基于变换域滤波的窄带干扰抑制方法与流程

本发明涉及卫星导航接收机的窄带干扰抑制方法，能够有效的与空域滤波等宽带干扰抑制算法进行级联，提高了干扰抑制的能力。

背景技术：

目前基于变换域滤波的窄带干扰抑制方法，主要根据无干扰的信号频谱特性，剔除异于正常频谱的频率点。但由于实际干扰情况可能更为复杂，有可能同时存在多个窄带以及宽带的干扰源，这就需要针对复杂情况的有效策略。

技术实现要素：

本发明的目的在于考虑到复杂干扰环境下多个窄带与宽带干扰并存时，对其中的窄带干扰进行有效的剔除而提出的一种窄带干扰抑制方法。本发明一定程度上解决了复杂干扰环境下，干扰难于鉴别以及剔除的问题。

本发明的目的是这样实现的：基于变换域滤波的窄带干扰抑制方法，包括以下步骤：

(1)将时间域的两路原始采样低中频信号中的每一路信号均分为准时支路信号和延时支路信号；

(2)对步骤(1)得到的四路信号分别进行N点的blackman-harris窗函数滤波，一一对应产生第一准时支路滤波信号、第二准时支路滤波信号、第一延时支路滤波信号和第二延时支路滤波信号；其中延时支路信号与准时支路信号的窗错开N/2点，N为窗函数滤波的总的频率点数，N＝2ⁿ，n为正整数；

(3)将第一准时支路滤波信号与第二准时支路滤波信号分别作为准时支路FFT变换输入数据的实部和虚部，将第一延时支路滤波信号和第二延时支路滤波信号分别作为延时支路FFT变换输入数据的实部和虚部，并分别按照blackman-harris窗函数划定的范围进行N点的FFT变换；

(4)根据FFT变换后的数据和实信号FFT的共轭对称性分别对FFT变换后的四路信号进行恢复，一一对应得到第一准时支路频率域信号、第二准时支路频率域信号、第一延时支路频率域信号和第二延时支路频率域信号；

(5)根据无干扰时标定的采样信号功率设定高低各一个固定门槛；

(6)计算四路频率域信号的功率谱密度，并根据各个频点的功率超过高低门槛的情况进行判断，如无超过低门槛功率的频率点，则转入步骤(7)；如超过低门槛功率的频率点数不多于总信号带宽对应频率点数的X％，则转入步骤(8)；如超过低门槛功率的频率点数多于总信号带宽对应频率点数的X％且无超过高门槛功率的频率点，则转入步骤(7)；如超过高门槛功率的频率点不多于总信号带宽对应频率点数的Y％，则转入步骤(9)；如超过高门槛功率的频率点数多于总信号带宽对应频率点数的Y％，则转入步骤(10)；其中，X为10～30中的任一数值，Y为5～15中的任一数值；

(7)标记1～Z以及(N-Z)～N为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数,其中，Z为3～6中的任一整数数值；

(8)标记1～Z以及(N-Z)～N以及超过低门槛的频率点为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数；

(9)标记1～Z以及(N-Z)～N的频率点为频率削除点，同时，对于每一个超出高门槛的频率M，标记(M-W)～(M+W)的频率点为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数，M为频率域信号中功率超出高门槛的频率点，其中，W为2～4中的任一整数数值；

(10)标记1～Z以及(N-Z)～N以及功率最大Y％的频率点为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数；

(11)将第一准时支路频率域信号和第二准时支路频率域信号按照共轭对称的方式作为N点的IFFT变换的输入,然后分别按照blackman-harris窗函数划定的范围进行N点的IFFT变换，输出准时支路数据的实部和虚部；将第一延时支路频率域信号和第二延时支路频率域信号按照共轭对称的方式作为N点的IFFT变换的输入，然后分别按照blackman-harris窗函数划定的范围进行N点的IFFT变换，输出延时支路数据的实部和虚部；其中，若输入信号的点位对应频率点已进行标记，则该点位直接置0输入；

(12)按照blackman-harris窗函数划定的范围，对准时支路数据的实部与延时支路数据的实部求和，对准时支路数据的虚部与延时支路数据的虚部求和，得到抗干扰的两路结果进行输出。

其中，步骤(1)具体为：将时间域的两路原始采样低中频信号中的每一路信号进行归一化后分为准时支路信号和延时支路信号。

其中，步骤(5)中设定固定门槛时需要根据窄带干扰与宽带干扰在频谱上的不同性质设计不同的判定门槛，具体为：根据窄带干扰的特性设计高门槛，根据宽带干扰的特性设计低门槛。

本发明与现有技术相比的有益效果为：

(1)在各种复杂干扰环境下，均能保证一定程度上的窄带干扰有效抑制；

(2)需要多路并行处理的情况下，能够显著降低资源消耗。

附图说明

图1是采样信号分为准时支路/延时支路并分别进行滤波的示意图；

图2是干扰检测与消除的原理框图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明做进一步的说明。

基于变换域滤波的窄带干扰抑制方法，以上方法通过变换域的方式将采样信号转换到频率域，并分析频谱的构成特点同时对窄带干扰进行鉴别，然后将窄带干扰剔除，最后将剔除干扰的信号恢复到时间域，其特征在于包括以下步骤：

(1)将时间域的两路原始采样低中频信号a_sig信号和b_sig信号进行归一化后分别各分为准时支路信号和延时支路信号：第一准时支路信号a、第二准时支路信号b、第一延时支路信号a_delay和第二延时支路信号b_delay；

(2)对步骤(1)得到的四路信号进行N(N＝2ⁿ)点的blackman-harris窗函数滤波，一一对应产生第一准时支路滤波信号a_filter、第二准时支路滤波信号b_filter、第一延时支路滤波信号a_filter-d和第二延时支路滤波信号b_filter-d四路信号，其中延时支路信号与准时支路信号的窗错开N/2点，N＝2ⁿ，n为正整数；

以a_sig信号为例，窗函数滤波的是实现原理如图1所示。

(3)将第一准时支路滤波信号a_filter与第二准时支路滤波信号b_filter分别作为准时支路FFT变换输入数据c_filter的实部以及虚部，将第一延时支路滤波信号a_filter-d和第二延时支路滤波信号b_filter-d分别作为延时支路FFT变换输入数据c_filter-d的实部以及虚部，并分别按照blackman-harris窗函数划定的范围进行N点的FFT变换；

c_filter＝a_filter+j×b_filter

c_filter-d＝a_filter-d+j×b_filter-d

(4)根据FFT变换后的数据和实信号FFT的共轭对称性分别分别对FFT变换后的四路信号进行恢复，一一对应得到：第一准时支路频率域信号A、第二准时支路频率域信号B、第一延时支路频率域信号A_delay和第二延时支路频率域信号B_delay；

假设C_k为FFT输出中的第K个结果，C_N+1-K为FFT输出中的第N+1-K个结果可推导出:

real(A_k)+j×real(B_k)＝(C_N+1-K+C_k)/2

imag(A_k)+j×imag(B_k)＝(C_N+1-K-C_k)/2

其中A_k为恢复后频率域信号A的第K个结果，B_k为恢复后频率域信号B的第K个结果。

从而可以获得四路频率域信号A、B、A_delay以及B_delay。

(5)根据无干扰时标定的采样信号功率设定高低各一个固定门槛；设定固定门槛时需要根据窄带干扰与宽带干扰在频谱上的不同性质设计不同的判定门槛，具体为：根据窄带干扰的特性设计高门槛，根据宽带干扰的特性设计低门槛。

(6)计算四路频率域信号的功率谱密度，并根据各个频点的功率超过高低门槛的情况进行判断，如无超过低门槛功率的频率点，则转入步骤(7)；如超过低门槛功率的频率点数不多于总信号带宽对应频率点数的X％，则转入步骤(8)；如超过低门槛功率的频率点数多于总信号带宽对应频率点数的X％且无超过高门槛功率的频率点，则转入步骤(7)；如超过高门槛功率的频率点不多于总信号带宽对应频率点数的Y％，则转入步骤(9)；如超过高门槛功率的频率点数多于总信号带宽对应频率点数的Y％，则转入步骤(10)；其中，X为10～30中的任一数值，Y为5～15中的任一数值；实施例X的取值为20，Y的取值为10；

干扰检测的方式如图2所示。根据超过两个门限的频率点数目分为：无干扰情况、只存在窄带干扰情况、只存在宽带干扰情况以及宽窄带共存的情况四种，针对不同的情况进行不同的处理。

(7)标记1～Z以及(N-Z)～N为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数,其中，Z为3～6中的任一整数数值；实施例Z的取值为3；

(8)标记1～Z、(N-2)～N以及超过低门槛的频率点为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数；实施例Z的取值为3；

(9)标记1～Z以及(N-Z)～N的频率点为频率削除点，同时，对于每一个超出高门槛的频率M，标记(M-W)～(M+W)的频率点为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数，M为频率域信号中功率超出高门槛的频率点，其中，W为2～4中的任一整数数值；实施例Z的取值为3，W的取值为2；

(10)标记1～Z、(N-2)～N以及功率最大Y％的频率点为频率削除点，转入步骤(11)；其中N为总的频率点数；实施例Z的取值为3，Y的取值为10；

(11)将将第一准时支路频率域信号A和第二准时支路频率域信号B按照共轭对称的方式作为N点的IFFT变换的输入；然后分别按照blackman-harris窗函数划定的范围进行N点的IFFT变换，输出准时支路数据的实部a_out和虚部b_out，；将第一延时支路频率域信号A_delay和第二延时支路频率域信号B_delay按照共轭对称的方式作为N点的IFFT变换的输入，然后分别按照blackman-harris窗函数划定的范围进行N点的IFFT变换，输出延时支路数据的实部a_out-d和虚部b_out-d；其中，若输入信号的点位对应频率点已进行标记，则该点位直接置0输入；

假设C_k为IFFT输入中的第K个值，则有

C_k＝real(A_k)+j×real(B_k)-imag(A_k)-j×imag(B_k)

其中A_k为恢复后频率域信号A的第K个结果，B_k为恢复后频率域信号B的第K个结果。

若第K点已经被标记为消除点，则有

C_k＝0

然后分别按照blackman-harris窗函数划定的范围进行N点的IFFT变换，输出数据的实部为a_out以及a_out-d，输出数据的虚部为b_out以及b_out-d；

(12)按照blackman-harris窗函数划定的范围，对准时支路数据的实部与延时支路数据的实部求和，对准时支路数据的虚部与延时支路数据的虚部求和，得到抗干扰的两路结果进行输出。

设a_antijam和b_antijam分别为a_sig和b_sig信号干扰抑制结果，则有

a_antijam＝a_out+a_out-d

b_antijam＝b_out+b_out-d。