第一开关器件S11,…,S1N和第二开关器件S21,…,S2M的寄生元件中的功率吸收增加。在第一开关器件S11,…,S1N和第二开关器件S21,…,S2M分别被安装在实施阻抗变换(变换到GSM的约900MHz时的约20Ω或DCS的约1800MHz时的约50Ω)的第一阻抗匹配电路的下游的情况下，寄生元件中的功率吸收由于各个输入端处的提高的阻抗水平而大大地减小。
对于图3所示的、按照本发明的、功率放大器输出电路的功能，由于第一开关16和第二开关28的减小的总的连接电阻和减小的总的寄生电感，阻抗匹配对于由开关器件造成的扰动不太敏感，也是重要的。
图4显示按照本发明的功率放大器输出电路的实现方案的电路图。
如图4所示，第一开关16包括第一PIN二极管44和与它相连接的第二PIN二极管46。优选地，第一PIN二极管44和第二PIN二极管46被包容在一个单个外壳中，以及被提供以同一个电源。
还如图4所示，第二开关28只包括单个PIN二极管47。不会限制本发明的范围，这里假设具有第一个、较低的发射频率的发射信号通过第一开关16发射，具有第二个、较高的发射频率的发射信号通过第二开关28发射。关于第二开关28只包括单个PIN二极管47的原因在于，这里对于较高的频段的阻抗匹配几乎全部地完成，例如匹配到对于DCS的约1800MHz时的50Ω。所以，连接的PIN型二极管47的寄生电阻(约1Ω)的影响很低，这样，对抗寄生元件的措施就变为废弃的。
还如图4所示，连接的功率放大器10的输出端的阻抗匹配电路14包括在其输入端的第一传输线元件50，在到阻抗匹配电路14的输出端以前，第一电容48通过该第一传输线元件50旁路到地。第一传输线元件50起到用于阻抗匹配的串联电感的作用。在图4上，显示了另外的传输线元件52和51，它们反映用于不同的传输支路到功率放大器的连接的不同的几何配置。
还如图4所示，在第二传输支路中的阻抗匹配电路30包括两个串联连接的传输线元件，具有中间的连接点，第二电容54由此旁路到地。
还如图4所示，在第一传输支路中的阻抗匹配电路18包括第三电容60，被连接成在其输入端处的并联结构，以及第四电容62，被串联连接在其输入端与输出端之间。第四电容62与电感64进行桥接。
图5作为例子显示图4所示的部件和传输线元件的功能以及寄生元件对于GSM传输支路中阻抗匹配的影响。
如图5所示，阻抗匹配是从功率放大器10的输出阻抗Za出发，经过史密斯圆图所示的一系列变换步骤，而完成的。
图5所示的、从功率放大器10的输出阻抗Za到匹配点的变换是在第一传输支路中，经过按照顺序的传输线元件50，第一电容48，传输线元件52，第一开关16的寄生电感，第一开关16的寄生电阻，第三电容60和第四电容62等实行的部分变换而完成的。
因为电容通常只是按照离散的、像网格样的电容值，例如，3.3pF,3.9pF,4.7pF,5.6pF，等提供的，所以配备了第一传输支路中阻抗匹配电路的第四电容62。第四电容62允许更细的调谐电感变换，从而用于更精确的匹配。电感64用于直流去耦。
图6作为例子显示图4所示的电路部件和传输线元件的功能以及寄生元件对于DCS传输支路中阻抗匹配的影响。
如图6所示，在第二传输支路中，阻抗匹配是从功率放大器10的输出阻抗Za出发，经过按照传输线元件50，第一电容48，传输线元件51，第二开关28的寄生电感和第二电容54的顺序等实施的一系列变换步骤而完成的。在图6上，传输线元件56和58被省略。
正如以上参照图4描述的，第二开关28(例如，第三PIN型二极管)的寄生电阻由于较高的频段在第二传输支路中只起很小的作用，这样，在图6所示的Smith圆图上相应的部分的变换步骤可被省略。而且，可以与第四电容62相比较的电容由于较高的频段可被省略，所以减小第二传输支路中的电路复杂性。
权利要求
1．用于双频段移动射频单元的功率放大器输出电路，包括(a)第一发射机/接收机转换装置(22)，用于发射/接收第一发射/接收信号，发射机/接收机转换装置(22)配备有输入端，被连接到第一阻抗匹配装置(18)，(b)第二发射机/接收机转换装置(34)，用于发射/接收第二发射/接收信号，(c)传输支路转换装置(16,28)，把第一发射机/接收机转换装置(22)或第二发射机/接收机转换装置(34)选择地连接到输出两个频段的发射信号的功率放大器(10)，以使得(c1)第二阻抗匹配装置(14)被提供在功率放大器(10)的输出端(12)与传输支路转换装置(16,28)之间，以及(c2)传输支路转换装置(16,28)包括在第一传输支路中的至少两个开关器件(S11,…,S1N)。
2．按照权利要求1的功率放大器输出电路，其特征在于，在第二发射机/接收机转换装置(34)的输入端处配备有第三阻抗匹配装置(30)。
3．按照权利要求2的功率放大器输出电路，其特征在于，传输支路转换装置(16,28)包括在第二阻抗匹配装置(14)与第三阻抗匹配装置(30)之间的至少一个开关器件(S21,…,S2M)。
4．按照权利要求1到3的任一项的功率放大器输出电路，其特征在于，低通滤波器装置(20)被提供在第一阻抗匹配装置(18)与第二发射机/接收机转换装置(22)之间，用于滤除第一发射信号的谐波。
5．按照权利要求2到4的任一项的功率放大器输出电路，其特征在于，在第三阻抗匹配装置(30)的下游处配备有可切换的电阻滤波器(32)，它在第一发射信号发射期间滤除在第二传输支路中的第一发射信号的谐波。
6．按照权利要求1到5的任一项的功率放大器输出电路，其特征在于，传输支路转换装置(16,28)用在第一阻抗匹配装置(18)与第二阻抗匹配装置(14)之间的第一PIN型二极管(44)和第二PIN型二极管(46)实现，这样第一PIN型二极管(44)和第二PIN型二极管(46)被并联连接。
7．按照权利要求6的功率放大器输出电路，其特征在于，第一PIN型二极管(44)和第二PIN型二极管(46)被包括在一个单个封装中。
8．按照权利要求1到7的任一项的功率放大器输出电路，其特征在于，传输支路转换装置(16,28)用在第二阻抗匹配装置(14)与第三阻抗匹配装置(30)之间的第三PIN型二极管(47)实现。
9．按照权利要求1到8的任一项的功率放大器输出电路，其特征在于，第一阻抗匹配装置(18)在其输入端处配备有第一电容(60)，第一电容(60)被连接成并联结构。
10．按照权利要求9的功率放大器输出电路，其特征在于，第二电容(62)被串联连接在第一阻抗匹配装置(18)的输入端与第一阻抗匹配装置(18)的输出端之间。
11．按照权利要求10的功率放大器输出电路，其特征在于，电感(64)被连接到第二电容(62)。
12．按照权利要求1到11的任一项的功率放大器输出电路，其特征在于，第一传输线元件(50)被提供在第二阻抗匹配装置(14)的输入端处。
13．按照权利要求12的功率放大器输出电路，其特征在于，位于第三电容(48)的输出侧处的第一传输线元件(50)被连接到地。
14．按照权利要求2到11的任一项的功率放大器输出电路，其特征在于，第二传输线元件(56)被提供在第三阻抗匹配装置(30)的输入端与输出端之间，以及第三传输线元件(58)与第三阻抗匹配装置(30)中的第二传输线元件(56)进行串联连接。
15．按照权利要求14的功率放大器输出电路，其特征在于，第四电容(54)在第二传输线元件(56)与第三传输线元件(58)之间的连接点处旁路到地。
全文摘要
为了在双频段移动电话中达到功率放大器(10)与不同的传输支路的传输线阻抗的改进的匹配,提出了用于这样的双频段移动电话的新的功率放大器输出电路。这个功率放大器输出电路包括传输支路转换装置(16,28),被连接到功率放大器(10)的输出端(12)。而且,第二阻抗匹配装置(14)被提供在至少一个传输支路,以及传输支路转换装置(16,28)包括在第一阻抗匹配电路(20)与第二阻抗匹配电路(14)之间的至少两个开关器件(S11,…,S1N)。所以,在开关器件(S11,…,S1N)中的寄生元件的扰动的影响可被大大地减小。
文档编号H04B1/44GK1310886SQ99809022
公开日2001年8月29日 申请日期1999年5月21日 优先权日1998年5月22日
发明者R·格勒克勒 申请人:艾利森电话股份有限公司