专利名称：功率变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种功率变换器，其包括与感性元件相连接的DC输入端，配置用于 以预定循环周期循环地中断具有的感应电流的开关，多个负载电路，以及在感性元件的 第一和第二输出端之间具有多个并行通道的多路复用器；其中，每个通道包括所述负载 电路中的一个，并且多路复用器适用于使得通道依次周期性地产生感应。更具体地说，本发明涉及一种可用作LED驱动器的功率变换器，尤其是适用于 用于照明目的的高亮度LED。
背景技术：
LED照明装置(例如，如同传统的灯泡那样可通过拧入插槽而与电网连接的装 置)可配备有白色LED、或者有色LED(例如传统的基本色红、绿和蓝(RGB))的组 合。有色LED的组合在使用寿命方面优于白色LED，并且还具有这样的优势通过单独 地控制不同颜色的强度，可以按需调整光源的色温，并且可以很容易地补偿由于老化而 造成的色温偏差、以及LED的不同温度特性。但是，有色LED的缺点在于，必须为不 同颜色配置单独的电流控制的电源。当然可以为每个颜色(即具有相同颜色并且可能被串联或者并联的每个LED组) 提供单独的功率变换器。但是，这一解决方案相对昂贵，这是因为对于获取白光所需的 三种颜色需要至少三个功率变换器。另一个方案是提供具有多个次级绕组的变压器，从而每个负载电路(LED组)可 连接至不同的一个次级绕组。但是，在这种情况下，额外的绕组导致不利的变压器(尺 寸、成本、效率)，并且提供后置调节器的必要性进一步降低了效率并增大了成本。又一 种替换方案是在变压器的次级电路中将负载电路串行连接。但是，在这种情况下，必须 根据对效率、颜色和/或正向电压的非常严格的分类(筛选)来选择LED，或者每个负载 电路中需要附加装置来单独地控制每个输出功率，这就增加了变压器总体的复杂性和成 本，并且很难使输出电路与潜在有害的电网电压电隔离。US2006-072252A1以及WO 03/041254公开了起始段落中所表示的那种类型的 功率变换器，其中多路复用器将切换的感性元件所传递的每个能量包(energy packet)再 次划分成将被传递给不同输出端的多个部分。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种具有较低复杂度的、能够以低成本制造的、并且 允许对多个负载电路进行单独功率控制的功率变换器。为了实现该目的，根据本发明的功率变换器的特征在于多路复用器具有切换周 期，所述切换周期是开关的预定循环周期的倍数。由于多路复用器允许感应电流一次流 经仅仅一个负载电路，所以传递至各个输出电路的平均功率将取决于每个多路复用器周 期期间多路复用器将该输出电路连接至感性元件的周期数。该周期数对应于每单位时间传递至相应输出电路的能量包的数量。传递至各自的输出电路的平均功率还取决于能量 包的能量含量，该能量含量继而又由相应周期中开关的“导通”时间所确定。结果就 是，可以利用简单的低成本的装置来精细地控制传递至每个相应负载电路的输出功率， 其中在各个负载电路之间共用感性元件和开关。由于感性元件是定制设计的手工制作的 元件，所以该元件是昂贵的，尤其是在其必须提供电网和输出之间的安全隔离时。因 此，就成本和效率来说，只需要使用单个感性元件是具有巨大优势的。开关必须在线电 压水平下工作。在较高频率下切换相对高的峰值的高电流(从而保持感性元件的寸长较 小)也是昂贵的。并且，必须通过驱动电子装置来控制开关。允许仅仅使用一个(初 级)开关的本发明由此实现了可观的成本下降。而且，多路复用器不用再次划分各个能 量包而是仅仅将整个能量包路由至不同输出电路的这一事实实现了高控制精度、以及开 关损失的减少。多路复用的一个结果就是，更加非连续地将输出功率传递给各个负载电 路，即以具有与多路复用周期相对应的周期性的脉冲的形式。对应的输出电压将是脉冲 形式或者周期的DC电压，但是会根据各个负载电路中的并联电容的存在而对其进行平滑 处理。此外，当功率变换器被用作LED驱动器时，多路复用周期可被选择成足够高以至 于实质上没有闪烁对于人眼是可见的，哪怕输出电压的波纹未被平滑处理掉。从属权利要求中示出了本发明的更多具体的可选特征。这些特征涉及用于功率 变换器本身的控制装置的简单的电源、闪烁的进一步降低、以及电网侧的电能质量的改 进。
现在将结合附图来解释本发明的优选实施例，其中图1是根据本发明第一实施例的功率变换器的简化电路示图；图2是图示出在图1所示的电路中出现的各种信号的波形的时序图；图3和图4是图示出不同多路复用方案的时序图；图5是图示出变换器的另一可能的操作模式的时序图；图6是图1所示的变换器的AC/DC变换器形成部分的更加详细的示图；图7和图8是图示出图6所示的AC/DC变换器的不同配置的输入电压和输出电 流的波形的时序图；图9图示出了图1所示的电路的改型；以及图10和图11是图示出本发明的另一实施例的电路示图。
具体实施例方式图1图示出了用作红色(R)、绿色(G)和蓝色(B)的三个LED10、12、14的电 源的LED驱动器。虽然图中针对每个颜色仅仅示出了单个LED，但是这些单个LED中 的每一个均可由包括串联和/或并联的多个同样色的LED的网络所取代。LED驱动器包括AC/DC变换器16以及DC/DC变换器18。AC/DC变换器16 具有例如通过手动操作的开关24与230V/50HZ的电网的端子20、22相连接的输入侧， 并且还包括与DC/DC变换器18的DC输入端26相连接的输出侧。DC/DC变换器18的DC输入端26连接至感性元件(在该情况下是变压器TR)的第一初级端28，并且该变压器的第二初级端30通过开关Tl接地，其中开关Tl闭合时 闭合了变压器的初级电路。开关Tl例如可以是N沟道MOSFET。DC/DC变换器18具有由负载电路31、32和33形成的三个单独控制的功率输出 端，负载电路31、32和33中的每一个都作为用于LED 10、12、14中之一的具有例如9V 电压的电源。负载电路31、32、33经由相应的二极管D 1、D2和D3并行地连接至变压 器TR的第一次级端34，并且还连接至多路复用器36，多路复用器36选择性地连接将负 载电路之一接地，由此连接至了变压器TR的接地的第二次级端38。因此，每个负载电 路被包含在多路复用器36的三个并行通道Ml、M2、M3之一中。控制电路(在该情况下由微控制器40形成控制电路)经由控制线41控制开关Tl 和多路复用器36。在当前示例中，假设DC输入端26从AC/DC变换器16接收基本恒定的电压 Up (大约310V)。在微控制器40的控制下，开关Tl以例如25kHz (对应于40 μ s的循环 周期P)的频率以及可控占空比D来断开及闭合变压器TR的初级电路，如图2所示。不 管开关Tl何时闭合，变压器的初级电流Ip都以正比于输入电压Up的一个速率开始从零增 大。当开关Tl再次断开时，与(UP*IP)在占空比(脉冲宽度)上的时间积分相对应的能 量总和已经被存储在变压器的磁场中。可在普通微控制器中很容易地计算该时间积分。当磁场建立时，二极管Dl至D3以及另一二极管D4(将在后文描述)防止电流 流入变压器的次级电路。但是，一旦开关Tl再次断开并且负载电路之一(例如负载电路 31)通过多路复用器36接地，变压器的磁场将消退，并且电流Is将开始流经二极管D1、 负载电路31以及多路复用器36。负载电路31还包括与负载并联(即与LED 10并联)的电容器Cl。从而，流经 负载电路31的电流将首先被用来为电容器Cl充电，并且流经LED 10的电流将与电容器 Cl上的电压降的增大成正比地增大。这样，如果多路复用器36的相应通道保持导通，那 么在开关Tl的“闭合”脉冲期间存储在变压器中的整个能量包将被传递至负载电路31， 并且LED 10未消耗的能量包的部分将被存储在电容器Cl中。将针对开关Tl的每个循 环周期重复该处理，并且确定了流经LED 10的电流的电容器Cl上的电压降将达到由开 关Tl的脉冲宽度所保持的均衡。上述处理适用于包括各自的电容器C2和C3的负载电路32、33的每一个。在例 如负载电路31的多路复用通道断开(即，负载电流与端口 38断开)的时间段中，电容器 Cl将经由LED 10放电，并且一旦再次闭合多路复用通道，电容器Cl将再次充电。因 此，如果电容器Cl的电容足够大，LED 10将被提供有基本恒定的电压，而不管多路复用 器36的操作如何。流经LED的平均电流以及LED 10的光强将由开关Tl的脉冲宽度和 由多路复用器的通道闭合时间段的持续时间所确定，所述脉冲宽度和所述通道闭合时间 段的持续时间两者均可以由微控制器40所控制。当然，这也适用于负载电路32、33以 及 LED 12、14。在大多数实际应用中，提供给LED 10、12、14的(平均)输出电压和电流必须 互不相同，从而获得正确的颜色混合，即期望的光源色温。现在将参考图3来描述相互 独立地控制三个LED 10、12、14的输出功率的第一个方法。图3所示的第一波形42是微控制器40所输出的信号的波形，并且第一波形42控制开关Tl。图2中的其它波形44、46和48示出了多路复用器36的三个通道Ml、M2 和M3的“断开”和“闭合”状态的序列。出于图示的目的，波形44-48中的每一个均被示出为具有360 μ s的持续期，这 对应于波形42的9个循环周期以及多路复用器的一次完整切换周期。与负载电路31和 LED 10相关联的第一通道Ml在波形42的前三个周期中是闭合的(导通的)，并且在剩 下的六个周期中是断开的。通道M2在随后的(第四到第六个)三个切换周期中是闭合 的，即其“闭合”时期的持续时间与通道Ml的闭合持续时间相同。于是，负载电路31 和32接收相同的平均能量，并且该示例中的红色和绿色LED 10和12将被相同的功率所 驱动(因此，如果LED具有相同的正向电压，则具有相等的平均电流)，如图2中的恒定 曲线50、52所示。相反，多路复用器的第三通道M3仅在360μ s的时间间隔中的两个 (第七和第八)周期中闭合，所以提供给蓝色LED 14的平均电流将是提供给LED 10和12 的平均电流的三分之二。该平均电流由图3中的恒定曲线54所表示。因此，在该示例中，多路复用器的每个周期将包括序列“RRRGGGBB0”，其 中R、G和B分别代表传递给红色、绿色和蓝色LED的能量包，“0”表示代表根本未 被传递的能量包。作为另一示例，图4示出了用于通道M1-M3的修改了的波形44，-48’，这些 波形可实现与图3中的LED相同的相对强度。不同之处在于，在图4中，多路复用器的 每个周期包括序列“RGBRGBRG0”。其中能量包在多路复用器周期上均勻扩散的模式 将在输出端中产生远远更小且更频繁的波纹(因此对于滤波器来说更便宜)。如这些简化的示例所示，通过确定其中多路复用器36的对应通道Ml、M2、 M3闭合的开关Tl的脉冲数量，可单独地控制红色、绿色和蓝色的LED 10、12、14的亮 度。总之，多路复用器的周期是开关Tl的循环周期的η倍(η为整数)。在实际的实施 方式中，多路复用器36的周期将显著地大于360 μ s (9个脉冲)，并且可能是例如对应于 开关Tl的1000个脉冲的40ms。从而，当然可以在非常精细的(即准连续的)步骤中改 变三个输出端的功率分布。但是，40ms的多路复用周期对应于25Hz的重复频率，该重 复频率仍足够高以防止LED的任意闪烁对于人眼来说是可视的，即使在输出电压(电容 器C1-C3的电压降)不是完全恒定时。可以注意到的是，多路复用器36的重复周期可包括其中三个通道M1-M3中的 任何一个都没有闭合的一些脉冲。在图3所示的示例中，360 μ s的周期中的第九个脉冲 以及最后一个脉冲就是这种情况。该循环周期期间或者该循环周期之后，变压器TR的次 级电流流经二极管D4，并且对与之串行连接的电容器C4进行充电。因此，通过提供足 够数量的脉冲(其中多路复用通道均断开)，其电容值相对于电容器C1-C3来说足够小的 电容器C4可保持为充有电的状态，尽管负载电路56与之并联。微控制器40具有与电容器C4的正侧相连的监控输入端Μ，并且微控制器40被 编程来控制其中多路复用器的所有通道均断开的脉冲的数量，使得该数量足够大到能够 将二极管D4和电容器C4之间的一个点处的电压保持为至少10V。在此情况下，负载电 路56是已知的分压器电路，其可包括齐纳二极管等，并且可被用来将IOV电压转换成5V 的稳定电压以作为微控制器40的电源。因此，根据本发明的功率变换器不仅提供了三个 可单独控制的DC电压输出，而且提供了用于其本身的控制装置的DC电源。
如图1所进一步示出的，振荡电路58连接至DC输入端26，并且其输出端经由 例如DiAc(未示出)连接至开关Tl的栅极。紧接着手动操作的开关24闭合以后，微控 制器40缺失了电源，不工作。随后，振荡电路58将提供用于控制开关Tl的脉冲(具有 未控制的占空比)。由于微控制器不工作，所以多路复用器36的所有通道都断开，并且 整体输出功率被用来对电容器C4充电。一旦电容器C4达到必须的电压10V，微控制器 40开始工作，并且支配(overrule)振荡电路58以利用限定的占空比来控制开关Tl，并控 制多路复用器36。如图1所进一步示出的，二极管D5连接在二极管D4的阴极和Dl的阴极之间。 在功率变换器的正常工作期间，该二极管D5将截止，这是因为电容器C4的电压(IOV) 将大于电容器Cl、C2和C3任一个的电压。但是，当手动操作的开关24断开并且DC 输入端26的电压迅速下降时，电容器C4将经由分压器56放电，并且一旦其电压降低至 电容器Cl的电压以下，电流将流经二极管D5，电容器C4的进一步放电将重新开始，直 到电容器Cl也被放电。于是，微控制器40在开关24已经断开以后仍然能够工作一两秒钟。该功能可 被用来例如，通过很快地断开开关24并随后在微控制器停止工作之前闭合开关24，来向 微控制器40发送指令。微控制器40可被编程来(经由输入端M)检测电源的该简短断 路，以及将其解释为使其切换至不同工作模式(例如针对LED 10、12、14的另一变暗模 式)的控制信号。如果开关24保持断开更长时间，微控制器40停止工作，并且当通过 振荡电路58执行新的启动时，微控制器再次开始其缺省模式。微控制器的监控输入端M还可被用来检测其中输出电路之一由于例如LED缺失 或坏了而断开的情况，并用来关断变换器以保护电容器不被破坏。当出现这一情况时， 相应电容器Cl、C2或C3的电压降将增大，这是因为电容器不能再放电。于是，输入 端M的电压也将增大，并且当超过+ IOV —个特定量时，将被认为是输出电路被中断的指 示。现在将参考图5来描述图1所示的功率变换器的操作的另一可能模式。图5中的波形60表示了开关Tl的状态。出于图示说明的目的，多路复用器36 的周期被假设为400 μ S，S卩，其覆盖了波形60的十个循环周期。如波形62、64和66所 示，通道Ml、M2和M3的每一个均闭合相同长度的时间段，该时间段覆盖了开关Tl的 三个周期。因此，在该实施例中，输出电路31、32、和33中的每一个接收类似数量的能 量包。但是，当用于蓝色LED 14的通道M3闭合时，微控制器40以更短的占空比来操 作开关Tl，从而传递给输出电路33的能量包更小，这就造成了一方面针对LED 10及12 与另一方面针对LED 14的不同平均输出电流。当然，图3、图4和图5所图示的设计可彼此结合以精确地控制变换器的输出电压。微控制器40改变开关Tl的占空比的能力还可用于其它目的。为了对此予以说 明，图6示出了可被用作图1所示的变换器16的典型AC/DC变换器的电路示图。该变 换器包括输入电容器C6、(可熔)电阻器R6、二极管桥68以及输出电容器C7。如果电 容器C7具有高电容，将极大地平滑传递给DC输入端26的输出电压，即电容器C7将保 持基本恒定的充电水平。
因为，为了使充电电流流经二极管桥68，端口 20或端口 22与器件(电容器C7 的负极)的接地电压之间的电压降必须大于电容器C7两端的基本恒定的电压降。对于 AC/DC变换器16的输入侧以及由此对于与之连接的电网，产生了具有图7的上部图形所 示的大体形状的波形70。图7的下部图形示出了 DC输入端26处的电压U的相应波形 72。可以看出，电压U的波形72基本恒定，仅仅显示出了很小的波纹74。但是，图7所示的电流波形70就电网的电能质量来说是不受欢迎的，这是因为 提供商很难保持电网电压的基本正弦波形。这就是为什么能源供应商建立了标准的原 因，该标准适用于具有大于特定限值的功耗的所有装置的、并且禁止波形70所示类型的 波形。并且，当标准TRIAC类型的调光器可被用来使得被该功率变换器所驱动的LED光 源变暗，该类型的波形可能包含了损坏调光器的风险。为了避免上述问题，可以在根据本发明的功率变换器中使用具有如相对更低的 电容的电容器作为输出电容器C7。那么，该电容器将在电网电压的每个半循环周期期间 完全放电。图8的上部示出了所得到的电流波形76。可以看出，该波形更类似于正弦曲 线，因此满足有关质量鉴定规程(reglementation)。但是，另一方面，输出电压U的相应 波形78远不会恒定，如图8的下部所示。当具有波形78的电压被提供给AC/DC变换器18的DC输入端26、并且开关Tl 以恒定占空比(图3所示)工作时，那么提供给负载电路31、32和33的能量包的含量将 取决于电压U的瞬时值，并且相应LED的平均亮度将根据波形78的振荡与多路复用周期 的振荡之间的相位关系而以长周期地改变。通过与电压U的波动(如波形78所示)同步地改变开关Tl的占空比，可避免 上述不期望的效应。如图1所示，同步电路80被提供用于使微控制器40与AC/DC变换器16同步。 这是相当容易的，例如，当多路复用周期(在一个实用实施例中为40ms)等于电网电压周 期(20ms)或者是其整数倍时。随后，对于被微控制器40传递给开关Tl的每个控制脉 冲，电压U的瞬时值是已知的，并且能量在变压器中的累积可被计算为时间的函数。由 此，可变占空比以及多路复用模式(所有线路同步)可被预先确定，从而使得变压器在每 个脉冲期间接收相同的能量，而无论电压U的瞬时值如何。换言之，微控制器40被用来 补偿提供至DC输入端26的电压的波动。类似地，微控制器可被用来检测并补偿由于端子20、22处的AC电压的波动而 造成的DC电压的波动。 在提供给DC输入端26的电压基本恒定而仅仅显示微小的波纹74时(如图7所 示)，AC/DC变换器和微控制器40之间的同步也是有用的。于是，同步防止了这些波 纹74干扰多路复用器36的周期性。在图1所示的示例中，变换器是一个隔离的功率变换器，其中变压器TR的初级 侧上的输入接地Gi与次级侧的输出接地Go相隔离。在这种情况下，变压器TR是一个 隔离的变压器，并且同步电路80是高阻的差分同步器。并且，微控制器40经由隔离的 驱动器82控制开关Tl。多路复用器36优选地由N沟道MOSFET开关形成，微控制器40可经由单端信 号来控制N沟道MOSFET，从而不需要电平移动，也不需要差分放大器(高端驱动器)。在这种情况下，本发明的一个重要特征在于，对于输出电路中的每一个，二极管(例如 D1)、输出电路(例如31)以及多路复用器36被布置成在二极管所确定的电流流动方向上 看到的顺序。由于采用了并行多路复用的原理，所以可以在负载电路31-33中连接诸如电容 器Cl、C2和C3之类的并联电容。这些并联电容产生了通过LED的几乎纯直流电流， 而不管具体的能量包如何。在图2所示的示例中，变换器在非连续模式下工作，这就意味着，在开关Tl的 每个循环周期P中，次级电流Is在下一个脉冲出现之前具有足够的时间来下降至零。与 连续模式相比，具有这样的优势次级电流Is具有清晰脉冲或能量包的形状，它们均具 有明确定义的能量含量，并且以零电流时间间隔相分离。优选地，如图3所示，例如， 多路复用器的通道在开关Tl闭合的这些时间段中被接通或关断。从图2可以看出，这些 时间段对应于次级电流IsS零的时间段。所以，开关损失可以最小化并且多路复用器通 道的准确切换时刻不是关键，只要它们处于所述零电流时间间隔中。图2的最下面的示图示出了开关Tl上的电压降UT，包括电压峰值以及由电路中 的杂散电感和杂散电容所造成的振荡。具体地说，电压振荡在次级电流Is再次达到零电平时产生。通过采用所谓的谷 值切换原理可以实现切换损失的有效降低，谷值切换原理意味着开关Tl在电压振荡最小 时的那一瞬间(即图2的时间tl)闭合(但是图2所示的示例并没有使用该原理)。另一方面，如果有必要获取每个输出电流脉冲或能量包的精确定义的能量含 量，建议的方式是在电压Ut的振荡实际上衰减至零时闭合开关Tl，从而电流Ip在下一个 脉冲中的上升不会被电压波动所影响。在LED的强度将被直接控制、并且不提供反馈控 制时，图2的示例中所采用的这一原理尤其合适。通过与开关Tl并联地连接例如RC网 络之类的合适的减振电路(有源减振器或无源减振器)，可加速电压Ut的振荡的减振。图9图示了一种对图1所示的电路的可能补偿，用于实现用于风扇84的小型风 扇驱动的功能，风扇84用于冷却LED 10、12、14。风扇84的电源正端经由与二极管 D1-D3和负载电路31、32、33并联的二极管D6和电阻器Rl而连接至晶体管的第一次级 端34。风扇84的电源负端经由相应的二极管D7、D8和D9而连接至LED 10、12、14 中的每一个的负端，并且电容器C8与风扇84并联。因此，在某种意义上，包括风扇84的电路形成了变换器的另一负载电路，这个 另一负载电路的特征在于，该电路的负侧不是直接连接至多路复用器，而是连接至LED 的负端。这存在这样的影响，即，电容器C8两端的电压降(以及从而风扇84的驱动功 率)正比于LED10、12、14中的每一个的两端的电压降的均值的最大值。从而，风扇的 冷却功率与被最大功率所驱动的LED所产生的热量成正比地改变。上述功率变换器特别适合用作LED驱动器，其允许对不同LED颜色的强度进行 单独控制。当然，该功率变换器的使用并不限于三种LED颜色。变换器可具有四个或 者更多输出端，用于控制多于三种颜色的LED，例如RBGA(A=黄褐色)，从而丰富光 谱。可很容易地实现每个输出端的单独反馈控制，从而自动地补偿由于LED老化或者环 境影响(尤其是LED温度)而引起的强度、色温等的偏移。另一方面，即使不提供反 馈控制，彼此对照地精确调节LED 10、12、14的强度的可能性实现了精度要求的极大降低，从而“筛选” LED的成本极大降低。但是，所述功率变换器并不限于该应用，而是可以用于其它目的，例如作为PC 或其它电子设备的电源。此外，变换器不是必须如实施例所示的那样与AC/DC变换器 16相结合，而是还可以是一个独立的DC/DC变换器。将注意到，已经在图1中示出的变换器具有反激式(fly-back)变换器的拓扑结 构。实际上，反激式变换器的所有已知的设计修改同样适用于根据本发明的变换器。而 且，本发明并不限于反激式拓扑结构，而是可以是类似地应用至其它变换器拓扑结构。 图10图示了 DC/DC变换器的示例，其中所有负载电路具有公共负极。其中，在图1和图9所示的实施例中，LED的负端的平均电压是彼此独立地“悬 浮”的，图10示出了并联的负载电路具有公共极点的DC/DC变换器的实施例。其优势 在于，可很容易地对输出电压进行测量和反馈控制，而无需差分放大器。图10所示的变换器将例如12V的输入电压转换成负载电路31、32、33上的单 独控制的例如0-24V的输出电压。DC输入端26在这种情况下是由电池86的负极所形 成，并且包括负载(由电阻器表示)和并联电容器的所有负载电路的一端直接连接至电池 86的负极。在这种情况下，感性元件由单个电感器(线圈)L1所形成，电感器Ll的第 一(输入和输出)端34连接至二极管D1-D3，并且经由开关Tl连接至电池86的负极， 而第二(输入和输出)端38连接至电池的正极以及负载电路31-33的公共极点。多路复用器36的每个通道包括连接在二极管D1-D3之一与负载电路之一之间的 P沟道MOSFET PI、P2、P3。每个P沟道MOSFET的栅极被电阻器R7、R8和N沟道 MOSFET NU N2、N3所控制，N沟道MOSFETN1、N2、N3由微控制器40直接控制。 因此，在这种情况下，电平偏移被用来控制多路复用器。图10所示的设计利用了相对便宜的单个感性元件而不是变压器，该设计允许将 输出电压控制在输入电压之下。不需要差分放大器。图11图示了变换器的示例，其中输出电路的一些提供相对于公共接地端的正输 出电压，而其它提供相对于公共接地端的负输出电压。在这种情况下，感性元件还是变压器TR’，但是变压器TR’在次级绕组中具 有中央抽头。该中央抽头形成了第二输出端38，并且作为用于所有负载电路的公共接地 端，在图11中，所有负载电路仅由两个负载电路31、32所表示。负载电路31(以及未示 出的几个其它负载电路)提供了正输出电压，并且处于变换器的正分支中，而负载电路 32 (以及未示出的几个其它负载电路)提供了负输出电压，并且处于变换器的负分支中。正分支中的多路复用器通道Ml包括二极管Dl和负载电路31之间的P沟道 MOSFET P11。经由电阻器R9、RlO和N沟道MOSFET Nll控制栅极，N沟道MOSFET Nll由微控制器40直接控制。相反，负分支中的多路复用器通道M2包括负载电路32和 二极管D2之间的N沟道MOSFET Nl2。经由P沟道MOSFET P12和电阻器Rll、Rl2 控制该MOSFET的栅极。MOSFET P12的栅极由微控制器40的输出直接控制，并且源 极连接至恒定的正电压V+，例如用于微控制器40的驱动电压，从而P沟道MOSFET P12 在微控制器输出零电压时变得导通。
权利要求
1.一种功率变换器，包括与感性元件(TR; Li)相连接的DC输入端(26)，用于以预 定周期来周期性地中断感应电流的开关(Tl)，多个负载电路(31，32，33)，以及多路复 用器(36)，多路复用器具有位于感性元件(TR)的第一和第二输出端(34，38)之间的多 个并行通道(Ml，M2，M3)，其中每个通道包括负载电路(31，32，33)中的一个，并且 多路复用器用于使通道依次周期性地导通，其特征在于，多路复用器具有切换周期，所 述切换周期是开关(Tl)的预定的循环周期的倍数。
2.根据权利要求1所述的功率变换器，其中，感性元件是变压器(TR； TR')，其中 开关(Tl)位于所述变压器的初级侧，输出电路(31，32，33)位于所述变压器的次级侧。
3.根据权利要求2所述的功率变换器，其中，所述变压器(TR)是隔离的。
4.根据前述任一权利要求所述的功率变换器，包括控制器(40)，用于控制多路复用 器(36)，从而通过确定与各个负载电路相关的多路复用器的通道(Ml，M2，M3)导通所 针对的开关(Tl)在每个多路复用周期中的循环周期数，来控制负载电路(31，32，33)的 输出功率。
5.根据权利要求4所述的功率变换器，其中，控制器(40)用于控制开关(Tl)以在非 连续模式下操作变换器，并控制多路复用器(36)以便在感应电流为零的时间段中从一个 通道切换至另一通道。
6.根据权利要求4或5所述的功率变换器，其中，控制器(40)用于控制多路复用器 (36)以便在开关(Tl)的每个循环周期之后从一个通道切换至另一通道。
7.根据前述任一权利要求所述的功率变换器，包括控制器(40)，用于控制多路复用 器(36)和开关(Tl)，并用于根据识别出多路复用器的通道(Ml，M2，M3)针对哪个负 载电路(31，32，33)导通，来改变开关(Tl)的占空比(D)。
8.根据权利要求4至6之一所述的功率变换器，包括AC/DC变换器(16)，用于将AC 电压转换成将要提供给DC输入端(26)的DC电压，并且还包括用于同步控制器(40)和 AC电压的同步电路(80)。
9.根据权利要求8所述的功率变换器，其中，控制器(40)用于改变开关(Tl)的占空 比(D)从而补偿DC电压的波动。
10.根据权利要求9所述的功率变换器，其中，AC/DC变换器(16)用于将周期性波 动的DC电压提供给DC输入端(26)，并且控制器(40)用于周期性地改变开关(Tl)的占 空比(D)。
11.根据前述任一权利要求所述的功率变换器，包括用于控制开关(Tl)和多路复用器 (36)的控制装置(40)，以及与其它负载电路(31，32，33)并联的另一负载电路(56)，所 述另一负载电路直接连接至感性元件的第二输出端(38)并提供用于控制装置(40)的工作 电压。
12.根据权利要求11所述的功率变换器，包括振荡器(58)，用于在变换器的启动阶 段控制开关(Tl)，直到另一负载电路(56)为控制装置(40)提供足够的工作电压。
13.根据权利要求11或12所述的功率变换器，其中，与多路复用器(36)相连接的负 载电路(31，32，33)中的至少一个包括作为负载的LED (10)、以及与所述LED并联的电 容器(Cl)，所述电容器(Cl)经由二极管(D5)连接至另一负载电路(56)，从而当DC输 入端(26)处的电压下降时电容器(Cl)可放电并保持控制装置(40)工作一段特定时间。
14.根据权利要求11-13之一所述的功率变换器，其中，控制装置(40)用于监控提供 给另一负载电路(56)的电压，从而检测其中负载电路(31，32，33)中的至少一个被中断 的情况。
15.根据前述任一权利要求所述的功率变换器，其中，负载电路中的至少一个包括作 为负载的风扇(84)，风扇与至少一个其它负载电路(31，32，33)的悬浮端一起连接至多 路复用器(36)，从而风扇(84)的功率取决于至少一个其它负载电路的功耗。
全文摘要
一种功率变换器，包括与感性元件(TR)相连接的DC输入端(26)，用于以预定周期来周期性地中断感应电流的开关(T1)，多个负载电路(31，32，33)，以及多路复用器(36)，多路复用器具有位于感性元件(TR)的第一和第二输出端(34，38)之间的多个并行通道(M1，M2，M3)，其中每个通道包括负载电路(31，32，33)之一，并且多路复用器用于使通道依次周期性地导通，多路复用器具有切换周期，所述切换周期是开关(T1)的预定周期的倍数。
文档编号H05B33/08GK102017381SQ200880128771
公开日2011年4月13日 申请日期2008年4月25日 优先权日2008年4月25日
发明者J·H·席杰夫林, 简·万纳, 缅诺·卡多卢斯 申请人:动力研究电子股份有限公司