专利名称：荧光灯的电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及荧光灯的电子镇流器。
图6所示的基本电路是通常采用的荧光灯的电子镇流器。将两个电源开关31、32安排成半桥路形式，荧光灯电路33包括其一边有一电抗的灯和一个L-C串连谐振电路。
在图6中，将金属-氧化物半导体场效应晶体管(在本发明中以后称为“MOSFET”)用作为电源开关31、32，由变压器34的输出驱动。
变压器34的初级线圈由灯电路的电流驱动，由线圈L和电容C的谐振频率操作。
该电路设计为不是自动起动的，必须从连接到下方的MOSFET(电源开关32)的栅极的二极管35和交流开关送出一脉冲。
首先将下方的开关32(下方的MOSFET)关断，振荡起动，高频的方波(30-80KHz)在L-C谐振电路中产生电流，由于谐振的Q值使得加到电容C上的正弦波电压增加，该值足以点亮电灯，于是电灯给出了无闪烁的亮光。
然而，在图6中所示的荧光灯的常规电子镇流器具有以下主要缺点镇流器设置成不是自动起动的；需要长时间才能点亮灯；制造镇流器需要很多工时；调光困难；大规模生产镇流器成本很高；会产生大量的高谐波电流。
因此本发明的目的在于提供一种荧光灯的电子镇流器，它能够自动起动，点亮灯只需很短时间，减少了制造工时，容易调光(dimmer)，由于大批量生产能够降低制造成本。
本发明的另一目的是提供一种电子镇流器，其中电源系统输出的高频谐波电流的抑制电平得到进一步减小。
下面将结合附图描述本发明
图1是本发明的荧光灯电子镇流器的基本电路图；图2是所述电子镇流器的电源一侧的基本电路图；图3是进一步详细表示的部分电路图；图4是表示电路的主要部分的说明图；图5是每一高频谐波强度的实际测量结果对每一高频谐波次数的示意图；图6是表示荧光灯的通常电子镇流器的电路图。
现在结合附图描述本发明的最佳实施例。
图1示出本发明的荧光灯电子镇流器的基本电路图。1是振荡电路，2是栅极驱动电路。振荡电路1在RT和CT上产生自激振荡，其自激振荡频率f0由以下公式表示f0=11.4×RT×CT]]>在此情况下，最好选择RT和CT使自激振荡频率f0为40-60KHz。5是荧光灯，线圈L和电容C是按通常结构接入的。最好将自激振荡频率f0设计在上述的范围，因为只能在这个范围点亮荧光灯5。
将上述频率f0的高频信号I1和I2从振荡电路1输入到栅极驱动电路2，将驱动信号I3、I4从栅极驱动电路2分别输入到下方MOSFET3的栅极和上方MOSFET 4的栅极。
在图1所示电路的构成中，用一个集成电路(IC)驱动下方MOSFET3、上方MOSFET 4、和以地为基准的逻辑电平上的绝缘栅双极晶体管(1GBT)。与图6所示的通常驱动变压器34不同，振荡电路1在RT和CT上产生自激振荡，以占空因数为0-99％驱动MOSFET 3和MOSFET 4各自的栅极。把停滞时间安排在下方MOSFET 3的驱动信号I3和上方MOSFET 4的驱动信号I4之间。
其具有的优点是可避免电源开关的过热和故障，因为如果电源开关过热约1小时(hs)，且MOSFET 3和MOSFET 4接通，这时MOSFET3或MOSFET 4则断开。
其次，图2中所示的电源基本电路用于对交流输入电源进行整流，提供给图1所示的集成电路(IC)。该电路设有一个通过降压电阻的15V的分路调节器。
通常的电源电路中，在桥式整流之后将电储存在滤波电容之中，由于荧光灯的特性，只有在交流输入电压的峰值附近才导通，因此，输入功率因数在非正弦波曲线的电流波形中大约有0.6的延迟。在遵守电源质量规定(压低高频谐波指南)的功率分配系统中，从尽量减少高频谐波电流的观点出发，前述的常规电路是有缺点的。
因此，在本发明中采用图2所示的基本电源电路。如图中所示，通过用元件Q2转接提升电路CH1来进行提升。这种转接是由振荡信号的三角波A和图1中下方MOSFET3的栅极驱动信号I3控制的。
在具体说明中，开关装置6包括元件(即晶体管)Q1，元件(即MOSFET)Q2，和比较器U1。开关装置6是通过用于下方MOSFET 3的矩形波和振荡电路1的振荡信号的三角波A组成的栅极驱动信号I3控制的。通过控制依赖于点亮荧光灯频率的开关装置6来转接提升电路CH1。
驱动信号I3是50％占空比的方波，通过元件(晶体管)Q1的集电极将它连接并加给元件(MOSFET)Q2。另一方面，将振荡信号的三角波A加到比较器U1的输入端，比较器U1比较直流电压和三角波A，并将其输出信号输给元件Q1的栅极来控制元件Q1。
将直流电压中的变化与50％占空比波形的输入I3内的三角波进行比较，来控制用于转接提升电路(增强器)CH1的脉冲宽度。
也就是说，当直流电压升高时，脉冲宽度变窄，使直流电压下降。相反，当直流电压下降时，脉冲宽度变宽，使直流电压上升。如此形成了一个闭合环路，结果使直流电压保持为常数。
因此，在除去荧光灯或灯坏了使电路变为开路的情况下，可以避免一些故障，如直流总线电压达到MOSFET 3、4功率的上限或由于滤波电容受热而引起的过电压。
作为输入波形的驱动信号I3通过元件Q1和Q2转接提升电路CH1，因此输入电压和电流被传输，同时荧光灯5接通并点亮，电流延迟只在波形之内。表示输出电源电流的正弦波的波形(比如50Hz或60Hz)由振荡频率(比如45KHz)划分开而得到电能，因此，电流的整个延迟大大减小了，确保了高的因数。
其次，图3表示出上述图1和图2的进一步实施电路。U2是用于下方MOSFET 3和上方MOSFET 4的栅极驱动器的集成电路IC。电源从交流源CN1输入，通过滤波器7，加到全波整流二极管BD1上。
将驱动信号I3和I4分别加到下方MOSFET 3的栅极和上方MOSFET 4的栅极的栅极驱动器U2的集成电路由直流总线通过降压电阻R1和R8分开，并给出被平滑电容EC1平滑后的直流电压，振荡在40KHz≤f0≤60KHz的频率范围内，其中 。
上方MOSFET 4的驱动电能从自举电容C3提供，当下分MOSFET3导通时电容C3充电到大约14V。
当上方MOSFET(开关)4导通时，自举2极管D4阻断直流总线电压。当快速恢复二极管(至少为100ns)D4在二极管反向恢复或阻断高压总线下的情况下，自举电容C3不能有部分电压放掉。
从包括MOSFET 3和MOSFET 4的半桥的输出是极短周期(约50nm)的矩形波(高频)。为了避免从快速波形末端瞬间发出的噪声，适当安排缓冲器R7、C8，以减少转换时间到接近0.5μs。
为了避免包括MOSFET 3和MOSFET 4的半桥的竖向短路，集成电路U2应构制成能在驱动器输出I3和I4之间产生约1μs的停滞时间。
荧光灯5与它的L-C谐振电路是并联工作的。灯电路的电抗值是从串联谐振的下面公式计算出的f=12πLC]]>该频率必须稳定，因为灯电路的Q值是低的，而且由于RT和CT之间的公差，Q值也是有差异的。荧光灯5通常不需要高的点亮电压，Q值为2-3已足够了。
由于大电感和小电容的比例，会出现“平”的Q值曲线，如下面的公式，当匝数增加时R将会变大。Q=2πfLR]]>在本电路中，设计得使直流电源电压较高，L较小，Q值不很大。
图4具体示出集成电路U2内部的电路，其中有振荡电路1和栅极驱动电路2，通过将一个15V的齐纳二极管8插接到Vcc来避免振荡信号的幅度变化。可以采用5551C等前级振荡器作为集成电路U2。
总之，在图3(和图1，图2)中，本电路在点亮荧光灯的频率下转接提升电路CH1(用开关装置6)，避免了超出接通波形的电流延迟，通过给出功率因数和按正弦波变化的电流曲线压低了电流的高频谐波。
根据“一般家用电器的高频谐波压低指南”的J1S8117，按照每一高频谐波次数n规定的极限Y(％)如下表1所示
表1极限Y
图3所示的本发明用于荧光灯的电子镇流器的实际测量结果，如下表2所示
表2
根据表2得到了图5所示的图表。也就是说，横坐标轴代表高频谐波次数(n)，纵坐标轴代表基波输入电流(极限)以百分比表示的最大值Y(％)。
上述表1和图5示出了很好的结果，充分满足了上述“指南”表1所描述的极限值Y(％)。
因此，根据本发明，能够充分地压低高频谐波，改善电源系统输出的高频谐波环境；可以自动起动，缩短了点亮的时间。此外，减少了制造工时，能够容易地以低成本大批量生产这种电子镇流器；并且易于调光。
以上描述了本发明的最佳实施例。应当了解，这些描述只是说明性的，而不是限制性的，在本发明精神和必要特征范围内还可作多种变化。
权利要求
1.一种用于荧光灯的电子镇流器，设有栅极驱动电路，用于输出40-60KHz频率的驱动信号，该信号起源于一个以40-60KHz频率振荡的振荡电路发出的高频信号；下方和上方的MOSFET，所述的栅极驱动电路的驱动信号分别输入给它们；开关装置，由栅极驱动信号控制，该栅极驱动信号包括所述下方MOSFET的方波信号和所述振荡电路的三角波振荡信号；和提升电路，用于提升初始电流，并由所述的开关装置控制向通过直流总线放电的荧光灯供给电能，以便压低高频谐波电流。
全文摘要
一种用于荧光灯的电子镇流器，包括一振荡电路，振荡频率为40-60KHz，栅极驱动电路的驱动信号输到下方的MOSFET和上方的MOSFET的各栅极，用于下方的MOSFET的栅极驱动信号和振荡电路的振荡信号用来控制一个开关和一个提升电路。
文档编号H05B41/28GK1148316SQ9611150
公开日1997年4月23日 申请日期1996年8月9日 优先权日1995年10月11日
发明者下本贤吉 申请人:M及C株式会社