用于借助FMCW雷达进行对象定位的方法与流程

发送经斜坡形频率调制的雷达信号，所述雷达信号的调制模式具有有时间偏差的彼此相继的斜坡的序列；

在所述彼此相继的斜坡的时钟中周期性地在至少两个开关状态之间切换，所述至少两个开关状态在用于发送和用于接收的天线元件的选择方面不同；

将所接收的雷达回波与所发送的信号向下混频到基带中；

将对于所述不同的开关状态获得的基带信号转换到频谱中，根据所述频谱确定雷达目标的间距和相对速度；以及

为了确定所述雷达目标的定位角，相互比较对于不同开关状态获得的基带信号的相位。

此外，本发明涉及一种尤其用于机动车的雷达传感器，所述雷达传感器构造用于实施所述方法。

背景技术：

在机动车中，FMCW雷达传感器用于检测交通环境，尤其用于定位车辆。定位结果可以用于不同辅助功能，例如用于自动间距调整、自动碰撞警告或者用于在严重碰撞危险时紧急制动过程的自动触发。

基带信号的频率等于在给定时刻发送的信号与在相同时刻接收的信号之间的频率差。基于发送信号的频率调制，该频率差与信号由雷达传感器到对象并且返回的传播时间有关并且因此与对象的间距有关。然而基于多普勒效应，频率差也可以包含如下部分，该部分由对象的相对速度决定。在单个斜坡上频率差的测量因此还不允许间距的和相对速度的确定，而是仅仅提供在这些参量之间的线性关系。该关系可以在间距/速度图(R-v图)中表示为直线。为了获得用于间距和相对速度的明确值，在常用类型的FMCW雷达中以相互交替的上升和下降的频率斜坡工作。在R-v图中然后对于每个斜坡获得另一直线，并且对象的间距和相对速度通过这两个直线的交点给出。

在另一实施方式中，借助相同的相对短的频率斜坡序列——所谓的快速线性调频“Rapid Chirps”工作，所述频率斜坡相比于其持续时间具有高的频率偏移(Frequenzhub)并且因此如此倾斜，使得在基带信号中，间距有关的部分占主导，而多普勒部分仅仅是小的校正。该校正通过以下方式来确定：即从斜坡到斜坡地追踪基带信号的相位变化。在此利用如下情况，基带信号的相位相对灵敏地对对象间距的小的变化作出反应，该小的变化由对象在由一个频率斜坡到下一频率斜坡的短的时间间隔期间的相对运动引起。

但因为相位变化是相对速度的周期函数，所以仅仅当相对速度如此小使得相位变化小于半个周期(亦即小于п)时才可以明确确定相对速度。

大多数情况下，雷达传感器具有多个天线元件，所述多个天线元件相互间隔开地布置在一条线，例如水平线上，从而所定位的对象的不同的方位角导致在以下传播长度方面的差：雷达信号由对象直至相应天线元件必须经过所述传播长度。所述传播长度差导致在由天线元件接收并且在所属分析处理通道中被分析处理的信号的相位方面的相应的差。通过在不同通道中接收的(复数的)幅度量值与在天线图中的相应幅度的比较然后可以确定雷达信号的入射角并因此确定所定位的对象的方位角。

在MIMO(多输入/多输出)雷达的情况下通过以下方式实现较大的角分辨能力：即人们不仅借助多个接收天线元件工作，而且也借助多个发送天线元件工作，其中，分析处理发送与接收天线元件的不同组合。发送天线元件的变化位置那么导致附加的相位差并因此导致如下信号：所述信号与借助具有单个发送天线元件和附加的(虚拟)接收天线元件的配置将获得的信号等同。通过这种方式虚拟地增大孔径并因此改善角分辨率。

在MIMO雷达中，不同发送信号必须是相互正交的。这例如可以通过码分复用、频分复用或时分复用实现。然而，码分复用方法需要高的耗费并且能够实现信号的仅仅受限的正交性。在频分复用方法中存在如下缺点，即相位和多普勒移位与相应的波长有关。在此提出的方法因此基于时分复用原理。然而，在此存在如下问题，即所定位的对象的相对运动结合在不同开关状态之间的时间偏差导致相位差，所述相位差使得随后的角估计变得困难。补偿相位移位的一种可能性在于，根据所测量的相对速度来估计通过对象运动引起的相位移位，然而这仅仅以受限的精度是可能的。

技术实现要素：

本发明的任务在于，说明一种用于MIMO雷达的时分复用方法，所述时分复用方法允许更准确的角估计。

所述任务根据本发明通过以下方式来解决，即：

所述基带信号分别对于每个开关状态经受二维傅里叶变换，其中，在第一维中逐斜坡地进行变换而在第二维中通过斜坡系数j进行变换，所述斜坡系数计数在所述序列内的斜坡，在使用窗函数的情况下除了沿着时间轴的移位之外所述斜坡获得所述基带信号的波形；以及

对于所述不同开关状态获得的频谱经受频率有关的相位校正，所述相位校正补偿所述斜坡的时间偏差。

本发明允许，依次对于任意数量的开关状态获得的基带信号涉及共同的参考时刻，从而消除通过对象运动引起的相位移位，而为此不需要用于对象的相对速度的准确的估计值。

本发明有利的构型在从属权利要求中给出。

在一种有利的实施方式中，对于在第二维中的基带信号加窗使用以下窗函数：所述窗函数对于不同开关状态具有相同形状，然而相对于彼此具有与在不同开关状态中发送的斜坡相同的时间偏差。

附图说明

以下根据附图更详细地阐述实施例。附图示出：

图1：FMCW雷达系统的方框图；

图2：MIMO雷达传感器的详细方框图；

图3：调制模式，其具有三个有时间偏差的斜坡的重复序列，它们以不同的天线配置进行发送和接收；

图4：对于根据图3的三个斜坡的以作为斜坡系数j的函数的幅度量值的形式示出的未加窗的基带信号；

图5：单个窗函数；

图6：在以根据图5的窗函数加窗之后的根据图4的基带信号；

图7：有时间偏差的窗函数；以及

图8：在以根据图7的窗函数加窗之后的根据图4的基带信号。

具体实施方式

在图1中作为简化方框图示出FMCW雷达传感器10，所述FMCW雷达传感器例如在前面安装在机动车中并且用于测量对象12、14——例如行驶在前面的车辆——的间距和相对速度v。雷达传感器10具有电压控制的振荡器16，其通过混频器18提供经频率调制的发送信号给发送与接收装置20，信号由发送与接收装置朝对象12、14的方向发送。在对象上反射的信号由发送与接收装置20接收并且在混频器18中与发送信号的一部分混频。通过这种方式获得基带信号b，所述基带信号在电子分析处理与控制装置22中被进一步分析处理。

如图2所示，发送与接收装置20具有四个天线元件24、26、28、30，它们共同形成平面组合天线。雷达传感器如此安装到机动车中，使得天线元件24-30并排位于相同高度上，从而实现沿水平(在方位角上)雷达传感器的一定的角分辨能力。在图2中象征性示出雷达射束，所述雷达射束由天线元件在方位角θ下接收。

用于控制天线元件的高频部分34例如通过一个或多个MMIC(单片微波集成电路)形成并且包括开关网络36，各个天线元件经由所述开关网络选择性地可与振荡器16连接。由天线元件24-30接收的雷达回波分别借助于循环器(Zirkulator)38耦合输出并且提供给混频器18，在那儿雷达回波与由振荡器16提供的发送信号混频。通过这种方式，对于所述天线元件中的每一个获得一个基带信号b1、b2、b3、b4，所述基带信号输送给电子控制与分析处理装置22。

控制与分析处理装置22包含控制部分40，所述控制部分控制振荡器16的和开关网络36的功能。周期性地以上升和/或下降的频率斜坡的序列的形式调制由振荡器16提供的发送信号的频率。

此外，控制与分析处理装置22包含具有四通道模拟/数字转换器42的分析处理部分，所述分析处理部分数字化并且记录由所述四个天线元件获得的基带信号b1-b4。如此获得的时间信号然后逐通道地在变换级44中通过快速傅里叶变换转换为相应频谱。在这些频谱中，每个所定位的对象以峰值形式呈现，所述峰值的频率位置与由雷达传感器到对象以及返回到雷达传感器的信号传播时间有关以及——基于多普勒效应——与对象的相对速度有关。由对于相同对象获得的然而在具有不同斜率例如上升斜坡和下降斜坡的频率斜坡上的两个峰值的频率位置然后可以计算所涉及的对象的间距R和相对速度v。

如在图2中根据雷达射束示意性地示出的那样，天线元件24-30的不同位置导致：由同一天线元件发射的雷达射束在对象上反射并且然后由不同天线元件接收，经过不同传播长度并且因此具有相位差，所述相位差与对象的方位角θ有关。所属的中间频率信号b1-b4也具有相应的相位差。所接收的信号的幅度(量值)由天线元件到天线元件也是不同的，同样与方位角θ有关。所接收的信号的复数幅度、也即绝对量值和相位与方位角θ的关系可以对于每个天线元件以天线图的形式保存在控制与分析处理装置22中。角估计器46对于每个所定位的对象(频谱中的每个峰值)比较在四个接收通道中获得的复数幅度与天线图，以便因此估计对象的方位角θ。作为用于方位角的最可能的值在此假定如下值：在所述值的情况下，所测量的幅度最好地与在天线图中读取的值相关。

然而，在这里描述的MIMO雷达的情况下，在所述四个通道中的复数幅度也与以下有关：所述四个天线元件24、26、28、30中的哪一个用作发送元件。例如开关网络36允许以天线元件24发送第一频率斜坡(那么发送阵列仅仅由唯一的天线元件24组成)，然后切换到天线元件26上并且然后依次切换到天线元件28和30上，此后开始新的循环。通过这种方式获得4x 4＝16个不同情况，这些情况可以通过以下信号模型来描述。

对于具有天线元件24、26、28、30的平面线性天线阵列作为接收阵列，(在理想地假定各向同性天线元件下)控制向量a_rμ(θ)具有以下组成部分：

a_rμ(θ)＝exp(2πi·(d_rμ/λ)·sin(θ))，μ＝1，...，4

所述控制向量确定在由所述四个天线元件接收的信号的复数幅度之间的相位关系。系数μ在此表示天线元件，并且参量d_rμ说明天线元件在水平中的位置，相对于任一任意选择的原点。

相应地，控制向量a_tv(θ)对于发送阵列具有如下组成部分：

a_tv(θ)＝exp(2πi·(d_tv/λ)·sin(θ))，v＝1，...，4。

在图1中示出的具有四个天线元件的单一静态(monostatisch)阵列的例子中，可以采用天线24的位置作为坐标原点，从而如下适用：

d_r1＝d_t1＝0，

d_r2＝d_t2＝d₂，

d_r3＝d_t3＝d₃，以及

d_r4＝d_t4＝d₄。

对于角估计现在根据MIMO原理形成虚拟阵列向量，其方式是，形成a_tv(θ)和a_rμ(θ)的克罗内克积：

a(θ)＝(a_t1(θ)·a_r1(θ)，a_t1(θ)·a_r2(θ)，a_t1(θ)·a_r3(θ)，a_t1(θ)·a_r4(θ)，

a_t2(θ)·a_r1(θ)，a_t2(θ)·a_r2(θ)，a_t2(θ)·a_r3(θ)，a_t2(θ)·a_r4(θ)，

a_t3(θ)·a_r1(θ)，a_t3(θ)·a_r2(θ)，a_t3(θ)·a_r3(θ)，a_t3(θ)·a_r4(θ)，

a_t4(θ)·a_r1(θ)，a_t4(θ)·a_r2(θ)，a_t4(θ)·a_r3(θ)，a_t4(θ)·a_r4(θ))

该积向量具有十六个组成部分，相应于虚拟天线元件的十六个位置。该向量的组成部分具有如下形式：

a_tv(θ)·a_rμ(θ)＝exp(2πi·((d_tv+d_rμ)/λ)·sin(θ))；v＝1，...，4；μ＝1，...，4

虚拟的天线位置因此相应于可以由参量d1-d4形成的和。因此，虚拟阵列沿水平在显著更大的区段(spanne)上延伸，亦即虚拟阵列具有更大的孔径并因此导致更高的角分辨率，因为在方位角θ中的小的变化已经导致较大的相位差。

可选择地也可能的是，借助天线元件24-30中的多个同时进行发送。这相应于在如下位置上的附加的虚拟发送天线元件：所述位置相应于发送天线元件的几何中点。

在其他实施方式中也可以应用通过不同地设计的天线阵列，例如也应用这样的天线阵列，其中，所述天线元件具有相互不同的间距。同样，双静态(bistatisch)天线方案是可能的，其中，一些天线元件仅仅用于发送而另一些仅仅用于接收。

然而，对于在接收通道中的信号的分析处理重要的是，在每个时刻发送天线元件的不同配置中的仅仅一个唯一的配置是激活的，以便可以将所接收的信号以明确方式分配给发送天线元件。出于该原因，如此编程控制电路40，使得发送时间上彼此相继的、不叠加的、亦即有时间偏差的斜坡48、50、52的序列，如图3所示。在每个斜坡之后，开关网络36切换到另一开关状态中，从而以天线元件的另一选择发送下一斜坡。在图3中设有三个不同的开关状态TX，在它们之间周期性地进行切换。斜坡48、50、52因此在天线元件的选择方面进行区分。具有相同附图标记的斜坡借助天线元件的相同选择来发送。总之，通过这种方式例如在具有其他斜坡斜率的相应序列开始之前经过64个斜坡的序列。在示出的例子中，所有斜坡48、50、52具有相同的中间频率、相同的持续时间和相同的频率偏移并因此也具有相同斜率。然而，这不是强制的。也可以考虑如下实施方式，其中，例如中间频率发生变化并且在其侧形成缓慢上升或下降的斜坡。

在图3中以连续系数j计数序列的彼此相继的斜坡48、50、52。此外，对于每个斜坡给定开关网络36的所属的开关状态TX(TX＝1，2或3)。每个斜坡的时间中心以t_Tx,n表示，其中，第一系数“TX”说明开关状态，而第二系数n说明由三个斜坡(对于每个状态各一个斜坡)组成的循环，在所述循环中存在所涉及的斜坡。

相对于固定的参考点t＝0，第一斜坡(j＝1)具有时间偏差t₀。第二斜坡(j＝2)相比于第一斜坡具有时间偏差Δt₂，而第三斜坡(j＝3)相比于第一斜坡具有时间偏差Δt₃。由三个斜坡48、50、52组成的完整循环具有持续时间T。因此，以下适用：

t_1，n＝t₀+n·T

t_2，n＝t₀+Δt₂+n·T

t_3，n＝t₀+Δt₃+n·T。

对于三个开关状态中的每一个，也可以给出整个序列的中间时刻t_Tx，其方式是，对于属于所涉及的开关状态TX的斜坡中间时刻t_Tx,n对全部中间时刻的平均值求平均。如果N是在序列内三个组周期(Dreierzyklen)的数量，则对于每个开关状态TX获得以下中间时刻t_Tx：

t_1，n＝t₀+n·T

t_2，n＝t₀+Δt₂+n·T

t_3，n＝t₀+Δt₃+n·T。

因此，在所述不同开关状态中的测量在时间上相互嵌套并且总地在相对长的时间段N·T上延伸，而在各个状态之间的有效的时间偏差(中间时间的差)仅仅为Δt₂或Δt₃。

在变换块44中，现在首先每个单个的斜坡(具有系数j)经受一维傅里叶变换。为此，在多个均匀分布在斜坡持续时间上的时刻扫描基带信号(作为时间的函数的复数幅度)。扫描时刻以系数k计数。随后应用快速傅里叶变换(FFT)到如此对于全部斜坡获得的扫描值上，所述傅里叶变换对所述斜坡提供一维频谱，亦即复数幅度s_j，作为频率变量f_k的函数。

总地，因此对于每个开关状态获得数量N个不同的频谱。如果现在确定确定的频率值f_k，则可以将所属幅度s_j(f_k)理解为斜坡系数j的函数，所述斜坡系数然后用作离散的时间变量，并且可以对于每个f_k的所述函数重新根据斜坡系数j执行快速傅里叶变换。结果是一个函数，所述函数将幅度(对于固定的f_k)给定为另一频率变量f_j的函数。总而言之，那么可以将复数幅度在二维频率空间中表示为频率变量f_k和f_j的函数，因此整个过程称作二维傅里叶变换。

在下文中为了简化讨论应假定：斜坡48、50、52全都相互偏差相同量值T/3，亦即：

t₀＝T/3

Δt₂＝T/3

Δt₃＝2T/3。

基带信号b的复数幅度s随后可以在归一化到量值1上之后如下描述为扫描系数k的和斜坡系数j的函数：

其中，是仅仅与间距R和斜坡斜率有关的相位偏差，f_R是与间距R和斜坡斜率有关的频率部分，f_v是多普勒频率，而τ是在扫描各个斜坡(具有系数k)时的扫描周期。

所述公式适用于所有三个开关状态，仅仅具有如下区别：即j在第一开关状态中仅仅可以采用值3n+1，在第二开关状态中仅仅可以采用值3n+2，而在第三开关状态中仅仅可以采用值3n，其中，n＝0,1,...。

在傅里叶变换(根据系数k)的第一步骤中，在上述公式中的两个第一项提供与频率变量f_k有关的值。然而，第二项不包含与扫描系数k有关的参量并且因此仅仅提供不变的相位因子，亦即如下因子，所述因子与f_k无关，但是作为时间函数以多普勒频率f_v振荡。

这样的准时间信号——在对于任一固定的f_k的傅里叶变换的第一步骤之后获得所述准时间信号——在图4中对于所述三个开关状态TX＝1、2、3示出。作为时间变量在此利用斜坡系数j。参考时刻t＝0是与在图3中相同的参考时刻(t＝j T/3)。

基于在开关状态之间的小的时间偏差(T/3)，可以将相对速度并因此多普勒频率视为不变的，从而所有三个信号在图4中具有相同频率并且仅仅在时间轴上相互移位系数点。

现在在执行傅里叶变换的第二步骤之前，必须以适合的窗函数给这些信号加窗，以便缓减在j＝0和j＝65时信号的突然中断，所述突然中断将将导致在频谱中以次最大值(Nebenmaxima)形式的所不期望的伪迹(artefact)。

常用窗函数54的一个例子——所谓的皇帝窗——在图5中示出。图5中的曲线——作为时间系数j的函数——说明权重w，在图4中示出的信号对于所涉及的时间系数j的值可与所述权重相乘。

图6示出对于如下情况的结果，即对于所有三个信号应用相同窗54，所述窗在图5中示出。然而在图6中看到如下：所述三个信号不仅在时间轴上相互移位，而且具有不同波形，因为它们分别相对于曲线54移位不同的量值，以不同方式受窗函数影响。这种类型的加窗因此在傅里叶变换的第二步骤中导致附加的相位移位，所述附加的相位移位使得相位的比较不可能或者至少变得困难。加窗因此借助以下窗函数执行：所述窗函数使得经加窗的信号的波形不变。

这例如通过以下方式来实现，即对于每个开关状态应用自身的窗函数。图7示出三个窗函数，它们通过曲线58、60和62说明。曲线58用于斜坡48(TX＝1)，曲线60用于斜坡50(TX＝2)，以及曲线62用于斜坡52(TX＝3)。曲线58、60、62具有与在图5中的皇帝窗相同的形状，然而在时间轴上移位与所属斜坡和相应地在图4中的信号相同的量值(T/3)。

这种类型加窗的结果在图8中示出。在此，信号对于TX＝1、TX＝2和TX＝3具有相同波形，并且这些信号仅仅在时间轴上相互移位。在傅里叶变换的第二级中，所述移位导致如下相位因子：所述相位因子与频率变量f_k无关，而是仅仅与频率变量f_j有关。

如果N是在图3中在序列中的周期(具有各三个斜坡)的数量，则快速傅里叶变换在第二级中通常如此实现，使得频率变量f_j的空间分为N个所谓的频率点μ(μ＝0，…，N-1)。相位系数那么与相应的频率点μ有关并且可以对于开关状态TX＝1、2、3如下给出：

(根据定义)

(在这里考虑的例子中，Δt₂＝T/3)

如果现在对于如下对象——所述对象通过在二维频率空间(f_k，f_j)中的确定位置上的峰值代表——将对于每个开关状态和每个分析处理通道的相位以上述相位偏差来校正，则获得一组相位关系，所述相位关系尽管对象的相对运动仍实际上与对象间距无关并且也与相对速度无关，而是仅仅与通过方位角θ确定的传播长度差有关并且所述相位关系因此通过与天线图的比较能够实现准确的角估计。