一种高性能相干高频雷达多频探测方法与流程

本发明涉及雷达技术领域，特别涉及一种高性能相干高频雷达多频探测方法。

背景技术：

国际超级双极光雷达网(SuperDARN)是为了研究中高纬度地区电离层异常而形成的由数十部地基相干高频雷达阵组成的雷达网络。地基相干高频雷达阵根据其接收到的电离层回波获取电离层漂移的速度及谱宽，进一步用于建立电离层的对流模型。

电离层等离子体对流是太阳风-磁层耦合的一种表现形式，与磁层-电离层系统电动力学过程有密切的联系。行星际磁场(IMF)的方向和大小是影响电离层对流的决定因素，IMF南北分量决定对流的基本结构以及对流的强度和空间尺度，而IMF东西分量主要影响对流的晨昏不对称性。在准静态iMF条件下，人们对电离层对流的统计特征已经有了比较深入的了解和认识。然而，电离层对流对太阳风变化的瞬时响应过程的一些关键问题还有待进一步研究。目前SuperDARN观测电离层对流的时间分辨率是1-2min，如果提高时间分辨率，将有助于我们研究电离层对流对太阳风扰动的更精确的瞬时响应过程，如电离层对流对太阳风动压增强的响应，电离层对行进式对流涡(Traveling convection vortex，TCV)的演化过程。因此，提高雷达的时间分辨率对研究电离层对流模型亦意义重大。

为了提高探测时间分辨率，SuperDARN雷达通常采用特殊的扫描方式，实现对某一个波位/方向进行高时间分辨率探测，而其他波位/方向的时间分辨率则会有所降低。利用两个频率同时对不同波位/方向进行观测，在大幅度提高某些重要方位的时间分辨率的同时，不仅不降低其他波位/方向的时间分辨率，还略有提高。若采用多频探测，则可大幅度提高时间分辨率。

目前，国际上通常采用增加接收机通道、达到“一发(发射机)双收(接收机)”的效果，由此实现双频探测。这种方法的特点是信号处理上简单直接，但会增加系统复杂度和成本，也因此限制多频探测方法的实现；另外，由于硬件的非理想性，采用“一发双收”的体制会带引入接收通道间的不一致性，降低测量精度。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服已有双频探测方法的低性能、高成本、高复杂度问题。本发明采用数字信号处理的手段，结合内定标方法，通过对发射信号、发射机和接收机带宽的合理设计，实现高性能多频探测。较之增加接收机通道的方法，本发明避免了增加模拟电路带来的种种非理想性误差，提高系统性能，同时降低系统复杂度和成本；本发明还通过内定标实现对发射机、接收机的幅相误差进行校正，减小通道间不一致性的影响，进一步提高系统性能，从而获得更高精度的测量数据，实现高性能多频探测。本发明的方法具有高灵活性、高性能、低成本的特点。

为了实现上述目的，本发明提供了一种高性能高频雷达多频探测方法，包括：

步骤1)指定若干个频率的频率值及每个频率的观测波束，根据观测波束指向确定各频率的相移增量，由此设计雷达发射机每个通道的发射信号；设计定标信号，以第一通道为基准获得发射通道间不一致性误差和接收通道间不一致性误差：幅度误差和相位误差；利用发射通道间不一致性误差对发射信号进行幅度补偿和相位补偿，实现发射通道间不一致性校正；

步骤2)将补偿后的发射信号经发射机滤波放大后由天线发射出去；然后再由天线和雷达接收机接收其回波；

步骤3)对回波数字信号进行频率分离，并利用步骤1)获得的接收通道间不一致性误差对分离后的信号进行幅度补偿和相位补偿，从而实现接收通道间不一致性校正，获得雷达回波数据。

上述技术方案中，所述步骤1)之前还包含：设定雷达发射机和雷达接收机的参数；所述雷达发射机和雷达接收机的参数包括：雷达发射机和雷达接收机带宽B、单频探测雷达发射功率和多频探测雷达发射功率。

上述技术方案中，所述雷达发射机和雷达接收机带宽B满足：

B≥N*B_sub+(N-1)*ΔB

其中，探测频率数量为N，相应带宽为B_sub，ΔB为滤波器两个子带的频率间隔。

上述技术方案中，所述单频探测雷达发射功率P_t满足：

$P_t\>k_B{T}_{r}B\·\frac{{\left(4\mathrm{\π}\right)}^3{R}^4}{G^2{\mathrm{\λ}}^2\mathrm{\σ}F}$

其中，G为天线增益；λ为雷达工作波长；σ为目标的雷达反射截面；R为目标与雷达的距离；F为传播系数；k_B为玻尔兹曼常数；T_r为接收机温度；

实现N频探测时，N频探测雷达发射功率P_t^(N)为：

P_t^(N)＝NP_t。

上述技术方案中，所述步骤1)具体包括：

步骤101)指定若干个频率的频率值及每个频率的观测波束，根据观测波束指向确定各频率的相移增量，由此设计雷达发射机每个通道的每个频率的发射信号，将所有不同频率发射信号进行叠加得到每个通道的发射信号；

步骤102)设计定标信号，以第一通道为基准，通过与第一通道定标输出作比较，得到其他通道定标输出与第一通道的偏差，从而获得通道间不一致性误差：幅度误差和相位误差；

步骤103)利用发射通道间不一致性误差对发射信号进行幅度补偿和相位补偿，实现发射通道间不一致性校正。

上述技术方案中，当所述步骤101)中具体包括：

步骤101-1)指定N个频率的频率值f₁,f₂,…f_N，及每个频率的观测波束指向：θ_B,1、θ_B,₂、…、θ_B,N；

步骤101-2)根据观测波束确定各频率的相移增量

其中，λ_i为第i个探测频率f_i对应的波长，c为光速；

步骤101-3)根据观测频率及相应的相移增量，设计各发射通道的每个频率的发射信号：

其中：s_k,i(t)为发射通道k发射信号中第i个频率的信号；A_k,i为发射通道k发射信号中第i个频率分量的幅度，k＝1…M，M为通道总数；i＝1…N；且要求|A_k,i|²≤P_t；

步骤101-4)发射机通道k的发射信号s_k(t)为：

$s_k\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{s}_{k,i}\left(t\right).$

上述技术方案中，所述步骤102)具体包括：

步骤102-1)设计定标信号；定标信号s_cal(t)包含所有频率信号：

其中，A为定标信号的幅值，为信号的起始相位；

步骤102-2)在工作频率为f_i时读取第一个通道的定标数据，获取其幅度A_1,i和相位令k＝1；

步骤102-3)令k＝k+1，读取工作频率为f_i时第k个通道的定标数据，获取其幅度A_k,i和相位

步骤102-4)计算幅度误差Δa_k,i和相位误差

Δa_k,i＝A_1,i/A_k,i

步骤102-5)判断k是否等于M，如果判断结果是肯定的，转入步骤103)；否则，转入步骤102-3)。

上述技术方案中，所述步骤103)的通道间的不一致性校正通过对发射信号进行幅度补偿和相位补偿来实现：

工作频率为f_i、发射通道k，k＝1,2,…,M的幅度误差和相位误差为Δa_k,i和步骤101-4)的发射信号经幅度补偿和相位补偿后变为：

s′_k，i(t)为补偿后的发射信号；

用复数形式来描述，上式表示为：

上述技术方案中，所述步骤3)具体包括：

步骤3-1)利用数字带通滤波器对回波信号进行频率分离；

步骤3-2)通过数字下变频对频率分离后的单频段信号进行正交检波；

步骤3-3)对检波后的基带信号进行低通滤波；

步骤3-4)利用步骤102)中获得的各通道间幅度误差和相位误差，对低通滤波后数据进行幅相校正；

工作频率为f_i、接收通道k，k＝1,2,…,M的幅度误差和相位误差分别为Δa_k,i和相应通道的I、Q输出I_k,i和Q_k,i分别为：

经接收机幅相一致性校正后接收通道k的I、Q信号变为：

步骤3-5)对所有通道同一频段的幅相校正后结果进行数字波束合成，获得雷达回波数据。

本发明的优点在于：

1、本发明的方法利用数字信号处理方法实现多频探测，不需要多接收机，提高系统性能，同时降低了系统成本和系统复杂度；

2、本发明的方法利用数字处理方式替代多接收机实现多频探测，能够更好地保证雷达阵各通道间的一致性，提高了雷达系统性能；

3、本发明的方法通过内定标对通道间幅度误差和相位误差进行校正，降低系统误差影响，提高雷达系统性能。

附图说明

图1为本发明的高性能相干雷达多频探测方法流程图；

图2为单频探测时波位扫描示意图；

图3为利用三频探测提高时间分辨率时的波位扫描示意图；

图4为线阵天线阵的阵内相位补偿示意图；

图5为本发明的发射信号设计流程图；

图6为单脉冲时序示意图；

图7为本发明的多通道误差校准处理流程图；

图8为本发明的多频回波信号处理流程图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步详细的说明。

一种高性能相干高频雷达多频探测方法，如图1所示，所述方法包括：

步骤1)、根据目标特性确定探测频率范围，并根据探测需求确定探测频率数量N及带宽B_sub；

步骤2)、根据确定的探测频率数量及带宽对发射机带宽和接收机带宽进行设计；

确定探测频率数量为N，相应带宽为B_sub，考虑滤波器的实际截止频率大于带宽，为了尽可能避免不同频段间的干扰，要求发射机和接收机的带宽B满足以下条件：

B≥N*B_sub+(N-1)*ΔB (1)

上式中，ΔB为滤波器两个子带的频率间隔。

步骤3)、根据探测距离、接收机性能及探测频率数量等因素，对雷达发射功率进行设计；具体包括：

步骤3-1)、确定雷达的探测距离及接收机灵敏度；

步骤3-2)、估计雷达工作频段的背景噪声功率；

步骤3-3)、根据探测距离、目标特性、接收机性能等因素，确定进行单频探测时发射功率需求；

雷达接收到的回波功率不仅仅取决于发射功率有关，还与天线增益、探测距离、目标特性等因素有关。雷达的回波功率与发射功率之间的关系通常用雷达方程来描述：

$P_r=\frac{P_t{G}^2{\mathrm{\λ}}^2\mathrm{\σ}F}{{\left(4\mathrm{\π}\right)}^3{R}^4}---\left(2\right)$

其中，P_r和P_t分别为雷达回波功率和发射功率；G为天线增益；λ为雷达工作波长；σ为目标的雷达反射截面；R为目标与雷达的距离；F为路径衰减及其他因素导致的传播系数。

雷达无法直接测得目标回波功率，测得的是由目标回波和系统噪声组成的总接收功率；总接收功率P_s为：

P_s＝P_r+P_n (3)

其中：P_n为接收机噪声功率。而接收机噪声强度与其带宽B及接收机温度T_r之间关系如下式所示：

P_n＝k_BT_rB (4)

上式中：k_B为玻尔兹曼常数。为了从雷达接收到的信号中提取出有效回波信息，发射功率P_t的设计时需要保证雷达的接收功率P_r大于接收机噪声P_n，即

P_r＞P_n (5)

将(2)式和(4)式代入(5)式中，得

$\frac{P_t{G}^2{\mathrm{\λ}}^2\mathrm{\σ}F}{{\left(4\mathrm{\π}\right)}^3{R}^4}\>k_B{T}_{r}B---\left(6\right)$

即发射功率P_t需满足下式：

$P_t\>k_B{T}_{r}B\·\frac{{\left(4\mathrm{\π}\right)}^3{R}^4}{G^2{\mathrm{\λ}}^2\mathrm{\σ}F}---\left(7\right)$

步骤3-4)、根据探测频率数量，确定多频探测时发射功率；

通过步骤3-3)确定单频探测时需要的发射功率为P_t，要实现N频探测时则需要发射机功率P_t^(N)为：

P_t^(N)＝NP_t

步骤4)、根据多频探测的观测方式对发射信号进行设计；

为了提高时间分辨率，要求发射信号由多种频率信号组成，且各频率信号经波束合成后的探测方向不同，即同时对多个不同方向(波位)进行观测，从而缩短观测周期，提高时间分辨率；

以三频观测为例，将雷达观测区域分成24个波位，采用单频进行探测时(见图2)，完成24个波位观测的观测周期为24T_d(T_d为一个波位的驻留时间)；若采用3个频率进行探测(见图3)，观测周期可降为8T_d，即时间分辨率提高2倍。具体见表1：

表1

如图4所示，对于天线阵为等间隔线阵的相控阵雷达，若波束指向为θ_B，则要求相邻单元的发射信号之间的相移增量为：

其中，λ为雷达工作波长，d为相邻天线间距。

利用多频探测提高时间分辨率时，每个脉冲同时携带多个频率的信号，且各个频率的波束指向不同，即实现多波位同时探测。

如图5所示，所述步骤4)具体包括：

步骤4-1)指定N个频率的频率值f1,f₂,…f_N，及每个频率的观测波束指向：θ_B,1、θ_B,2、…、θ_B,N；

步骤4-2)根据观测波束确定各频率的相移增量

其中，λ_i为第i个探测频率f_i对应的波长，c为光速。

另外，对于SuperDARN雷达，由于其探测距离尺度大，而同时目标运动速度高，为了解决距离模糊和多普勒速度模糊的矛盾，通常采用非等间隔分布的多脉冲序列对发射信号进行幅度调制(见图6)。

步骤4-3)根据观测频率及相应的相移增量，设计各通道的每个频率的发射信号：

其中：s_k,i(t)为通道k发射信号中第i个频率的信号；A_k,i为通道k发射信号中第i个频率分量的幅度，k＝1…M，M为通道总数；i＝1…N；且要求|A_k,i|²≤P_t。

步骤4-4)为了实现多频多波位同时探测，要求每个脉冲携带的信号为多频信号，则通道k的发射信号s_k(t)为：

$s_k\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Σ}}{s}_{k,i}\left(t\right).$

步骤5)、获取发射机和接收机通道间的幅度误差和相位误差，即获取通道间的幅度不一致性误差和相位不一致性误差；

如图7所示，所述步骤5)具体包括：

步骤5-1)设计定标信号；

与发射信号不同，定标信号是用于对发射机和接收机的幅度误差和相位误差进行校正，对合成波束指向没有具体要求。为了简化定标数据的处理过程，各通道均采用相同的定标信号。

另外，由于通道的频率特性，对于同一通道，不同频率信号的增益变化和相位延迟是不同的。因此，进行多频探测时，需要对所有频率的幅相误差进行校正。为了实现多频点的幅相误差同时进行校正，定标信号包含所有频率信号，为：

其中，A为定标信号的幅值，为信号的起始相位。

假定M个通道的系统传输函数分别为h₁(t)、h₂(t)、…、h_M(t)，则输出分别为：

v_k(t)＝s_cal(t)*h_k(t)(k＝1,2,…,M)

上式经傅立叶变换后变为：

因为各通道输入的定标信号s_cal(t)完全相同，则其各自输出的差异仅与各通道的系统传输函数不一致性有关，即v₁(t)、v₂(t)、…、v_M(t)之间的差异是由h₁(t)、h₂(t)、…、h_M(t)间的不一致性引起。那么通道间的幅度不一致性和相位不一致性可表示为：

步骤5-2)在工作频率为f_i时读取第一个通道的定标数据，获取其幅度A_1,i和相位令k＝1；

因为各通道输入的定标信号s_cal(t)完全相同，则其各自输出的差异是由于通道间的不一致性引起，因此，以第1通道的输出为基准，其他通道分别与第1通道输出进行比较，所得的幅度误差和相位误差即表征了第1通道与其他通道的不一致性，同时亦可表征其他各通道之间的不一致性。

步骤5-3)令k＝k+1，读取工作频率为f_i时第k个通道的定标数据，获取其幅度A_k,i和相位

步骤5-4)计算幅度误差Δa_k,i和相位误差

Δa_k,i＝A_1,i/A_k,i

步骤5-5)判断k是否等于M，如果判断结果是肯定的，转入步骤6)；否则，转入步骤5-3)。

步骤6)对发射通道间的不一致性进行校正；

通道间的不一致性校正通过对发射信号进行幅相补偿来实现。假定工作频率为f_i时各发射通道间的幅度误差和相位误差为Δa_k,i和步骤4-3)的发射信号经幅相补偿后变为：

若用复数形式来描述，上式可以表示为：

步骤7)、经校正的发射信号经发射机滤波放大后由天线发射出去，然后再由天线和接收机接收其回波；

步骤8)、对回波信号进行处理；在回波信号处理过程中对数字信号进行频率分离，并利用步骤5)获得的接收通道间不一致性误差对分离后的信号进行幅度补偿和相位补偿，从而实现接收通道间不一致性校正；

如图8所示，通过天线接收回波信号，经AD采样后，对数字信号进行频率分离及信号处理，具体包括：

步骤8-1)、利用数字带通滤波器对回波信号进行频率分离；

本发明利用多频探测实现不同波位同时探测，从而提高雷达的时间分辨率。虽然不同频率信号的观测波位/方向不同，但因其同时发射同时接收，各频率信号的回波混合在一起，需要对其进行频率分离方能获取不同方位的回波数据。

本发明采用数字滤波方法进行频率分离，替代传统双/多接收机进行频率分离的方法，在提高系统性能的同时降低了系统复杂度和成本。

步骤8-2)、通过数字下变频对频率分离后的单频段信号进行正交检波；

为了获得回波信号的相位信息，需要对信号进行正交检波处理，获得I、Q两路信号。

步骤8-3)、对检波后的基带信号进行低通滤波，抑制干扰影响；

步骤8-4)、利用步骤5)中获得的各通道间幅度误差和相位误差，对低通滤波后数据进行幅相校正，降低通道间不一致性影响，提高系统性能；

接收机幅相一致性校正方法与步骤6)中发射机幅相不一致性校正方法类似，只是校正对象由发射信号变成回波信号。根据步骤5)中得到的接收机幅度误差和相位误差，对回波信号进行校正。假定工作频率为f_i时接收通道k的幅度误差和相位误差分别为Δa_k,i和相应通道的I、Q输出I_k,i和Q_k,i分别为：

经接收机幅相一致性校正后通道k的I、Q信号变为：

步骤8-5)、对所有通道同一频段的幅相校正后结果进行数字波束合成，获得雷达回波数据。