旋转检测器的制作方法

本发明涉及一种用于检测转子和定子之间的相对的旋转角度的旋转检测器。

背景技术：

图13示出以往使用的旋转检测器的结构。如该图所示，旋转检测器1具有作为固定构件的定子2和相对于定子2可旋转的作为旋转构件的转子3。定子2由磁性材料构成，在与转子3相对的相对面上隔着绝缘片2a设置有定子线圈2b。转子3也由磁性材料构成，隔着定子的相对面的绝缘片3a设置有转子线圈3b。定子线圈2b和转子线圈3b均形成为由铜箔构成的矩形波形的线圈图案。

此外，旋转检测器1具有用于对转子线圈3b进行励磁的旋转变压器4。旋转变压器4包括与转子线圈3b相连接的变压器线圈4b和以非接触方式向该线圈4b供给励磁信号的定子2内周部的变压器线圈4a。由此，在经由旋转变压器4向转子线圈3b供给励磁信号的情况下，伴随着转子3的旋转，从定子线圈2b输出检测信号。

专利文献1：日本特开平9-26334号公报

技术实现要素：

发明要解决的课题

在上述旋转检测器1中，为了提高定子线圈2b和转子线圈3b的电磁耦合度，定子2和转子3由作为磁性材料的铁等的金属材料构成。但是，根据该结构，定子2和转子3难以进行轻量化。此外，旋转检测器1存在包括上述绝缘片2a、3a、各线圈2b、3b的各构成部件的加工、组装耗费成本、不能低价地制造的问题。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种轻量且能够提高检测精度、同时能够实现低成本化的旋转检测器。

用于解决课题的方案

权利要求1所述的旋转检测器，其特征在于，

具有：转子基板和定子基板，其分别使用多层基板构成转子和定子；转子线圈，其设置在上述转子基板；和检测线圈，其设置在上述定子基板，在基于通过上述转子线圈被励磁信号励磁而在上述检测线圈感应的检测信号，对上述转子基板和上述定子基板的相对的旋转角度进行检测的结构的情况下，

所述励磁信号的频率设定得比在分别使用磁性材料构成所述转子和所述定子的情况下所要求的规定频率高。

发明效果

根据权利要求1所述的发明，转子基板和定子基板使用了比磁性材料的材质轻的多层基板，所以能够大幅度降低其重量。此外，转子线圈和检测线圈能够在多层基板中容易地形成为制造偏差少的线圈图案。并且，通过励磁信号的频率设定得比在分别使用磁性材料构成转子和定子的情况下所要求的规定频率高，从而能够补充由于不使用磁性材料导致的电磁耦合度的降低。进而，能够消除磁性材料的饱和特性等的影响，能够使检测精度提高。

附图说明

图1是示出一个实施方式的图，是表示旋转检测器的电气结构的框图。

图2是放大地示出转子基板和定子基板部分的纵向剖视图。

图3是将分别构成转子基板和定子基板的多层基板分解而示出的图。

图4(a)、(b)是用于说明1T传感器部涉及的转子线圈和定子线圈的位置关系的概念图。

图5是关于16T传感器部示出的与图4相当的图。

图6是运算处理涉及的框图。

图7是用于说明1T传感器部和16T传感器部的数字位置信号的概念图。

图8是示出旋转检测器的励磁信号的频率和检测信号(输出电压)的关系的图。

图9是关于1T传感器部对两侧定子和一侧定子的特性的差异进行说明的图，(a)是示出转子基板的偏移量和输出电压的关系的图，(b)是示出转子基板的偏移量和检测角度的误差的关系的图。

图10是关于16T传感器部示出的与图9相当的图。

图11是关于恒流驱动方式的说明图。

图12是脉冲编码器功能的说明图。

图13是用于说明以往的旋转检测器的纵向剖视图。

附图标记说明

10表示旋转检测器，10b表示外壳，11(11u、11d)表示定子基板，12表示转子基板，19表示通信单元，21a，21b(211a～212bh)表示检测线圈，22(221～224，221h～224h，241，244)表示转子线圈。

具体实施方式

以下，关于本发明的旋转检测器10，参照附图对应用于FA(FactoryAutomation：工厂自动化)的现场网络的一个实施例进行说明。在此，为了便于说明，在图1的框图中，示意地示出旋转检测器10的外壳10b和旋转的轴10a。如该图所示，旋转检测器10具有设置在外壳10b上的定子和设置在作为传感器轴的轴10a上的转子，这些定子和转子由后述的具有检测线圈21a、21b的定子基板11、和具有转子线圈22的转子基板12构成。

此外，在定子基板11上设置有励磁线圈14。例如，如果向励磁线圈14输入作为规定的励磁信号的1相的交流信号，则转子线圈22被励磁。通过该转子线圈22的励磁，在检测线圈21a、21b上感应根据轴10a的旋转进行了振幅调制的正弦波相位输出信号和余弦波相位输出信号。通过根据该正弦波sinθ和余弦波cosθ求出tanθ，并求出反正切，由此进行计算轴10a的旋转角度θ的处理。这样，本实施方式的旋转检测器10以1相励磁/2相输出的振幅调制型为例。另外，通过2相励磁/1相输出、即向励磁侧的2相输入振幅相同、相位不同的交流信号，从而可以应用到输出信号的相位与旋转角度θ成比例地变化的相位调制型。

此外，如图1所示，旋转检测器10将作为上述传感器部的定子基板11及转子基板12、和安装有其控制电路的检测电路基板15容纳于一个外壳10b中。在设置于外壳10b内的检测电路基板15上安装有控制器17。控制器17是例如由微型计算机、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)等构成的控制电路，对检测器10整体进行控制，或进行上述的运算处理等。

经由传感器接口(I/F)16向上述控制器17输入检测线圈21a、21b的输出信号。此外，在控制器17上连接有内部电源电路18、网络I/F19、存储器部20、触点输出电路23。内部电源电路18使从位于旋转检测器10的外部的外部电源所供给的电源根据需要进行变压、稳定化，并供给到内部的各电路。

上述网络I/F19是经由控制系统的网络与例如未图示的作为上级单元的PLC(Programmable Logic Controller：可编程逻辑控制器)进行连接的通信单元。具体而言，在旋转检测器10作为工厂内的制造设备中的各种测量、控制设备来使用的情况下，由控制器17处理后的信号从网络I/F(现场总线I/F)19经由现场总线19a被传输到上述PLC。这样在本实施方式中，将如旋转检测器10那样的各种测量、控制设备作为现场设备，现场总线19a使用一种电缆连接了这些现场设备和上级现场设备(例如PLC)。通过该现场网络进行各信号的数字化或将布线共用化等，可以节省布线、降低成本。此外，由此能够明确现场设备的规格，容易进行其连接、保养，使各种设备在现场总线19a上共存。另外，现场网络可以利用通用的以太网(注册商标)等，不仅可以构成为不以与其它网络的连接为前提的封闭的网络，也可以构成为广义的网络(包括封闭的网络之间的连接)。

上述现场设备为了用现场网络进行通信处理，通过装载例如由制造商等提供的专用芯片即通信用CPU，能够不考虑协议等进行系统化。但是，在该情况下，存在耗费专用芯片的成本(部件单价)、检测电路基板15中的该芯片的安装空间占用得大等的问题。因此，在本实施方式中，为了使控制器17具有专用芯片的功能，通过执行储存在存储器部20中的处理程序，进行与上级现场设备等的通信处理、应用程序的互换性涉及的通信处理等。或者，利用上述FPGA(门阵列)等的硬件结构、软件结构，省略专用芯片，并且实现其功能。由此，旋转检测器10能够实现内部的基板15的小型化和低成本化。此外，上述传感器部及其检测电路的一体化和现场网络化互相结合而使作为包含上述布线的整体的占有空间尽可能紧凑，构建了合理性高的系统。

上述存储器部20包含ROM等非易失性存储器、RAM等易失性存储器、EEPROM等电可擦写的非易失性存储器。在存储器部20中储存有上述处理程序等。另外，在存储器部20中，也可以预先储存用于改善旋转位置和输出值之间的线性的校正值。此外，如后面详细叙述的那样，在本实施方式中，通过将转子线圈22设为波形形状(参照图3的线圈221～224、221h～224h)，从而不使用校正值就改善了线性。

关于上述触点输出电路23，根据需要、其安装空间，酌情地设定触点数，具有例如输出接通、断开这样的进行了2值化的信号的作为电子凸轮的功能，与上述控制器17一起构成控制电路。在此，电子凸轮构成为参照作为绝对数据的旋转角度θ使与由用户设定的角度对应的凸轮开关信号(输出信号)接通、断开。关于这一点，接通、断开的定时的设定在作为机械凸轮的凸轮限位开关的情况下，需要进行其构成元件的位置调整等的麻烦的操作，而在电子凸轮的情况下，能够通过用户的输入操作简单地进行。具体而言，关于接通、断开的定时涉及的数据点(角度)，例如利用上级现场设备或专用设备(将它们作为外部设备)经由现场总线19a(经由网络)设定为用户所希望的值。例如，在通过使用外部设备的输入操作，对于旋转角度θ以机械角设定了0度(第1角度)和90度(第2角度)的情况下，如果判定为轴10a的旋转角度θ为0度以上且90度以内，则控制器17在处于该0度至90度的范围的期间进行使输出信号接通(或断开)的控制。在不改变该设定值的情况下，能够解除网络连接而变成简单的状态，或者也能够使第1角度和第2角度的各默认值预先存储在存储器部20的EEPROM等中，根据其设定变更进行更新。此外，根据电子凸轮，与机械凸轮不同，不会产生凸轮的磨损、位置偏移等的问题，有利于维护。

关于凸轮开关信号，根据电子凸轮的用途不需要高速响应性，也能够利用上级现场设备进行该信号的处理。在该情况下，也设想如下系统：上级现场设备经由现场总线19a读入二进制数据，并输出凸轮开关信号，但如果例如在网络异常时、上级现场设备故障时导致相关的信号中断，就会产生问题。此外，在电子凸轮的用途中，关于从轴10a的角度发生变化起到可得到凸轮开关信号为止的延迟时间，也有要求几十微秒以下的值的情况，也需要高速响应性。在该情况下，上级现场设备读入数据后进行通断的话，延迟时间变长，无法满足相关的要求。因此，与网络等独立地进行高速的通断控制是非常有意义的。

关于这一点，旋转检测器10装载有传感器部、控制器17、触点输出电路23等，具有包含电子凸轮功能的各种功能。此外，作为控制器17，不仅是FPGA，也能够应用专用门阵列，由此能够进行电子凸轮的通断控制。进而，如后面详细叙述的那样，通过将励磁信号设定为100kHz～5MHz这样的高频率，从而也能够将数据的更新时间即上述延迟时间设定在例如10μs以内，能够应对电子凸轮的高速响应的要求。另外，触点输出电路23也可以采用后述的具有作为脉冲编码器的功能的结构。

进而，触点输出电路23具有对根据例如每规定时间的上述旋转角度θ(或后述的旋转次数)与规定阈值的比较结果来进行通断的开关信号进行输出的限速检测功能。在此，限速检测功能是在轴10a的旋转速度变为成为基准(限制的目标)的规定阈值以上时使输出信号成为接通或断开的功能，能够利用上述外部设备进行各种设定。

详细而言，控制器17对使用由自身具有的晶体振荡器生成的时钟信号来测量的每规定时间的旋转角度θ即轴10a的旋转速度[rpm]进行运算。此外，如后面详细叙述的那样，控制器17利用绝对数据来辨别轴10a的旋转方向，生成该旋转方向辨别信号。并且，在存储器部20中储存有作为规定阈值而设定的顺时针方向(CW)的默认值和逆时针方向(CCW)的默认值。规定阈值能够通过使用上述外部设备的输入操作与旋转方向无关地或者针对每个旋转方向设定为用户所希望的多个不同的值，该设定变更后的规定阈值被储存在存储器部20中。因此，例如，在将针对顺时针方向(CW)的旋转速度而设定的多个规定阈值中的较低的值设为第1阈值，将较高的值设为第2阈值的情况下，控制器17进行如下控制：如果判定为计算出的旋转速度超过该旋转方向上的第1阈值，则使输出信号接通(或断开)，如果进一步判定为超过第2阈值，则使输出信号断开(或接通)。

与本实施方式不同，存在机械地使开关进行开闭的速度开关。例如，离心速度开关构成为在形成外框的壳体内容纳利用离心力移动的活动部，根据伴随着其轴的旋转的该活动部的位置变化使电触点开闭。在该装置，电触点开闭时的旋转速度物理地决定，不能确定轴的旋转方向。此外，在离心速度开关，不能变更电触点开闭时的阈值，不能具有多个阈值。机械性的活动部由于磨损、锈、粉尘的影响等，旋转速度的检测变得不稳定，成为工作不良的主要原因。进而，速度开关的壳体需要用于确保活动部的活动范围及稳定的工作的空间，难以实现小型化。

关于这一点，在本实施方式中，如上所述由控制器17生成绝对数据，此外，检测信号涉及的高速响应性与高精度的时钟信号相结合，旋转速度的计算变得极其简单且高精度。进而，关于旋转速度，可通过外部设备经由现场总线19a按旋转方向设定多个阈值，在不改变该设定值的情况下，能够解除网络连接。因此，能够构建如下系统：即使产生网络中的通信异常，旋转检测器10也正常地发挥限速检测功能(触点输出)，并且不产生以往的磨损、工作不良的问题，可靠性高。

[多层基板]

旋转检测器10的外壳10b例如形成圆筒状，在该外壳10b内设置有例如形成圆板状的定子基板11及转子基板12。定子基板11相对于外壳10b安装在图2中上下2处。这一对定子基板11由于使用上下对称地配置的大致相同结构的基板，因此以下对上侧的基板标注符号“11u”，对下侧的基板标注符号“11d”，对各自的构成要素均标注相同符号来汇总地说明。

定子基板11u、11d由例如包括第1层L1～第3层L3的通用的多层印刷电路板构成。定子基板11u、11d配置成在各自的中心部具有直径比轴10a大的穿插孔110，被穿插在轴10a上。定子基板11u、11d的绝缘基材例如由4层的玻璃基材环氧树脂构成。在图3所示的定子基板11u、11d的分解图中，在第1层L1和第2层L2分别设置有线圈图案层，在第三层L3设置有接线层，通过所谓的通孔加工将各线圈图案层与接线层之间电连接。

具体而言，在定子基板11u、11d中，第1层L1的线圈图案层由平面的铜箔的图案形成，包括内周侧的励磁线圈141和外周侧的检测线圈211a、211b、211ah、211bh。其中接近内周的检测线圈211a、211b对应于后述的1节距线圈，是用于以机械角(在将轴10a的1周设为360度的情况下的角度)对360度的量的绝对位置进行检测的线圈。接近外周的检测线圈211ah、211bh对应于后述的16节距线圈，是用于以高分辨率对旋转角度进行检测的线圈。

同样地，第2层L2的线圈图案层也包括内周侧的励磁线圈142、和外周侧的检测线圈212a、212b、212ah、212bh。这样，定子基板11u、11d的各励磁线圈14由多层的励磁线圈141、142的图案构成。此外，定子基板11u、11d的各检测线圈21a、21b由多层的线圈211a～212bh的图案构成。

第3层L3的接线层由为了布线将图3所示的包括端子p1、p2、…的端子组P进行连结的细微的线的图案构成。这样，定子基板11u、11d以相对于图2所示的转子基板12使第1层L1成为内侧、第3层L3的端子组P成为外侧的朝向与该转子基板12具有间隙地相对。另外，各基板11u、11d不限于上述结构，也可以进行在第2层L2和第3层L3之间设置用于屏蔽电磁波的层等的适当的变更。

上述转子基板12由例如包括第1层L1～第4层L4的通用的多层印刷电路板构成，作为绝缘基材，使用了玻璃基材环氧树脂。转子基板12在中心部具有与轴10a嵌合的嵌合孔111，被安装固定在轴10a上。转子基板12的第1层L1～第4层L4分别具有由铜箔构成的平面的线圈图案层来作为转子线圈22。

具体而言，如图3所示，在转子基板12的第1层L1和第4层L4的内周侧设置有与定子基板11u、11d的励磁线圈141、142相对应的变压器线圈241、244。以非接触方式从定子基板11u、11d的励磁线圈141、142向该转子基板12的变压器线圈241、244供给励磁信号(交流信号)。这些线圈141、142、221、224构成旋转变压器。

此外，在转子基板12的第1层L1～第4层L4中设置有与变压器线圈241、244电连接的接近内周的1节距线圈221、222、223、224和接近外周的16节距线圈221h、222h、223h、224h。这些1节距线圈221～224及16节距线圈221h～224h形成在与定子基板11u、11d的检测线圈211a～212b及211ah～212bh对应的位置。

如上所述，通过将定子和转子设为多层基板11u、11d、12，从而不需要以往的对磁性材料组装构成部件的操作，能够减少工时来实现低成本化。此外，没有由于磁性材料的饱和导致的磁性的突变，能够减少外部磁场的偏压、时间变化的影响。多层基板11u、11d、12比磁性材料的材质轻，能够大幅度降低其重量，能够尽量减小负载惯量。特别是在旋转检测器10被应用于伺服电机等的情况下，从该电机来看没有形成无用的负载惯量，所以在实用上是有用的。此外，多层基板11、11u、11d与使用了电磁线的绕组不同，能够易于得到制造偏差少的各种形状的线圈图案。

[线圈的节距和形状]

本实施方式的1节距线圈221～224和16节距线圈221h～224h均形成正弦曲线形状。此处，为了便于说明，在图3～图5中，用矩形波形概念地示出这些线圈221～224、221h～224h的各正弦曲线形状，图4示意性地示出了1节距线圈221和检测线圈211a、211b的位置关系，图5示意性地示出了16节距线圈221h和检测线圈211ah、211bh的位置关系。

即，图4(a)的1节距线圈221形成实际上呈圆环状相连(在转子基板12的周向相连)的正弦曲线状(参照图3)，以机械角将360度的量(一周)设为1节距。图4(b)的一对检测线圈211a、211b存在以互相偏移1/4节距而变为交错的方式来设置的位置关系。另外，在图4(a)、(b)中，以使圆环状配置的该线圈221、211a、211b在左右方向延伸的方式展开的形状示出。

这些1节距线圈221和检测线圈211a、211b的电磁耦合即感应电压在该线圈221与线圈211a、211b中的任一个互相重叠的位置变为最大。该感应电压随着向转子基板12的旋转方向(参照图4(a)的右方箭头)移动而逐渐减少，在偏移了1/4节距的位置，磁通量彼此抵消而变为0。此外，感应电压在偏移了1/2节距的位置取得反极性的最大值，如果进一步旋转，则在偏移了3/4节距的位置再次变为0。然后，在移动了1个节距量的位置能够得到原来的最大值的感应电压。这样，感应电压以与线圈221的1节距相同的转子基板12的旋转周期来描绘1个循环，然后随着转子基板12的旋转而重复相同的循环。

此外，图4(b)的检测线圈211a、211b相互偏移了1/4节距，因此随着转子基板12的旋转，能够得到电磁耦合以cos、sin曲线变化的2个感应电压。关于这样的电磁耦合程度，在将转子基板12和定子基板11之间的相对位置(相对角度)的差设为θ的情况下，在检测线圈211a，与cosθ成比例，而在检测线圈211b，与sinθ成比例。因此，感应电压的变化与两个线圈211a、211b存在由相对角度确定的唯一关系，所以通过对该检测线圈211a、211b所感应的电压进行检测，能够求出旋转角度。

图5(a)的16节距线圈221h也形成实际上圆环状相连的正弦曲线形状(参照图3)，在该图中，概念地示出了该线圈221h的一部分。16节距线圈221h是将转子基板12的节距数α设为16，即以机械角将旋转1/16量的角度(22.5度)设为1节距。在此，“1节距”相当于在该角度范围内进行绝对的位置检测的区间。作为其分割数的节距数不限定于“16”，能够进行设定为“8”、“32”等的适当变更。

图5(b)的检测线圈211ah、211bh中的一个线圈211bh相对于16节距线圈221h偏移了1/4节距。此外，检测线圈211ah、211bh相互之间偏移了1/4节距，因此在检测线圈211ah，检测出与Cos(αθ)成比例的感应电压，在检测线圈211bh，检测出与Sin(αθ)成比例的感应电压。

[信号处理的概念图]

图6示出了上述的旋转检测器10的控制器17中的信号处理的概念图。在此，将转子基板12与轴10a一起旋转的旋转角度设为θ，在图6中用Icosωt表示向励磁线圈141、142供给的励磁信号(后述的MHz频带的交流电)。此外，1节距线圈221～224和16节距线圈221h～224h经由变压器线圈241、244(旋转变压器)被励磁。此时，在检测线圈21a、21b上感应根据轴10a的旋转进行了振幅调制的正弦波相位输出信号和余弦波相位输出信号。

在此，向图6的同步整流电路31中输入16节距线圈用的检测线圈211ah、212ah的输出信号(Kp·cosωt·cos16θ)。向同步整流电路32中输入1节距线圈用的检测线圈211a、212a的输出信号(Kc·cosωt·cosθ)。向同步整流电路33中输入1节距线圈用的检测线圈211b、212b的输出信号(Kc·cosωt·sinθ)。向同步整流电路34中输入16节距线圈用的检测线圈211bh、212bh的输出信号(Kp·cosωt·sin16θ)。另外，I、Kp、Kc是系数，以下的Lp、Lc也设为系数。

同步整流电路31～34进行各输出信号的同步整流。此外，低通滤波器(LPF)35～38去除同步整流电路31～34的各输出信号的高频成分。由此，运算电路39a基于从低通滤波器35输入的信号(Lp·cos16θ)和从低通滤波器38输入的信号(Lp·sin16θ)对旋转角度θ进行运算。此外，运算电路39a基于从低通滤波器36输入的信号(Lc·cosθ)和从低通滤波器37输入的信号(Lc·sinθ)对旋转角度θ进行运算。由此，运算电路40通过合成由运算电路39a、39b算出的计算值，从而检测轴10a的旋转角度θ来作为以下说明的绝对数据，并且以更高分辨率得到该角度θ。

[1T传感器部和16T传感器部]

对于上述旋转角度θ，关于1节距线圈221～224，被赋予为4比特的数字位置信号，关于16节距线圈221h～224h，被赋予为16比特的数字位置信号。在此，图7示出了1节距线圈221～224及检测线圈211a～212b(以下设为1T传感器部)、和16节距线圈221h～224h及检测线圈211ah～212bh(以下设为16T传感器部)涉及的数字位置信号的值。

如该图所示，在轴10a以机械角旋转360度的情况下，用1T传感器部变为“0”～“15”的数字值，用16T传感器部变为将从“0”到“4095”的递增计数重复进行16次的数字值。关于1T传感器部和16T传感器部，1节距的输出信号的非线性即与旋转角度相关的直线性误差的比例均大致相等。因此，如果从轴10a的机械角来看，则16T传感器部相比于1T传感器部能够使误差的程度降低为1/16，从误差特性的观点来看是适合的。与此相同，关于分辨率(上述分割数)、温度特性、耐噪声特性，16T传感器部也成为更优选的部件。

这样，节距比较小的16T传感器部作为使传感器特性提高的方法是有效的，另一方面，作为绝对值能够检测的范围、即1节距的机械角被限定为22.5度。因此，关于轴10a的机械角360度的旋转位置，无法识别是图7所示的16区块中的哪个区块的位置。另一方面，1T传感器部虽然在各特性方面比16T传感器部差，但是将机械角360度设为1节距，可掌握轴10a的1周中的旋转位置。因此，使用1T传感器部的位置信号，识别使用16T传感器部不清楚的区块的位置。这样，在图7的数据结构的情况下，作为1周绝对传感器，成为以机械角对360度/(4096×16)的旋转的变化进行检测的旋转检测器10。

由此，用1T传感器部和16T传感器部同时检测，能够以高精度、高分割数对轴10a的1周进行绝对检测。另外，16T的传感器部也可以设定为8T(1/8分割)、32T(1/32分割)这样的节距。该分割数根据物理的配置空间、由1T传感器部确定旋转位置的位数来设定。此外，传感器部不限于上述的1T和16T这两种，例如也可以使用装载有1T、8T、64T这样的3种或3种以上的种类的传感器部的多层基板而达到更高性能。另外，关于上述多层基板11u、11d、12，包含线圈形成的设计的自由度很高，能够简单且容易地安装各种多个线圈(传感器部)，能够形成低成本的结构。

[励磁信号的频率]

但是，在感应同步器(商品名)等的旋转传感器中，为了提高传感器线圈的电感、磁耦合度，通常是由作为磁性材料的铁等的金属材料构成定子、转子。该旋转传感器的励磁信号的频率设定为几百Hz～10KHz左右。其原因如下。

[1]由于电感足够高，因此即使是较低的励磁信号的频率也能得到足够的检测信号。

[2]与本实施方式不同，旋转传感器与其检测电路(控制装置)为不同体。因此，旋转传感器和控制装置之间存在间隔距离(连接两者的电缆长度)，所以以使不受线路容量的影响的方式设定为低频率。此外，由于线间的串扰，传感器线性恶化，其影响程度也根据电缆长度而变化。

[3]如[1]所述，由于电感高，所以如果是较高的励磁信号的频率，则出现谐振的影响，误差增大。

[4]作为磁性材料来使用的铁、硅钢板等的高频特性不太好。

[5]即使在伺服系统中使用的情况下，采用20KHz左右的励磁信号的频率也足以实用。

[6]在模拟系统中，在高速下无法得到所希望的特性。

另一方面，如本实施方式那样，不使用磁性材料，采用例如在直径为左右的外壳10b中容纳具有线圈的多层基板的部件。在该情况下，多层基板的直径变为左右，从励磁电路观察到的线圈(传感器部)的电感的值变得非常小，例如为几μH～10μH。在此，例如在电感为10μH，频率为10KHz时，阻抗Z1如下。

Z1＝2πfL＝2π×10×10³×10×10^-6≈0.63[Ω]…(1)

关于这一点，如果使缓冲电路成为强力的电路，则对线圈进行励磁的传感器驱动电路的输出电流达到0.5[A_0-P]左右在技术上也不难。但是，这样的电路不仅存在部件数量增加、消耗电流增大这样的问题，也会产生由于发热导致的可靠性降低的问题。此外，如果设置散热器，则占用空间增大，与如本实施方式那样要使传感器部和控制装置成为一体来实现小型化的技术思想相矛盾。因此，传感器驱动电路的输出电流设定为10～30[mA_0-P]左右。在例如将30[mA_0-P]的驱动电流施加到式(1)的Z1(≈0.63Ω)的情况下，其两端呈现的电压V1如下。

V1＝Z1×30≈18.8[mV_0-P]…(2)

另外，在式(2)中忽略了直流电阻成分。

进而，可认为在传感器部的2次检测电路即2次侧感应的检测电压V2相对于上述V1的电压变为百分之几左右。这样，在本实施方式中，与使用磁性材料的通常结构不同，无法使磁耦合度变高，因此考虑其比率。例如，如果将该比率设为3％，则检测电压V2如下。

V2＝V1×0.03＝18.8×0.03≈0.56[mV_0-P]…(3)

该结果表示在关于励磁信号为10[KHz]、30[mA_0-P]，对传感器部进行励磁的情况下，检测电压变为0.56[mV_0-P]。关于这一点，检测电压进行放大等并最终被输入到A/D转换器，但其输入时的电压通常需要成为几V左右。

因此，在相关的条件下，关于检测电压，需要放大3000倍以上，由于必须提高增益，所以导致部件数的增加。此外，增益非常高的放大电路由于信号的输入级和放大输出级的轻微的耦合(静电耦合、磁耦合和公共阻抗)，有时设想以外的正反馈增加而产生振荡。并且，重要的是，检测电压本身较小，存在容易受到放大电路自身的噪声的影响、外来噪声的影响的问题。

在此，对放大器的噪声加以简单的考察。关于放大检测电压V2的初级运算放大器，为了采用10[KHz]的信号相位不发生偏移，相对于工作频率需要足够宽的带宽。关于这一点，由于一般的宽带的运算放大器的等效输入噪声电压密度为10nV/(Hz)^1/2左右，所以在将上述带宽设为1[MHz]的情况下，输入部噪声电压Vn如下。

Vn＝10×10^-9×(1×10⁶)^1/2＝0.01[mV_0-P]…(4)

该Vn接近式(3)的V2＝0.56[mV_0-P]的2％，看似没有大的问题。但是，在要实现更高的检测精度的结构中，如初级运算放大器的输入噪声产生影响那样的由超微小输入使用的情况在现实中问题较多。此外，除了上述的外来噪声之外，电路的电源线的噪声、DC/DC电源的开关噪声、来自逻辑信号的串扰等也对信号造成影响。

作为这种问题的对策，也可考虑增大励磁信号的电流，但由于上述的理由，所以不优选。因此，在本实施方式中，要提高励磁信号的频率。例如，如果将励磁信号的频率从原来的10KHz提高至10倍的100KHz，则上述的Z1、V1、V2如下。

Z1＝2πfL＝2π×100×10³×10×10^-6≈6.3[Ω]…(5)

V1＝Z1×30≈188[mV_0-P]…(6)

V2＝188×0.03≈5.6[mV_0-P]…(7)

这样，检测电压V2与励磁信号的频率成比例地增加，抗噪性也提高。因此，在将励磁信号的频率进一步提高10倍而设定为1MHz的情况下，检测电压V2也变为10倍，因而更优选。此外，关于在将励磁信号的频率设定得高的情况下的上述[2]～[6]的问题，能够如下这样解决。

[2]的问题

如同本实施方式的旋转检测器10，由于将传感器部和包含控制器17的检测电路容纳在同一外壳10b内，所以能够尽可能缩短转子基板12与检测电路基板15之间的电缆长度。该情况下的电缆长度能够控制到尽可能短的一定长度(例如3cm以下)。因此，电缆的线路容量也只受到实质上可忽略的程度的影响。换而言之，可以说提高励磁信号的频率和相互靠近地配置传感器部及其控制装置具有良好的相容性。

[3]、[4]的问题

旋转检测器10由于不使用磁性材料，所以电感低，因此将励磁信号的频率设定为较高的值。这与使用磁性材料的定子和转子的高频特性恶化的问题存在密切相关的关系。顺带一提，如市售的扼流圈等那样，在具有良好的频率特性的一般的电感部件中，已知呈现谐振状态(自谐振)是其阻抗为1KΩ～几十KΩ左右。在该情况下，无论是哪个电感值，都以如阻抗成为1KΩ～几十KΩ左右那样的频率达到谐振，因此可以认为是由线圈和线圈自身所产生的线路容量而引起的物理界限。

本实施方式的旋转检测器10在从电感的观点来看的情况下也同样是进行谐振的装置，为了使得不受由谐振现象造成的电流相位的不稳定状态的影响，应该以足够低于谐振频率的频率进行驱动。由此，在阻抗值为几十Ω～几百Ω左右以下的情况下，可以认为不受谐振的影响而作为传感器来充分地发挥作用。在此，关于上述的Z1，尝试对将阻抗的界限例如设为300Ω时的频率进行逆运算。

f＝Z1/2πL≈4.8[MHz]…(8)

即，在旋转检测器10中，不受谐振的影响而充分地发挥作用的频率原理上约为5MHz左右。另外，关于传感器部的线圈设计，由于稍微变通是有效的，所以该值并不是绝对的界限。此外，在阻抗过高的情况下，如果以30[mA_0-P]这样的电流进行驱动，则也存在线圈两端的电压上升过多而无法完全驱动的问题。即使从这点来看，线圈的阻抗设定在如成为几百Ω以下那样的励磁信号的频率范围也是合理的。

[5]的问题

如上所述，在本实施方式中，由于设定在比现有技术高的励磁信号的频率范围，所以能够使与旋转位置检测相关的响应频率提高，可以说是更优选的构成。

[6]的问题

由于近年来半导体设备的进步，关于在本实施方式的检测电路中尤为重要的OP放大器，能够容易地获得频带超过1GHz、小型且低价的部件。进而，关于在检测电路中尤其重要的A/D转换器，也能够容易地获得采样率超过100MHz、小型且低价的部件。这样，发明人针对有效利用了这些部件的旋转检测器10，构建了以5MHz的励磁信号的频率进行工作的检测电路。

图8示出了此时供给到励磁线圈141、142的励磁信号的频率和用检测线圈211ah～212bh检测到的电压V2(在变为最大值的转子位置处的检测值)的关系。如该图所示，在励磁信号的频率为10KHz、100KHz、1MHz、5MHz时，检测电压V2的各个峰值[mV_0-P]变为约0.06、约0.85、约21.2、约115。这样，检测电压V2与励磁信号的频率大致成比例地增加，能够验证出在1MHz、5MHz的条件下取得足够大的值。另外，在现有技术中，没有设定成这样的高频，可以认为根本不需要将频率设定得很高(在现状下就够用)从而不被改善也成为一个原因。

如上所述，在本实施方式中，将励磁信号的频率设定为100KHz以上的高频，优选设定为100KHz～5MHz，更优选设定为1MHz～5MHz即可。由此，能够得到现有技术没有的效果：即使是不使用磁性材料的旋转检测器10也能够协同地提高作为其传感器的特性，使响应频率提高等。

[转子线圈的形状]

如果将转子基板12侧的线圈221～224h设为正弦曲线状，则即使在对于包含检测线圈211a～211bh的各线圈任意地设定了各自的节距、各基板11、11u、11d间的距离的情况下，也能够得到所希望的感应电压。即，关于多层基板11、11u、11d，能够通过图案成型来形成如上所述那样使用电磁线的绕组不能实现的精度高的特殊的线圈图案。

关于这一点，一般的感应同步器(商品名)的线圈为矩形波形，但是在应用于上述的尺寸形状(外壳10b直径，)的情况下，可知输出变化特性的线性恶化。因此，通过设计成与后述的定子基板11u、11d间的距离(参照图2的Gu、Gd)、适宜维持性能的线圈结构(1T和16T传感器部)相符合的线圈形状，从而不会导致材料费用、组装工时的增加，能够实现线性的改善。

也可以采用在上述存储器部20中与1T和16T传感器部不同地预先储存检测误差、并将检测误差作为校正值来进行旋转角度θ的运算的结构。但是，在该结构中，通过与传感器部分开进行校正处理，也考虑成本增加等缺点。因此，通过如本实施方式那样使线圈221～224h形成为正弦曲线状，能够用不进行旋转角度θ的校正的简单的结构使线性提高。另外，即使在使线圈221～224h形成为正弦曲线状的情况下，为了尽可能地减少误差，也可以进行误差的校正处理。

[基板的配置和“偏移”]

发明人为了验证在旋转检测器10中夹着转子基板12的两侧的定子基板11u、11d的效果，进行了与省略了一侧的定子基板11u(图2中，上侧的基板11u)的结构相比较的实验。以下，将前者简称为两侧定子11u、11d，将后者简称为一侧定子11d，在图9中示出了将机械角360度设为1节距的1T传感器部的实验结果，在图10中示出了将机械角22.5度设为1节距的16T传感器部的实验结果。

此外，将图2的两侧定子11u、11d和转子基板12的各相对面间的距离Gu、Gd均设定为0.35mm，在图9、图10中，用横轴表示该转子基板12的轴向(在图2中将上方设为正方向)的偏移量。此外，在图9(a)和图10(a)中，将1T和16T传感器部的1次信号(励磁信号)的施加电流设定为接近于实机的30[mA_0-P]，示出了此时的2次信号(输出电压)V2的峰值的电压[mV_0-P]。

在图9(a)所示的1T传感器部的情况下，使用两侧定子11u、11d和一侧定子11d，输出电压V2的大小的差异变得明显，在转子基板12处于本来的基准位置(0mm)的情况下，其电压比变为3.6倍左右。在图10(a)所示的16T传感器部的情况下，使用两侧定子11u、11d和一侧定子11d，输出电压V2也存在较大的差异，在转子基板12处于基准位置的情况下，其电压比变为3.7倍左右。此外，如图9(a)和图10(a)所示，可知无论是1T和16T传感器部的哪一个，在两侧定子11u、11d，转子基板12在自基准位置±0.3mm的范围内偏移，对输出信号V2带来的影响都少。相对于此，在一侧定子11d，输出电压V2随着转子基板12远离而变小。因此，表示两侧定子11u、11d和一侧定子11d的输出电压V2之比的2次输出电压比产生了较大的差异，在1T传感器部的情况下为6.3倍(参照图9(a))，在16T传感器部的情况下为7.6倍(参照图10(a))。从该结果可知，在两侧定子11u、11d的情况下，与一侧定子11d相比，能够使输出电压V2大幅度增加，即使产生了对电路板11u、11d、12组装时的偏移或由于长时间使用导致的偏移，也能够抑制电压下降，维持其性能。

此外，如图9(b)所示，在1T传感器部中，转子基板12的从基准位置的偏移量与伴随着该偏移产生的旋转角度θ的检测误差大致成比例。在该情况下，在两侧定子11u、11d，只是产生一侧定子11d的检测误差的1/5以下的检测误差。在图10(b)的16T传感器部中，在转子基板12产生了从基准位置的偏移的情况下，在两侧定子11u、11d，也收敛于一侧定子11d的检测误差的1/4以下的检测误差。根据该结果，在两侧定子11u、11d的情况下，即使产生了对基板11u、11d、12组装时的偏移或由于长时间使用导致的偏移，也能够尽量抑制检测误差来维持检测精度，可以说擅长应对轴向的偏移。

[励磁电流的相位]

在旋转检测器10中，考虑对通过励磁线圈141、142的驱动经由旋转变压器对转子线圈22进行励磁从而使检测线圈21a、21b感应的输出信号进行检测的过程。在该情况下，检测线圈21a、21b的输出信号即电压的相位与在励磁线圈141、142流动的电流的相位一致。

即，首先，关于检测电路侧的输入阻抗相比于检测线圈21a、21b的阻抗设计得足够高，所以在该部分相位不变化。另一方面，在关于励磁侧对线圈141、142进行电压驱动的情况下，在该处流动的“电流的相位”根据线圈141、142的阻抗来确定。该阻抗是线圈141、142的“电阻”成分和“由电感产生的电抗”成分的合成值(参照图11(b))。在多层基板11u、11d中的线圈141、142的情况下，相对于电感值，电阻值没有小到能够忽略的程度。即，关于在线圈141、142流动的电流，与电阻成分能够忽略的理想的电感器不同，不会变成相对于线圈141、142两端的驱动电压延迟了90度相位的波形。

与本实施方式不同，在使用了一般的旋转检测器的系统中，采取将励磁信号作为基准信号、对检测信号进行同步整流的方法。在该同步整流处理中，基准信号和检测信号的相位关系也成为用于检测旋转角度θ的重要信息，在如上述那样相位发生偏移的情况下，如果使基准信号侧的相位进行必要量的偏移，似乎可以解决相关的问题。但是，在该情况下，当线圈的电阻成分根据传感器元件的周围温度的变化而变化时(参照图11的(b)的ΔR)，励磁电流的相位也会随之发生偏移。该偏移的相位的量直接成为检测电路侧的电压相位的偏移而发生，其结果是，旋转角度θ的数据产生偏移。

因此，如图11(a)所示，在本实施方式的旋转检测器10中，关于励磁侧，使用将对线圈141、142的驱动电流设为恒定的恒定电流驱动电路50进行驱动。因此，即使线圈141、142的电阻成分根据周围温度的变化而变化，也能够通过励磁线圈141、142的恒流驱动(控制器17的恒流控制)进行其补偿，将励磁电流的相位作为已知的部分来处理。这样的与温度变化相关的补正也能够通过恒压驱动来进行。另外，为了对励磁线圈141、142的励磁电流的相位进行检测，也能够使用对到零交叉点为止的时间进行计数的计数器来进行温度校正，但在上述恒流驱动的情况下，能够使用不需要这样的检测电路的简单结构来提高检测精度。

<脉冲编码器功能>

旋转检测器10中的触点输出电路23除了具有上述的电子凸轮功能、限速检测功能之外，还能够利用绝对数据而具有作为脉冲编码器的功能。脉冲编码器是由触点输出电路23输出A相、B相、Z相的脉冲信号的装置。这些输出中，Z相是表示每旋转1周输出的基准位置的脉冲，以下对A相和B相的脉冲的生成方法进行概述。

上述控制器17将1T传感器部或16T传感器部的数字位置信号作为图12(a)所示的传感器数据而输出到差分运算电路51。差分运算电路51以一定周期读入相关的传感器数据，对当前周期的传感器数据和1周期前的传感器数据的差分进行运算，并输出到后级的脉冲转换电路52。此外，差分运算电路51基于计算出的差分对轴10a的旋转方向进行辨别，将该旋转方向辨别信号输出到脉冲产生电路53。

脉冲转换电路52基于所输入的差分转换成如图12(b)那样按一定周期变得均等的均衡脉冲。然后，脉冲产生电路53基于所输入的均衡脉冲和旋转方形辨别信号来生成A相的脉冲信号，并且生成相对于该A相延迟了1/4周期的B相的脉冲信号。采用如下结构：这些A相、B相的脉冲信号的脉冲数设定、即旋转量与产生的脉冲数之比即脉冲重复频率使用外部的设定操作部(省略图示)设定为经由上述现场总线19a输入的任意的值。

与上述结构不同，在使用光学类的传感器的一般的脉冲编码器的情况下，由于使用直接连接于轴的圆盘状的玻璃，因此如果施予冲击则可能有破损的风险。此外，光学类的发光元件和受光元件的寿命比较短，由于热的影响而进行劣化。伴随于此，也会产生未输出脉冲、脉冲的占空比变得不是50％的情况。进而，如果光学类的部分结露，或侵入粉尘等，则存在立即进行错误工作、变得无法使用等问题。

关于这一点，本实施方式的旋转检测器10能够不使用现有技术的光学类的传感器，而作为基于绝对数据将A相、B相、Z相的脉冲信号进行输出的脉冲编码器来发挥作用。由此，构成为耐久性优异的装置，能够延长寿命，并能够解决上述的问题。此外，旋转检测器10构成为能够基于从上述设定操作部输入的设定值进行脉冲重复频率的设定变更。因此，作为制造设备的备用配件，不需要如以往那样按脉冲重复频率准备多种配件，能够采用通用性优良的装置。

如以上说明的那样，本实施方式的旋转检测器10在基于通过转子线圈22被励磁信号励磁而在检测线圈21a、21b感应的检测信号，对转子基板12和定子基板11u、11d的相对的旋转角度进行检测的结构的情况下，励磁信号的频率设定得比在分别使用磁性材料构成了转子和定子的情况下所要求的规定频率高。

由此，转子基板12和定子基板11u、11d使用了比磁性材料的材质轻的多层基板，因此能够大幅度降低其重量。此外，转子线圈22和检测线圈21a、21b能够在多层基板中容易地形成为制造偏差少的线圈图案。并且，通过励磁信号的频率设定得比在分别使用磁性材料构成了转子和定子的情况下所要求的规定频率高，从而能够补充由于不使用磁性材料导致的电磁耦合度的降低。进而，能够消除磁性材料的饱和特性等的影响，能够使检测精度提高。

将上述励磁信号设定成100KHz以上的高频。由此，能够使在检测线圈21a、21b感应的检测信号成为增强的信号，也能够提高抗噪性。

以使用上述一对定子基板11u、11d夹着转子基板12，并且使一对定子基板11u、11d与转子基板12分别相对的方式配置。由此，与使用一个定子基板11d的情况相比，能够使检测信号大幅度增加。此外，即使产生对转子基板12、定子基板11u、11d组装时的偏移或由于长时间使用导致的偏移，也能够抑制检测信号的降低、检测误差。

上述转子线圈22(1节距线圈221～224和16节距线圈221h～224h)用相对于转子基板12形成正弦曲线状的图案来形成。由此，相比于将转子线圈22形成为矩形波形形状的情况，能够使转子基板12的旋转位置和输出值的线性提高。

本发明不只限于上述的或者附图所记载的实施方式，能够进行各种变形或扩展。

也可以采用对轴10a的旋转次数和旋转角度同时进行检测的多次旋转检测型的结构。在该情况下，例如通过在轴10a设置减速齿轮，其每旋转1周递增计数，从而对旋转次数进行计数。在该多次旋转检测型的旋转检测器10中，也可以采用如下结构：具有上述的电子凸轮功能、限速检测功能，能够通过上述外部设备经由现场总线19a进行对与凸轮开关信号相关的旋转角度θ、与每规定时间的旋转次数的测量值相关的规定阈值的设定变更。

由此，获得如下与上述实施方式相同的效果，即：关于电子凸轮功能，能得到高速响应性，与机械凸轮不同，能够简单地进行接通、断开的定时的设定等。此外，关于限速检测功能，控制器17基于上述检测信号对每规定时间的旋转次数进行测量，输出根据该旋转次数的测量值与规定阈值的比较结果进行通断的开关信号。因此，旋转速度的计算变得极其简单且高精度。此外，获得能够与网络等独立地进行高速的通断控制、能够构建可靠性高的系统等的与上述实施方式相同的效果。

此外，各基板11u、11d、12的形状、尺寸不限定于上述方式，例如能够进行使层L1～L4的数量增减等的适当变更来实施。

产业上的可利用性

如上所述，本发明对旋转检测器是有用的。