专利名称：高频加热装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用磁控管(magnetron)的高频加热装置，例如微波炉，尤其涉及一种倒相(inverter)电路。
背景技术：
传统的高频加热装置中装载的传统电源笨重并且体积大，因此，需要减小体积和减轻重量。为此，目前通过在各种领域中使能电源的开关操作已经积极地促进了尺寸缩小、重量减轻以及成本缩减。在利用磁控管产生的微波、可用来烹饪食物的高频加热装置中，已经要求减小电源尺寸以及减轻电源质量，这具体通过由开关操作驱动的倒相电路来实现。
其中，本发明涵盖的高频倒相电路是一种使用由桥式臂组成的两个开关元件的谐振型电路方法。例如，参考日本公开未审专利申请No.2000-58252。
在单个晶体管型倒相器的情况中(例如，开/关宽度控制)，在晶体管的集电极和发射极之间需要使用1000V的耐压。在由一对晶体管组成的桥的情况中，不是一直都需要晶体管的集电极和发射极之间的耐压。因此，当使用桥式结构时，对于集电极和发射极之间的耐压，近似600V就足够了，作为优点这使得可以使用便宜的晶体管。在这种类型的倒相器中，电感L和电容C联合形成谐振电路，这产生如图1所示的具有峰值谐振频率f0的谐振特性。
图1是示出当将恒定电压施加到根据本发明的倒相谐振电路时关于电流的使用频率特性的图。在图1中，频率f0表示倒相电路的LC谐振电路的谐振频率。在该图形中，使用了曲线I1，其指代在频率f0以上的频率范围f1至f3内关于电流的频率特性。当谐振频率是f0时，电流I1最大。当频率范围从f1上升到f3时，电流值I1成比例地减小。在频率范围f1至f3中，当频率降低时，它接近谐振频率以便增加电流量I1。因此，流入漏磁变压器的次级线圈的电流增加。相反地，频率变得越高，则频率值离谐振频率就越远，并且流入漏磁变压器的次级线圈的电流变得更小。在操作作为非线性负载的微波炉的倒相电路的情况中，通过改变频率来变化输出。在使用非线性负载的磁控管的微波炉中，在将被输入的电源是诸如商业电源的交流电的情况中，开关频率发生变化。
在高频输出的情况中，频率在90度和270度附近变得最高。例如，当以200W使用微波炉时，频率接近f3。当使用500W时，频率变得低于f3，而当使用1000W时，频率仍旧变得更低。自然，输入功率或输入电流受到控制，因此，由于商业电源和磁控管温度的变化，频率也发生变化。
在0度和180度的电源相位附近，根据没有施加高电压则不振荡高频的磁控管的特性，通过将与f1接近的频率应用设定为与谐振频率增加的谐振频率f0相邻，磁控管应用电压关于商业电源的电压上升比，设定商业电源的相位宽度使得磁控管产生较宽的电磁波。
图2示出了由参考专利文献1描述的一对桥组成的开关元件驱动的谐振型高频加热装置的示例。在图2中，高频加热装置包括直流电源1、漏磁变压器2、第一半导体开关元件6、第一电容器4、第二电容器5、第三电容器(平滑电容器)13、第二半导体开关元件7、驱动部分8、全波倍压整流电路10、和磁控管11。
直流电源1对全波商业电源整流，并且将直流电压VDC施加到由第二电容器5和漏磁变压器的初级线圈3组成的串联电路。第一半导体开关元件6串联连接到第二半导体开关元件7。由漏磁变压器2的初级线圈3和第二电容器5组成的另一串联电路与第二半导体开关元件7并联连接。
第一电容器4并联连接到第二半导体开关元件7。由漏磁变压器2的次级线圈9生成的高压输出被全波倍压整流电路10转换为DC高压，并且随后被施加在磁控管11的阳极和阴极之间。漏磁变压器2的第三线圈12将直流反馈到磁控管11的阴极。
第一半导体开关元件6由绝缘栅双极性晶体管(IGBT)和与该IGBT并联连接的飞轮(fly-wheel)二极管组成。第二半导体开关元件7也由IGBT和飞轮二极管组成。
自然，第一和第二半导体开关元件6和7不一定限于此，相反，也可以使用半导体闸流管或GTO开关元件。
驱动部分8，具有用于生成第一和第二半导体开关元件6和7的驱动信号的振荡器，产生预定频率信号和占空信号，并且将驱动信号提供给第一半导体开关元件6。
第一和第二半导体开关元件6和7被交替驱动，或者在第一和第二半导体开关元件6和7同时截止的时间段内被停滞时间(dead time)准备部件(以后将要描述)通过提供停滞时间而依次驱动。
“停滞时间”将在后面详细描述。在第一和第二半导体开关元件6和7中的任意一个截止之后，另一半导体开关元件的两端的电压仍旧保持为高，因此，如果另一开关元件在这时导通，则尖峰(spike)形电流流动从而引起不期望的损失，并且产生噪声。停滞时间使得“导通”操作延迟，直到开关元件两端的电压减少到近似0V，从而防止损失和噪声发生。自然，这同样适用于反相开关操作的情况。
图3示出了图2中所示的电路的各个操作模式。图4示出了在各个电路中装载的、包含第一和第二半导体开关元件6和7在内的各种组件的电压/电流波形的图。在图4中，(a)在操作模式1中，驱动信号被提供给第一半导体开关元件6。这时，电流从直流电源1流经初级线圈3和第二电容器5。
(b)在操作模式2中，在第一半导体开关元件6截止之后，流经初级线圈3和第二电容器5的电流开始流向第一电容器4。同时，第一半导体开关元件6的电压上升。
(c)在操作模式3中，第一电容器4的电压从VDC切换为0V。在模式3中，第一电容器4的两端的电压达到0V，从而导通组成第二半导体开关元件7的二极管。
(d)在操作模式4中，由于谐振影响，流经初级线圈3和第二电容器5的电流的方向反向，因此，这时第二半导体开关元件7必须导通。在操作模式2、3和4的同时，第一半导体开关元件6的电压变得与直流电源电压VDC相等。在商业电源的有效电压是230V的欧洲国家，电压的峰值对应于倍，因此，直流电源电压VDC变成近似325V。
(e)在操作模式5中，第二半导体开关元件7截止，从而使得流经第二电容器5和初级线圈3的电流开始流向第一电容器4，并且第一电容器5中的电压上升到VDC。
(f)在操作模式6中，第一电容器4中的电压上升到VDC，从而使得组成第一半导体开关元件6的二极管导通。由于谐振影响，流经初级线圈3和第二电容器6的电流的方向反向，因此这时第一半导体开关元件6必须导通。这种情况变成操作模式1。在操作模式6和1的同时，第二半导体开关元件7的电压变得与直流电源电压VDC相等。
根据上面的电路结构，能够将施加到第一和第二半导体开关元件6和7的电压的最大值指定为直流电源电压VDC。
操作模式2和5分别对应于其中来自初级线圈5的电流流经第一和第二电容器4和5的谐振持续时间。第一电容器4的电容值被设定为小于第二电容器5的电容值的十分之一。因此，组合电容基本近似第一电容器4的电容值。由组合电容和漏磁变压器3的阻抗确定的时间常数在操作模式3和5中改变被施加到第一和第二半导体开关元件6和7的电压。通过使电压以由时间常数确定的斜率变化，能够减少在操作模式3期间在截止第一半导体开关元件6时的切换效应的损失。
而且，电压在操作模式5期间变成0，当第一半导体开关元件在操作模式1期间导通时第一半导体开关元件的应用电压是0，从而在导通时间段期间减少了切换的损失。这称作“零电压切换”，其特征在于谐振电路方法的优势是防止了上述半导体开关元件中的电压超过直流电源电压VDC。如图4所示，第二电容器5被设定为非常大的电容，从而其中的电压包含很少的波纹。
而且，如图2所示，提供了一种倒相电路，其具有由一对晶体管组成的臂，其中包括半导体开关元件6和7的串联电路并联连接到直流电源1，半导体开关元件6和7交替地重复导通/截止操作，从而使得漏磁变压器2的初级线圈3生成高频交流，以便对次级线圈9感应高压高频，然而，这绝对需要防止半导体开关元件6和7在同一时刻同时导通。否则，这将会引起直流电源短路。
这里，传统上，必须提供一个半导体开关元件6和7都不导通的时间段(“停滞时间”，缩写为DT)，该时间段从半导体开关元件6和7中的任何一个截止的时刻起到另一个开关元件导通的时刻止。
参考图4，下面描述“停滞时间”。图4示出了在各个操作模式1至6中第一和第二半导体开关元件6和7(图2中所示)以及第二电容器4和5的电压和电流波形。
(a)表示在各操作模式1至6中第一半导体开关元件6的电流波形，其中自t0时间点起导通(因此，在栏(b)中，半导体开关元件6的发射极和集电极之间的电压是0)的半导体开关元件6在操作模式1的终结t1时间点处截止(电流变成0)。
另一方面，(d)表示第二半导体开关元件7的电压波形。从t0时间点起截止的该开关元件7保持截止，直到施加ON信号的模式3的t2时间点。
因此，在从t1时间点到t2时间点的时间段DT1，第一和第二半导体开关元件6和7各自截止。停滞时间DT1是停滞时间期间所需的最小值。最大值是从t1时间点到t3时间点的时间段，并且停滞时间在该范围是可允许的。
同样地，如栏(c)所示，时间段DT2是停滞时间期间所需的最小值，该时间段DT2从在t4时间点处第二半导体开关元件7截止(电流变成0)的时刻到t5时间点，在该t5时间点，开始操作模式6，其中ON信号被施加到如(a)中所示的第一半导体开关元件6。最大值对应于从t4时间点到t6时间点的时间段，并且停滞时间在该范围是可允许的。
在由一对晶体管组成的传统倒相电路中，通过计算各个半导体开关元件6和7的导通和截止操作不重叠的范围，将停滞时间DT划分为时间段DT1和时间段DT2，并且DT1和DT2的值被固定。
在微波炉中装载的倒相电路的情况中，如将在后面描述的，从任何一个半导体开关元件截止的时刻起到另一个半导体开关元件的发射极和集电极之间的电压Vce减小到0的时刻止的持续时间变长。因此，在前一半导体开关元件截止之后，并且经过预定的停滞时间，当将导通信号施加到后一半导体开关元件时，前一半导体开关元件在发射极和集电极之间的电压Vce减小到零之前导通。人们发现，如果开关频率较高，则在半导体开关元件中发生热损失。更具体地，即使当半导体开关元件截止，只要在高范围内驱动频率，时间常数延长，并且在半导体开关元件的发射极和集电极之间的电压Vce减小到零之前施加导通信号，因此，发生热损失，并且产生尖峰电流，从而导致噪声发生源。
再次参考图4，下面描述产生热损失和噪声的原因。
在(a)中，即使当半导体开关元件6在t1时间点截止(电流已减小到零)时，为使另一半导体开关元件7的两端的电压(由实线所示)减小到零，需要从t1时间点到t2时间点的时间。因此，当在t2时间点将导通信号施加到另一半导体开关元件7时，半导体开关元件7的发射极和集电极之间的电压减小到零，半导体开关元件7由于电压导通(将要导电)(这称作“零电压切换”)，因此，不会产生诸如热损失和噪声的问题。
然而，波形VDC的梯形坡度根据谐振的强度变化。如果谐振加强(即，频率较低)，则坡度变陡，从而导致半导体开关元件7两端的电压更快地为零。相反，如果谐振较弱(即，频率级变高)，则坡度变平缓，从而在电压减小到零之前需要更多时间。因此，当以高范围驱动频率时，频率自身远离谐振频率，从而引起延长的时间常数。结果，在(d)中，在半导体开关元件7两端的电压(虚线所示)减小到零之前要花费较长的时间。在时间段t1-t2期间，电压几乎不能减小到零，然而，相反，即使在已经过去了t2时间点之后，仍旧施加预定电压(称作虚线F的Vt2)。
因此，按照传统，当在t2时间点将导通信号施加到半导体开关元件7时，由于半导体开关元件7在其中预定电压Vt2被施加到该开关元件7的发射极和集电极之间的状态下导通，因此产生了热损失。另外，由于产生大的dv/dt而引起陡峭的尖峰电流流动，从而引起噪声发生源。
即使在执行硬开关操作(即使当电压或电流不为零时也强制执行开关操作)之后，仍旧保证停滞时间，这不会引起短路事件，并且仅仅在绝缘栅双极性晶体管中产生额外的热损失。然而，通过吸热设备(heat sink)可以冷却热损失，因此，即使当产生热损失时，反相器也能够正常持续地操作。另外，尖峰产生的噪声在不引起严重问题时是可忽略的。因此，在传统的倒相电路中，已经忽视了硬开关的不利影响。
本发明的特征在于解决已被忽视的上述问题。半导体开关元件中产生的额外热损失意味着其中浪费地消耗了能量，而这在节省能量方面决非人们所期望的。而且，额外的热损失会影响半导体开关元件的服务寿命，而且，鉴于使用更好的信号来驱动目前开发的IC和CPU的目前趋势，以后噪声的产生将变成关键问题。因此，实现本发明来解决上述问题。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种倒相电路，其中在半导体开关元件中不容易形成热损失，从而能够防止能量浪费并且防止产生噪声，从而进一步防止半导体开关元件的服务寿命受到不利的影响。
为了完全解决上面问题，本发明的高频加热装置是一种用于驱动磁控管的高频加热装置，包括直流电源；包括半导体开关元件对的串联电路；由漏磁变压器的初级线圈和电容器连接组成的谐振电路；其中，所述串联电路并联连接到所述直流电源；在交流等效电路中的所述谐振电路的一端连接到所述串联电路的中点，而另一端连接到所述直流电源的一端；并且所述高频加热装置还包括驱动部件，用于驱动各个半导体开关元件；整流部件，其连接到漏磁变压器的次级线圈；和磁控管，其连接到所述整流部件，其中提供了可变停滞时间准备电路，该可变停滞时间准备电路使得各个半导体开关元件同时截止的时间段能够根据开关频率而变化。
本发明的高频加热装置是一种用于驱动磁控管的高频加热装置，包括直流电源；两组串联电路，每组串联电路包括半导体开关电源对；由漏磁变压器的初级线圈和电容器连接组成的谐振电路；其中，所述两组串联电路分别并联连接到所述直流电源；所述谐振电路的一端连接到所述串联电路的中点，而另一端连接到其他串联电路的中点；并且所述高频加热装置还包括驱动部件，用于驱动各个半导体开关元件；整流部件，其连接到漏磁变压器的次级线圈；和磁控管，其连接到所述整流部件，其中提供了可变停滞时间准备电路，该可变停滞时间准备电路使得各个半导体开关元件同时截止的时间段能够根据开关频率而变化。
本发明的高频加热装置是一种用于驱动磁控管的高频加热装置，包括直流电源；包括半导体开关电源对的串联电路；由漏磁变压器的初级线圈和电容器连接组成的谐振电路；其中，所述串联电路并联连接到所述直流电源，并且，所述谐振电路并联连接到所述半导体开关元件中的一个；并且所述高频加热装置还包括驱动部件，用于驱动各个半导体开关元件；整流部件，其连接到漏磁变压器的次级线圈；和磁控管，其连接到所述整流部件，其中提供了可变停滞时间准备电路，该可变停滞时间准备电路使得各个半导体开关元件同时截止的时间段能够根据开关频率而变化。
最好是，所述可变停滞时间准备电路允许停滞时间响应开关频率的上升而增加。
最好是，所述可变停滞时间准备电路允许在预定开关频率以下停滞时间保持恒定或者稍微增加。
最好是，所述可变停滞时间准备电路允许在预定开关频率或更大的频率停滞时间急剧增加。
最好是，所述停滞时间的恒定值或稍微增加的值在预定开关频率以下是可变的。
最好是，所述停滞时间的急剧增加的值在预定开关频率以上是可变的。
最好是，预定开关频率的值是可变的。
而且，所述可变停滞时间准备电路允许停滞时间响应开关频率的上升而步进增加。
而且，所述可变停滞时间准备电路基于各正和负的偏置电压准备停滞时间，所述偏置电压以与开关频率的增加成比例的第一坡度改变，进一步地从预定开关频率起以第二坡度改变。
而且，所述可变停滞时间准备电路包括VCC电源；占空比控制的电源；与开关频率成比例地变化的第一电流；从预定频率起流动并且与开关频率成比例地变化的第二电流；通过合成第一和第二电流并且将结果乘以预定系数而获得的第三电流；以及上下电势准备部件，用于准备通过将与第三电流成比例的正和负偏置电势添加到占空比控制的电源而获得的上下电势，其中停滞时间是基于所述上下电势准备的。
而且，占空比控制的电源的电压或者开关频率的至少一方变化，从而控制输入功率或输入电流。
根据本发明，一种用于驱动磁控管的高频加热装置，其包括频率控制型谐振反相器电路，其具有至少包括半导体开关元件的臂；所述高频加热装置还包括可变停滞时间准备电路，其允许各个半导体开关元件同时截止的时间段响应开关频率而变化；其中，所述可变停滞时间准备电路基于正或负的偏置电压准备停滞时间，所述偏置电压以与开关频率的增加成比例的第一坡度改变，进一步地从预定开关频率起以第二坡度改变。
通过采用上述配置，能够确保一种倒相电路，其使得绝缘栅双极性晶体管几乎不会产生热损失，并且防止能量浪费，而且不会产生噪声。
图1是示出当将预定电压施加到根据本发明的倒相谐振电路时关于电流的使用频率特性的线图；图2是基于上述参考专利文献1描述的双晶体管桥式电路结构的、由开关元件驱动的谐振型高频加热装置的示例；图3示出了用于操作图2中所示的电路的各个模式；图4是示出在半导体开关元件中产生的电压和电流波形的线图；
图5是由根据本发明的双极性桥式电路驱动的高频加热装置的图；图6是准备停滞时间的原理的说明视图；其中图6(a)是振荡电路和可变停滞时间准备电路的输出电压与矩形波形形成电路的输出电压之间的关系的说明视图；图6(b)是即使当频率在存在低频率的范围内改变时停滞时间DT也保持不变的原理的说明视图；图7是根据本发明的可变停滞时间准备电路的具体示例；图8示出了关于可变停滞时间准备电路所具有的电流-频率特性；图9是示出根据本发明的停滞时间-频率特性的视图；其中图9(a)示出了使得停滞时间DT在频率f1以下保持恒定或者稍微增加以及使得停滞时间DT在预定开关频率f1之上的点处急剧增加的示例；图9(b)是修改的示例，其中(A)是使得停滞时间的恒定值和急剧增加的值上下变化的示例；(B)是在频率f1改变坡度的示例；和(C)是使得频率在拐弯(inflection)点左右移动地变化的示例；图10是使得停滞时间DT变成可变的第二实施例；图11是图5中所示的振荡电路的方框图；图12是由双晶体管桥式电路驱动的谐振型高频加热装置的3个其他示例；图13是示出根据本发明的倒相电路的频率-相位特性的线图；和图14是示出倒相电路的输出电压-相位特性的线图。
具体实施例方式
图5示出了根据本发明的、由桥式晶体管对驱动的高频加热装置。
在图5中所示的高频加热装置中，它的主电路包括直流电源1、漏磁变压器2、第一半导体开关元件6、第一电容器4、第二电容器5、第三电容器(平滑电容器)13、第二半导体开关元件7、驱动器8、全波倍压整流电路10、和磁控管11。该主电路构造与图2所示的相同，因此省略对其的重复描述。
用于控制半导体开关元件6和7的控制电路包括误差信号产生电路21，用于寻找输入电流Iin与参考电流Ref之间的差；频率调制信号产生电路22，用于从错误信号产生电路21和AC满波信号产生频率调制信号；振荡电路23，用于从频率调制电路22产生三角载波；可变停滞时间准备电路24，其由本发明实现来根据开关频率的大小来改变停滞时间；矩形波形形成电路25，用于从振荡电路23输出的三角波形和来自可变停滞时间准备电路24的VQ7C和VQ8C的各输出信号来形成各矩形波形；以及开关元件驱动电路26，其通过来自矩形波形形成电路25的输出信号而产生使得开关元件能够导通和截止的脉冲信号。开关元件驱动电路26的输出被提供给开关元件6和7(IGBT)的栅极。
经由可变停滞时间准备电路24将晶体管Q7和Q8的集电极电压发送到矩形波形形成电路25(参考图5)。同样地，也将从振荡电路23输出的三角波形发送到矩形波形形成电路25。
矩形波形形成电路25被提供有比较器对251和252。上面晶体管Q8的集电极电压VQ8C被发送到比较器251的反相输入端(-)，晶体管Q7的另一集电极电压VQ7C被发送到比较器252的非反相输入端(+)，并且从振荡电路23输出的矩形波形被发送到比较器251的非反相输入端(+)并且还被发送到另一比较器252的反相输入端(-)。
当非反相输入端(+)的电势低于反相输入端(-)的电势时，比较器251和252都不输出(0电势)。当非反相输入端(+)的电势超过反相输入端(-)的电势时，比较器251和252都传送输出(高电势)。
图6示出了用于解释准备停滞时间的原理的图，其中图(a)是用于解释来自振荡电路23和可变停滞时间准备电路24的那些各个输出与来自矩形波形形成电路25的输出之间的关系的视图。图5(b)是用于解释其中即使当频率在低范围内变化时停滞时间DT也保持恒定的原理的视图。
在图6中，在t1时间点之前，如图5所示的比较器252的非反相输入端(+)的电势VQ7C超过反相输入端(-)的矩形波形的电势，从而允许半导体开关元件导通(输出1)。同时，比较器251的非反相输入端(+)处的矩形波形的电势低于反相输入端(-)的电势VQ8C，从而半导体开关元件截止(输出0)。
在t1时间点，比较器252的非反相输入端(+)的电势VQ7C变成低于反相输入端(-)处的矩形波形的电势，从而输出变成0。
在t1至t4，比较器252持续输出0。
在t2时间点，比较器251的非反相输入端(+)处的矩形波形的电势变得高于反相输入端(-)处的电势VQ8C，从而可得到输出1。
在t2至t3，比较器251持续输出1。
在t3时间点，非反相输入端(+)处的矩形波形的电势变得低于反相输入端(-)处的电势VQ8C，从而输出变成0。
在t4时间点，比较器252的非反相输入端(+)处的电势VQ7C变得高于反相输入端(-)处的矩形波形的电势，从而输出变成1。
在t4至t5，比较器252持续输出1。
在t5时间点，比较器252的非反相输入端(+)处的电势VQ7C变得低于反相输入端(-)处的矩形波形的电势，因此，输出变成0。
在t3至t6，比较器251持续输出0。
之后，将重复上述的相同序列步骤。
随后将来自比较器251和252的输出提供给开关元件(IGBT)驱动电路26，从而基于相同的定时使得开关元件导通和截止。这样，在开关元件6和7同时截止的时间段t1～t2期间，时间段t3～t4和t5～t6被确保为停滞时间。
传统上，不管频率如何，停滞时间DT的持续时间固定。然而，本发明的特征在于当频率小于预定的开关频率f1时停滞时间被设定为预定恒值(或者稍微增加的值)，而当频率大于预定的开关频率f1时停滞时间DT增加。
现在参考图6(b)，下面将描述当频率低于预定的开关频率f1时停滞时间DT变成预定恒值的原理。
参考图6(b)，当频率如实线所示为高时，如先前参考VQ8C和VQ7C以及由实线所示的三角波形所述的，就VQ8C和VQ7C与三角波形之间的关系而言，当电势VQ7C变成低于三角波形的电势从而不产生输出时的t1时间点与三角波形的电势变得高于电势VQ8C从而产生输出1的t2时间点之间的时间段被确保为停滞时间DT。
当频率降低时，形成由虚线所示的三角波形，其中坡度变得平缓。在本发明中，为了确保相同的停滞时间DT，分别确定偏置电压，从而电势VQ7C和VQ8C通过从t1时间段和t2时间点向虚线所示的三角波形画垂直线的交点C1和C2。当电阻器R7和R8是恒定的电阻值时，要被转换为偏置电压的电流I7和I8被分别发送到电阻器R7和R8。
由于上述结构，即使频率改变使得三角波形从实线所示的波形改变为由虚线所示的另一波形，由于t1时间点和由虚线所示的三角波形与电势对VQ7C和VQ8C横切的t1时间点相同，停滞时间DT1相同。
图7是根据本发明的可变停滞时间准备电路的具体示例。
在图7中，标号Q01、Q02、以及Q1至Q8分别表示晶体管，而R1至R10分别表示电阻器。分别流经Q1、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7和Q8的电流被称作I1、I3、I4、I5、I6、I7和I8，晶体管Q5、Q6和Q7的发射极电势称作VQ5E、VQ6E和VQ7E，晶体管Q7和Q8的集电极电势分别称作VQ7C和VQ8C。晶体管Q1和Q2联合组成电流反射镜电路。同样地，晶体管Q1和Q04、晶体管Q3和Q4以及晶体管Q05和Q8分别组成独立的电流反射镜电路。从晶体管Q04输出的电流被提供至振荡电路23(参考图11)。
晶体管Q1和Q3的发射极分别连接到Vcc，而其集电极分别连接到晶体管Q01和Q03的集电极。晶体管Q01和Q03的发射极分别连接到端子MOD和DTADD。端子MOD和端子DTADD经由分压器而接地。晶体管Q01和Q03的基极连接到晶体管Q02的发射极，而晶体管Q02的集电极接地。从频率调制信号产生电路22(图5)输出的振荡频率控制电压被施加到晶体管Q02的基极。
在12V Vcc与地之间，从Vcc侧，形成由电阻器R10、R8、R7和R9组成的串联电路，而且，在电阻器R10和R8之间，晶体管Q8的发射极连接到电阻器R10，并且其集电极连接到晶体管R7。而且，在电阻器R7和R9之间，施加了1/2的Vcc。以6V为中心，上电阻器R8的电压减小了I8×R8，而下电阻器R7的电压减少了I7×R7。电流I8和I7根据频率是可变的。由于上述结构，电阻器R7和R8的电压下降量通过频率来改变。结果，以6V为中心，偏置电压VQ7C和VQ8C变化。
将组成电流反射镜电路的晶体管Q05的基极电压施加到晶体管Q8的基极。如果晶体管Q05和Q8的特性相同，并且其电阻值也相同，则得到I6＝I7＝I8和I3＝I4。然而，上述关系不限于I1＝I2，I3＝I4，和I6＝(I7＝I8)，相反，这些关系可以是比例关系。注意关系I7＝I8是必需的。
接着，下面将描述可变停滞时间准备电路的操作(更具体地，如果频率小于预定开关频率，则停滞时间DT被设定为恒定(或者稍微增加)，如果频率大于预定开关频率，则停滞时间DT增加)。
下面描述停滞时间DT在电流I3不流动(即，在振荡频率较低的范围中)的情况下变成恒定或者稍微增加的理由。具体地，在没有电流I3流动的范围中，得到I1＝I2＝I5。这一条件也对应于关系VQ5E＝VQ6E-VQ7E，并且还对应于表达为I5×R5＝I6×R6＝I7×R9＝I1×R5的关系。
流经晶体管Q8和Q7的电流I8和I7分别对应于如下表达的关系
I8＝I6＝I1×(R5/R6)I7＝I1×(R5/R9)偏置电压VR8和VR7分别对应于如下表达的关系VR8＝I8×R8＝{I1×(R5/R6)}×R8＝I1×R5×(R8/R6)VR7＝I1×R5×(R7/R9)通过将上述偏置电压添加到上述6V或者从6V中减去上述偏置电压来获得VQ8C和VQ7C，由此，用公式表达下列等式。
VQ8C＝6V+VR8＝6V+I1×R5×(R8/R6)VQ7C＝6V-VR8＝6V-I1×R5×(R7/R9) ......(1)如上所述，低频率范围(其中停滞时间可能恒定)内的电流I8和I7与三角波形的充电和放电电流I1成比例关系，因此，能够使用通过多次相乘三角波形的充电/放电电流而获得的值。这可以通过应用图7中所示的反射镜电路来实现。具体地，关于电流I5以预定关系保持电流I6和I8，从而电流I6被设定为与电流I8相等。通过关于电流I5以预定关系保持电流I7，由此电流I7和电流I8被设定为相等。
图8示出了由根据本发明的可变停滞时间准备电路保持的电流-频率特性。在图8中，标号I1、I3和I5分别表示流经图7中所示的晶体管Q1、Q3和Q5的电流。电流I5对应于I1+I3。
在f1以下的低频范围中，电流I1(15)是常数(151)或者稍微增加(I52)。在fl以上的高频范围中，电流I3突然开始于流经于频率f1对应的拐弯点，因此，作为电流I3和I1之和的电流I5急剧地增加。
从与VQ8C和VQ7C相关的上面等式(1)和图8可知，在振荡频率较低的范围中，对于Q8C和VQ7C，可以获得与振荡电路的电容器的充电电流I1成比例的偏置电压，因此，如果充电/放电电流I1如图8中所示恒定，则停滞时间变得恒定。如果充电/放电电流I1稍微增加，则停滞时间也稍微增加。
与上面情况下相反，停滞时间DT在电流I3流动的范围(即，振荡频率较高的范围)中是可变的。该原因描述如下。
在图7中，在振荡频率较低的范围内电流I3＝0。然而，在振荡频率较高的范围内，电流I3被安排如下使自己流动。具体地，当与振荡频率控制电压对应的晶体管Q02的发射极电势低于接触点DTADD处的电势时，连接到端子DTADD的晶体管Q03不导通(从而电流I3不流动)。相反，当与振荡频率控制电压对应的晶体管Q02的发射极电势高于端子DTADD处的电势时，连接到端子DTADD的晶体管Q03导通，从而使得电流I3本身流动。在图8中，在振荡频率低于f1的范围中，电流I51恒定或者电流I52稍微增加。另一方面，在振荡频率高于f1的范围中，电流I3突然开始从零使自身流动。在电流I3流动的范围中，用公式表达下列等式I5＝I2+I4＝I1+I3I5×R5＝I6×R6＝I7×R9＝(I1+I3)×R5因此，晶体管Q8和Q7的集电极电压由下面等式(2)获得。
VQ8C＝6V+VR8＝6V+(I1+I3)×R5×(R8/R6)VQ7C＝6V-VR7＝6V-(I1+I3)×R5×(R7/R9)......(2)在(a)所示的电路的情况下，作为设定第一电容器41和第二电容器42的电容的结果，即使在没有第三电容器5的电路中也可以确保相同的效果。
通过参考与电势VQ8C和VQ7C有关的上面等式(2)和图8，可以理解，电势VQ8C和VQ7C获得与电流I3成比例的偏置电压。如图8所示，当电流I3急剧增加时，电流I5增加，响应于此，集电极电压VQ8C和VQ7C增加，因为晶体管Q8和Q7的集电极电势VQ8C和VQ7C分别形成电流I5(＝I1+I3)的函数。当各个集电极电势VQ8C和VQ7C增加时，集电极电势VQ8C上升得比图6中所示的位置要高，而另一电势VQ7C下降在所示位置以下。因此，表示停滞时间DT的起始点的、电势VQ7C与三角波形之间的交点变得更快，而表示停滞时间DT终止点的、电势VQ8C与另一三角波形之间的交点延迟。因此，停滞时间增加超过图6所示的宽度。
如上所述，根据本发明，如图9(a)所示，特征在于，停滞时间DT在预定开关频率f1或更低频率处被设定为恒定，并且在预定开关频率f1或更高频率处急剧增加。
图9(b)是图9(a)的修改示例。
在图9(b)的图形(A)，停滞时间的恒定值或稍微增加的值L1被设定为在预定开关频率下可变，诸如L11、L12和L13，而停滞时间DT的急剧增加的值L1被设定为在预定开关频率f1以上可变，诸如L21、L22和L23。
这可以通过改变在图7所示的端子DTMULTI处的电阻器R5和R6的比率来实现。具体地，比率表达为I5×R5＝I6×R6。因此，当改变R5和R6之间的比率时，I5和I6之间的比率也变化。I6确定I7和I8的值，因此，当改变I5和I6之间的比率时，I7和I8的值相对于I5也变化。因此，距6V的偏置电压也变化，从而改变停滞时间DT。这允许停滞时间DT即使在频率相等时也发生变化。
在图9(B)所示的图形(B)中，将在预定开关频率f1处的停滞时间坡度设定为诸如可变，L24、L25和L26。
通过放置在接触点DTADD上下的电阻器R31和R32的合成电阻值来确定停滞时间坡度。如果实际的合成电阻值较大，则从Vcc流出小电流，从而减少所述坡度(L26)。相反，如果合成电阻值较小，则从Vcc流出大量电流，从而坡度变陡(L24)。具体地，当大量的电流I3流动时，电流I7和I8的流动量也增加，使得电压在电阻器R7和R8中显著地下降，并且距6V的偏置电压增加。因此，晶体管Q8和Q7中的上述集电极电压按照上述的等式(2)增加。
注意，当振荡频率上升时，其反过来运行来缩短停滞时间DT，然而，偏置电压的上升运行来使得停滞时间DT延长超过其期望的收缩范围。
在图9(b)的图形(C)中，将与图9(a)的拐弯点对应的预定开关频率设定为可变，诸如f0和f2。
该拐弯点可以通过放置在端子DTADD上下的电阻器R31和R3的电阻比来变化。具体地，当施加到晶体管Q02的基极的振荡频率控制电压超过电阻比确定的电压时，电流I3开始流动，因此，电阻器R31和R32的电阻比变成拐弯点。如果电阻器R31的电阻值大于电阻器R32的电阻值，由于电阻比确定的电压保持较低，因此电流I3较早地开始流动。当电流I3流动时，电流I7和I8也流动，从而电阻器R7和R8中的电压降低，从而允许偏置电压从6V开始增加。因此，晶体管Q8和Q7中的集电极电压根据上面等式(2)增加，从而停滞时间DT较早地(f0)开始增加。相反，如果电阻器R32的电阻值大于电阻器R31的电阻值，由于电阻比确定的电压较高，因此在电流I3开始流动之前要花费一段时间，从而导致停滞时间DT在延迟时间(f2)增加。
图10是可变停滞时间DT的第二实施例。在图9(a)中，将预定开关频率f1作为中心充当拐弯点，停滞时间DT在开关频率fl以下的范围中恒定或者稍微增加，如L1所示，而停滞时间在开关频率f1以上的范围中急剧增加，如L2所示。另一方面，在图10中，响应于开关频率以f0、f1、f2和f3的顺序步进上升，停滞时间DT被设定为以L3、L4、L5和L6的顺序步进增加。
所述步进结构可以通过采用参考图9(b)的图形<A>描述的准备停滞时间L11、L12、和L13的过程来实现。具体地，通过用类似晶体管的可变电阻元件来组成图7中所示的端子DTMULTI的电阻器R5和R6，可以通过施加预定频率来改变电阻比。
图11是振荡电路23的示例。振荡电路23包括比较器对231和232。分压器235的电压V1被提供给比较器231的反相输入端a(-)。分压器236的电压V2被提供给比较器232的非反相输入端b(+)。另一比较器234电压被提供给比较器231的非反相输入端b(+)和比较器232的反相输入端a(-)。
当非反相输入端b(+)处的电势低于反相输入端a(-)处的电势时，输出为0。当非反相输入端b(+)处的电势超过反相输入端a(-)处的电势时，比较器231和232分别产生输出1。
来自运算放大器对231和232的输出被输入到SR触发器233的S端和R端。通过施加来自SR触发器233的非Q端的输出，形成电容器234的充电和放电电路。
如图11所示，当形成电容器234的充电电路时，电容器234的电势上升。当电容器234的电势被输出时，比较器231的非反相输入端b(+)处的电势上升，然后，当电势超过反相输入端a(-)处的电势V1时，输出1被施加到S端，并且随后，基于从非Q端输出的电压，形成电容器234的放电电路。从此以后，电容器234的电势下降，并且然后输出电容器234的下降的电势。因此，非反相输入端b(+)处的电势也下降。当下降的电势下降得低于反相输入端a(-)处的电势V2时，输出1被施加到R端，并且然后，通过施加非Q端的输出电压，形成电容器234的充电电路。
基于上述结构，输出电容器234的充电和放电电势，从而确保三角波形振荡电路23。三角波形的坡度由充电电流Ir的大小来确定。
然而，根据本发明的用于由桥式双晶体管驱动的高频加热装置的倒相电路不限于图5中所示的电路，也可以应用使用由桥式双晶体管组成的臂组成的开关元件的这种谐振型电路类型的倒相电路。
图12示出了三种类型的倒相电路。在图12(a)中，直流电源1通过对全波商业电源整流，将直流电压VDC施加到由第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件7组成的串联电路。在第一电容器41和第二电容器42的连接点与第一和第二半导体开关元件6和7的连接点之间，连接了由漏磁变压器2的初级线圈3和第三电容器5组成的串联电路。将来自驱动系统8的控制信号分别施加到第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件的基极。根据本发明，驱动系统8被内部提供有可变停滞时间准备电路24。省略了漏磁变压器2的次级线圈和磁控管的描述。
利用可变停滞时间准备电路24，在预定开关频率或更小频率处使得停滞时间恒定或稍微增加，并且在预定开关频率或更大频率处使停滞时间急剧增加。由于这种结构，能够提供一种使得上述半导体开关元件几乎不能产生热损失和噪声的倒相电路。
在图12(b)中，在对全波商业电源整流之后，直流电源1将直流电压VDC施加到由漏磁变压器2的初级线圈3、第一电容器5和第二电容器43组成的串联电路，并且还将直流电压VDC施加到由第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件7组成的另一串联电路。在第一电容器5和第二电容器43的连接点与第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件7的另一连接点之间的间隔是短路的。将来自驱动系统8的控制信号分别施加到第一半导体开关元件6和第二半导体开关元件7的基极。根据本发明，驱动系统8被内部提供有可变停滞时间准备电路24。省略了漏磁变压器2的次级线圈和磁控管的描述。
利用可变停滞时间准备电路24，在预定开关频率或更小频率使得停滞时间恒定或稍微增加，并且在预定开关频率或更大频率使停滞时间急剧增加。由于这种结构，能够提供一种使得上述半导体开关元件几乎不能产生热损失和噪声的倒相电路。
图12(c)示出了满桥电路。
在图12(c)中，在对全波商业电源整流之后，直流电源1将直流电压VDC施加到由第一半导体开关元件61和第二半导体开关元件71组成的串联电路，并且还将直流电压VDC施加到由第三半导体开关元件62和第四半导体开关元件72组成的另一串联电路。在第一和第二半导体开关元件61和71的连接点与第三和第四半导体开关元件62和72的连接点之间，连接了由漏磁变压器2的初级线圈3和第三电容器5组成的串联电路。省略第三电容器5是可允许的。将来自驱动系统8的控制信号分别施加到第一半导体开关元件61和第二半导体开关元件71以及第三半导体开关元件62和第四半导体开关元件72的基极。根据本发明，驱动系统8被内部提供有可变停滞时间准备电路24。省略了漏磁变压器2的次级线圈和磁控管的描述。
利用可变停滞时间准备电路24，在预定开关频率或更小频率使得停滞时间恒定或稍微增加，并且在预定开关频率或更大频率使停滞时间急剧增加。由于这种结构，能够提供一种使得上述半导体开关元件几乎不能产生热损失和噪声的倒相电路。
图13是示出根据本发明的倒相电路的频率-相位特性的图。在图13中，频率在低电压的0或180度的相位附近减少，而频率在90度或180度的相位附近增加。这基于关于图1中所示的电流的使用频率特性，允许频率在低电压的零相位或180度的相位附近减小，输出电流(电压)增加。相反，基于关于图1中所示的电流-频率特性，因为通过最大化频率，电压在90度和270度的相位附近很高时，输出电流(电压)变小。结果，如图14所示，输出电压近似于遍及0～180度(或者180～360度)相位的均匀值。
另一方面，在频率-相位特性相对于图13中虚线F0所示的相位没有改变的情况下，频率在0或180度的相位附近比较大而电压低，因此，基于关于图1中所示的电流的使用频率特性，输出电流(电压)保持较小。结果，如图14中虚线V1所示，在零或180度的相位附近不能确保足够的电压。
实线F1是示出了在如下情况下中关于频率的相位特性的图，即，被CT移动了用来产生直流电源的交替电流的输出电流Ri(图5)毫无误差地等于参考电流Ref。虚线F2是示出在如下情况下中关于频率的相位特性的图，即，输入电流Ri大于参考电流Ref，并且频率在图1中所示的可使用范围内增加。虚线F3是示出在如下情况下中关于频率的相位特性的图，即，输入电流Ri小于参考电流Ref，并且电流通过在图1中所示的可使用范围内降低频率而增加。
在图14中，实曲线Vin是商业电源的电压波形。图中所示的虚线V1是遍及所有相位在预定频率处切换的电压波形。实曲线V0是被施加如图13所示的频率调制的电压(升压变压器的次级电压)。尽管为了便于查看，Vin、V1和V0的各个比率明显彼此不同，但是这些曲线都被示出在相同的图中。虚曲线V1示出了当频率恒定而没有经受类似图13中所示的虚线F0的调制时升压变压器的次级线圈处的电压。然而，该波形不符合磁电管的非线性负载。另一方面，如图13中的图表F1所示，频率在零或180度的相位附近减少了而电压低，并且相反，频率在90度或180度的相位附近增加，从而使得输出电流(或者电压)在零或180度的相位附近较大。相反，输出电流或电压在90度或270度的相位附近变小。因此，如图14中的实曲线V0所示，安排在从0到180度或者从180度到360度的范围的所有相位中在升压变压器的次级线圈处产生恒定电压。波形V0符合磁控管的非线性负载。
即使当图5中所示的开关元件(IGBT)6和7被占空控制时，可变停滞时间准备电路24仍旧有效地控制停滞时间。理由如下。为了通过联合地增加或降低集电极电势VQ7C和VQ8C来控制停滞时间，建议改变中心电压V6，从而改变晶体管对Q8和Q7的ON/OFF比，换句话说，使其能够控制其占空比。具体地，当晶体管Q8和Q7的占空比是50∶50(当晶体管Q8和Q7基于12V的直流电源分别以6V的电压操作时)，确保了最大输出。另一方面，当操作电压低于或高于6V时，这使得集电极电压VQ8C和VQ7C彼此协作同时上升和下降，从而改变晶体管Q8和Q7的ON/OFF比，以便使得输出减少。然而，即使在这种情况下，当晶体管Q8和Q7中产生的偏置电压保持不变时，电压保持为恒定电平。因此，可以理解为，即使当占空比被控制时，可变停滞时间准备电路24也有效地改变停滞时间。
工业实用性如上所述，根据本发明，一种高频加热装置包括直流电源；与直流电源并联的串联电路，其包括半导体开关元件(IGBT)对；由漏磁变压器的初级线圈和连接到半导体开关元件对之一的两端的电容器组成的另一串联电路；连接到半导体开关元件对中另一对的两端的另一电容器；驱动部件，用于驱动上面的半导体开关元件对；整流部件，其连接到漏磁变压器的次级线圈；和磁控管，其连接到所述整流部件，其中所述驱动部件被内部提供有可变停滞时间准备电路，该可变停滞时间准备电路允许两个半导体开关元件同时截止的时间段响应开关频率而变化。具体地，通过响应于开关频率的上升而使得停滞时间增加，或者使得停滞时间恒定或者稍微增加，以预定开关频率或者更大频率使得停滞时间急剧增加，或者通过允许停滞时间的恒定值或稍微增加的值或者充当拐弯点的开关频率的值可变，或者允许停滞时间急剧增加的值可变，能够获得一种使得半导体开关元件几乎不能产生热损耗和噪声由此能够防止能量浪费的倒相电路。
权利要求
1.一种用于驱动磁控管的高频加热装置，包括直流电源；包括半导体开关元件对的串联电路；和漏磁变压器的初级线圈和电容器连接组成的谐振电路；其中，所述串联电路并联连接到所述直流电源，并且，在交流等效电路中，所述谐振电路的一端连接到所述串联电路的中点，而另一端连接到所述直流电源的一端，并且还包括驱动部件，用于驱动各个半导体开关元件；整流部件，其连接到漏磁变压器的次级线圈；和磁控管，其连接到所述整流部件，其中提供了可变停滞时间准备电路，该可变停滞时间准备电路允许各个半导体开关元件同时截止的时间段响应于开关频率而变化。
2.一种用于驱动磁控管的高频加热装置，包括直流电源；两组串联电路，每组串联电路包括半导体开关电源对；和由漏磁变压器的初级线圈和电容器连接组成的谐振电路；其中，所述两组串联电路分别并联连接到所述直流电源，并且，所述谐振电路的一端连接到所述串联电路的中点，而另一端连接到其他串联电路的中点，并且还包括驱动部件，用于驱动各个半导体开关元件；整流部件，其连接到漏磁变压器的次级线圈；和磁控管，其连接到所述整流部件，其中提供了可变停滞时间准备电路，该可变停滞时间准备电路允许各个半导体开关元件同时截止的时间段响应开关频率而变化。
3.一种用于驱动磁控管的高频加热装置，包括直流电源；包括半导体开关电源对的串联电路；和漏磁变压器的初级线圈和电容器连接组成的谐振电路；其中，所述串联电路并联连接到所述直流电源，并且，所述谐振电路并联连接到所述半导体开关元件中的一个，并且还包括驱动部件，用于驱动各个半导体开关元件；整流部件，其连接到漏磁变压器的次级线圈；和磁控管，其连接到所述整流部件，其中提供了可变停滞时间准备电路，该可变停滞时间准备电路允许各个半导体开关元件同时截止的时间段响应开关频率而变化。
4.根据权利要求1至3中任意一项的高频加热装置，其中所述可变停滞时间准备电路允许停滞时间响应开关频率的上升而增加。
5.根据权利要求4的高频加热装置，其中所述可变停滞时间准备电路允许在预定开关频率以下停滞时间保持恒定或者稍微增加。
6.根据权利要求5的高频加热装置，其中所述可变停滞时间准备电路允许在预定开关频率或更大的频率停滞时间急剧增加。
7.根据权利要求5的高频加热装置，其中所述停滞时间的恒定值或稍微增加的值在预定开关频率以下是可变的。
8.根据权利要求6的高频加热装置，其中所述停滞时间的急剧增加的值在预定开关频率以上是可变的。
9.根据权利要求5或6的高频加热装置，其中该预定开关频率的值是可变的。
10.根据权利要求1至3中任意一项的高频加热装置，其中所述可变停滞时间准备电路允许停滞时间响于应开关频率的上升而步进增加。
11.根据权利要求1至10中任意一项的高频加热装置，其中所述可变停滞时间准备电路基于增加的或减少的偏置电压准备停滞时间，所述偏置电压以与开关频率的增加成比例的第一坡度改变，进一步地从预定开关频率起以第二坡度改变。
12.根据权利要求1至11中任意一项的高频加热装置，其中所述可变停滞时间准备电路包括VCC电源；占空比控制的电源；与开关频率成比例地变化的第一电流；从预定频率起流动并且与开关频率成比例地变化的第二电流；通过合成第一和第二电流并且将结果乘以预定系数而获得的第三电流；以及上下电势准备部件，用于准备通过将与第三电流成比例的正和负偏置电势添加到占空比控制的电源而获得的上下电势，其中停滞时间是基于所述上下电势准备的。
13.根据权利要求12的高频加热装置，其中该占空比控制的电源的电压或者开关频率中的至少一方变化，从而控制输入功率或输入电流。
14.一种用于驱动磁控管的高频加热装置，其包括频率控制型谐振反相器电路，其具有至少包括半导体开关元件的臂；所述高频加热装置还包括可变停滞时间准备电路，其允许各个半导体开关元件同时截止的时间段响应于开关频率而变化；其中，所述可变停滞时间准备电路基于正或负的偏置电压准备停滞时间，所述偏置电压以与开关频率的增加成比例的第一坡度改变，进一步地从预定开关频率起以第二坡度改变。
全文摘要
一种反相器电路，其中半导体开关元件展示减少的热量损失和减少的噪声。一种谐振型高频加热装置包括直流电源；由半导体开关元件对组成的串联电路，所述半导体开关元件与直流电源并联；另一串联电路，其具有连接到半导体开关元件对中的一个的两端的漏磁变压器的初级线圈和电容器；和驱动部件，用于驱动该两个半导体开关元件；其中驱动部件包括可变停滞时间产生电路，并且所述可被停滞时间准备电路在预定频率以下的范围使得停滞时间保持恒定，并且在预定频率以上的范围使得停滞时间急剧增加。
文档编号H05B6/68GK1868238SQ20048003052
公开日2006年11月22日 申请日期2004年10月15日 优先权日2003年10月16日
发明者森川久, 守屋英明, 末永治雄, 酒井伸一, 松仓丰继, 城川信夫 申请人:松下电器产业株式会社