一种CMOS反相器MOS阈值电压的测量方法与流程

本发明属于集成电路
技术领域：
，涉及一种cmos反相器mos阈值电压的测量方法，可用于数字电路设计和仿真中阈值电压的提取和分析。
背景技术：
：反相器是将输入信号的相位反转180度的电路。常见反相器有两种，分别是ttl非门和cmos(complementarymetaloxidesemiconductor，互补金属氧化物半导体)反相器。ttl非门的输入结构和输出结构均由半导体三极管和电阻构成。cmos反相器由两个增强型mos(metaloxidesemiconductor金属氧化物半导体)组成，分别为nmos(n-metal-oxide-semiconductor，n型金属氧化物半导体)和pmos(p-metal-oxide-semiconductor，p型金属氧化物半导体)。cmos反相器较ttl反相器功耗小、抗干扰性强、工作电压范围更广，因此广泛的用于数字电路系统设计中。mos的阈值电压是使源端半导体表面达到强反型的栅压，是区分mos器件导通电压和截止电压的分界点。目前，阈值电压的测量方法主要有两大类：一类是基于mos电流和电压关系式的测量方法，如恒定电流法、线性外推法、二阶导数法等。另一类是基于mos器件的电学特性，设计特定的测量电路完成阈值电压的测量。cmos反相器内部，由于nmos和pmos的栅极和漏极对接，除非破坏cmos反相器的外部封装，否则仅通cmos反相器的输入端和输出端无法测量nmos和pmos各自的电压和电流，因此基于电流和电压关系式的测量方法对cmos反相器mos阈值电压的测量不适用。而基于mos器件电学特性的特定测量电路，通常是针对单个mos器件设计的测量电路。目前，基于mos器件电学特性的测量方法主要有以下几种：1、通过待测器件的应力态和测量态来计算待测器件的阈值电压。测量单个待测mos在应力态和测量态下与参照晶体管的输出电压差，计算得到单个待测mos的阈值电压。例如，专利授权号为cn103576065b，名称为“一种晶体管阈值电压的测试电路”的中国专利，公开了一种阈值电压测试方法，该方法通过在公开的测试电路中加入开关电路，测量开关电路控制待测器件在电路处于断路时的应力状态和测试电路通路时的测量状态，计算得到待测器件的阈值电压。该方法的可操作性高，易于工程实现，但是如果要测量cmos反相器内部nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，需分别单独测量nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，测量效率低，并且依赖的电路设计复杂，测量时间较长。2、通过设计一种可以从外部改变电路工作条件的电路来测量mos的阈值电压。测量单个待测mos对电容的充电时间，计算得到单个待测mos的漏电流，进而计算得到单个待测mos的阈值电压。例如，专利授权号为cn103323763b，名称为“一种测量阈值电压和饱和漏电流退化电路”的中国专利，公开了一种阈值电压的测量方法，通过测量锯齿波的周期，带入电容的计算公式，得到mos饱和漏电流的退化值，将该值带入mos饱和区的电流电压公式，得到了mos的阈值电压。该方法测量准确度较高，但是如果要测量cmos反相器内部nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，则需分别单独测量nmos的阈值电压和pmos的阈值电压，测量效率低。上述现有技术只能分别测量nmos和pmos的阈值电压，对于已封装的cmos反相器，分别测量nmos的阈值电压和pmos的阈值电压的方法测量效率低，且不易于工程实现。技术实现要素：本发明的目的在于克服上述现有技术存在的不足，提供了一种cmos反相器mos阈值电压的测量方法，用于解决现有技术无法同时测量已封装cmos反相器内部nmos阈值电压和pmos阈值电压的技术问题。为实现上述目的，本发明采取的技术方案包括如下步骤：(1)直流电压源为cmos反相器施加直流电压vdd，同时信号发生器为cmos反相器施加脉冲信号；(2)双通道示波器同时采集cmos反相器的输入电压vin和输出电压vout；(3)利用输入电压vin和输出电压vout，绘制cmos反相器一个周期的静态电压传输曲线c；(4)计算静态电压传输曲线c转换点vsp的增益v；(5)绘制转换点增益直线f(x)：在静态电压传输曲线c上绘制一条通过转换点vsp、且斜率等于转换点vsp增益v的直线，得到转换点增益直线f(x)；(6)计算转换点增益直线f(x)与静态电压传输曲线c重合区间的端点：当x∈[0,vsp]时，将增益直线f(x)与静态电压传输曲线c的第一个重合点作为上端点p；当x∈(vsp,vdd]时，将增益直线f(x)与静态电压传输曲线c的分离点作为下端点n；(7)获取nmos的阈值电压vthn和pmos的阈值电压vthp：通过重合区间的上端点p作一条斜率为1的上分隔直线lp(x)，通过重合区间的下端点n，作一条斜率为1的下分隔直线ln(x)，上分隔直线lp(x)与纵坐标正半轴的交点的负值为pmos的阈值电压，下分隔直线ln(x)与横坐标正半轴的交点为nmos的阈值电压。本发明与现有技术相比，具有如下优点：1.本发明使用双通道示波器直接采集待测cmos反相器两端的电压，通过对待测cmos反相器静态电压传输曲线的分析和计算，实现pmos阈值电压和nmos阈值电压的同时提取，减少了工作量，缩短了测量时间，与现有的阈值电压测量技术相比，有效地提高了测量效率。2.本发明使用双通道示波器直接采集待测cmos反相器两端的电压，与现有技术中需要额外为被测器件增加镜像电路相比，降低了成本，并易于工程实现。3.本发明采用对待测cmos反相器静态电压传输曲线的分析和计算实现pmos阈值电压和nmos阈值电压的提取，与现有技术中只适用于特定宽长比的mos器件阈值电压测量方法相比，具有通用性强的优点。附图说明图1为本发明适用的测量电路图；图2为本发明的实现流程框图；图3为本发明的静态电压传输曲线、转换点增益直线、上分隔直线和下分隔直线的曲线关系图。具体实施方式以下结合附图和具体实施例，对本发明作进一步详细说明。本实施例中的cmos反相器以fds8960c为例。参照图1，一种cmos反相器mos阈值电压的测量方法适用的电路，包括待测cmos反相器、信号发生器、负载电阻、双通道示波器以及直流电源。其中，直流电源用于提供直流电压；信号发生器，用于产生稳定的脉冲信号；双通道示波器，用于同时采集被测cmos反相器的输入信号和输出信号；将fds8960c中nmos的栅极和pmos的栅极对接，nmos的漏极和pmos的漏极对接，nmos的源极接地，组成待测cmos反相器；待测cmos反相器的输入端连接信号发生器；待测cmos反相器的输出端连接负载电阻r；待测cmos反相器的输入端连接双通道示波器的第一端口，待测cmos反相器的输出端连接双通道示波器的第二端口；待测cmos反相器的电源端连接直流电源。参照图2，一种cmos反相器mos阈值电压的测量方法，包括如下步骤：步骤1，直流电压源为cmos反相器施加直流电压vdd，同时信号发生器为cmos反相器施加脉冲信号。cmos反相器是将输入信号的相位反转180度的电路，电路正常工作的条件是电源电压vdd需大于nmos阈值电压和pmos阈值电压绝对值之和。本实施例中，直流电源为cmos反相器提供高电平vdd＝5.0v。本实施例中，信号发生器产生一个周期的脉冲信号,tr(risingtime上升时间)为100us，tf(fallingtime下降时间)为100us，pw(pulsewidth脉冲宽度)为200us，per(period周期)为600us。步骤2，双通道示波器同时采集cmos反相器的输入电压vin和输出电压vout。同时采集cmos反相器两端的电压，可以获得该cmos同一时刻的输入电压vin和输出电压vout，进而得到输入电压和输出电压一一对应的数值关系。双通道示波器同时采集输入电压vin和输出电压vout，并将采集到的信号离散化，离散化隔间为0.1ns，得到下表1所示的部分输入电压和输出电压序列：表1输入电压vin输出电压vout5.000e+0002.324e-0084.999e+0002.323e-008……2.373e+0002.371e+0002.372e+0002.372e+000……4.999e+0005.671e-007步骤3，利用输入电压vin和输出电压vout，绘制cmos反相器一个周期的静态电压传输曲线c。静态电压传输是以输入电压vin作为横轴，以输出电压vout作为纵轴，表征反相器电压传输特性的曲线。由于输入的脉冲电压是周期性的，故只绘制一个周期的静态电压传输曲线。步骤4，计算静态电压传输曲线c转换点vsp的增益v，计算公式为：其中，dvout是输出电压vout的导数，dvin是输入电压vin的导数，gmn是nmos的跨导，gmp是pmos的跨导，goupn是nmos的输出跨导，goupp是pmos的输出跨导。转换点vsp的定义为输入电压vin和输出电压vout数值相等的点。转换点vsp一定处于cmos反相器的饱和区。mos器件饱和区的电流电压关系式：其中idn是nmos的漏源电流，idp是pmos的漏源电流。因为在cmos反相器中，nmos和pmos是串联的，且nmos和pmos的漏源电流是等大反向的。根据电流的关系式可以得到在该区间内输入电压和输出电压的关系式：其中vin是输入电压，vdd是电源电压，vthn是nmos的阈值电压，vthp是pmos的阈值电压，βn是nmos的跨导系数，βp是pmos的跨导系数。根据公式可知，饱和区，输出电压与输出电压不存在依赖关系。理想情况下，整个饱和区所有点的增益都应相等并趋于无穷大。实际上由于器件的不完全对称等因素存在，饱和区的增益实际上是有限的。计算出的转换点的增益即为该器件真实的饱和区增益。本实施例中，转换点vsp的坐标为(2.372,2.372)，转换点vsp的增益v＝-55.0。步骤5，绘制转换点增益直线f(x)：在静态电压传输曲线c上绘制一条通过转换点vsp、且斜率等于转换点vsp增益v的直线，得到转换点增益直线f(x)；转换点增益直线f(x)是输入电压的函数。在饱和区，因为输入电压vin和输出电压vout没有依赖关系，理想情况下该直线是一条垂直于横轴的直线。实际上，由于饱和区所有点的增益都相等，并且该直线的斜率等于饱和区中转换点vsp增益v，因此该直线是经过饱和合区的所有点的一条直线。本实施例中，增益直线的表达式为：f(x)＝-55(vin-2.372)+2.372步骤6，计算转换点增益直线f(x)与静态电压传输曲线c重合区间的端点：当x∈[0,vsp]时，将增益直线f(x)与静态电压传输曲线c的第一个重合点作为上端点p；当x∈(vsp,vdd]时，将增益直线f(x)与静态电压传输曲线c的分离点作为下端点n；因为该增益直线是过饱和区所有点的直线，而饱和区的点也是静态电压传输曲线上的点。对于同一个点，在同一个坐标系下，过该点的直线和过该点的曲线，横坐标和纵坐标是一一对应的。当f(vin)＝vout时，即可判断该点一定是饱和区中的点。而cmos反相器其他工作区的点，由于输入电压和输出电压不满足饱和区的工作特性，故不在该增益直线上，因此f(vin)≠vout。重合点应满足的条件为：f(vin)＝vout，(vin,vout)∈c且vin∈[0,vsp]其中，(vin,vout)是静态电压传输曲线c上的点。分离点应满足的条件为：f(vin)≠vout，(vin,vout)∈c且vin∈(vsp,vdd]本实施例中，vin∈[0,2.372]时，第一个重合点的坐标为(2.329,4.118)，即重合区上端点p的坐标为(2.329,4.118)；vin∈(2.372,5.0]时，分离点的坐标为(2.408,0.383)，即重合区下端点n的坐标为(2.408,0.383)。步骤7，获取nmos的阈值电压vthn和pmos的阈值电压vthp。参照图3，通过静态电压传输曲线c与转换点增益直线f(x)重合区间的上端点p作一条斜率为1的上分隔直线lp(x)，通过静态电压传输曲线c与转换点增益直线f(x)重合区间的下端点n，作一条斜率为1的下分隔直线ln(x)。上分隔直线lp(x)与纵坐标正半轴的交点的负值为pmos的阈值电压，下分隔直线ln(x)与横坐标正半轴的交点为nmos的阈值电压；由于cmos饱和区中，nmos和pmos的电流是等大反向的，故而该区域内cmos的输入电压vin与输出电压vout没有依赖关系，此时的nmos和pmos的栅区、漏区都进入预夹断状态，nmos和pmos同时恒流导通，则此时nmos饱和区的电压关系为：vthn≤vgsn＜vdsn+vthn其中vgsn是nmos的栅源电压，vdsn是nmos的漏源电压，vthn是nmos的阈值电压。此时pmos饱和区的电压关系式为：vthp≥vgsp＞vdsp+vthp其中vgsp是pmos的栅源电压，vdsp是pmos的源漏电压，vthp是pmos的阈值电压。因为在cmos反相器中，nmos和pmos的栅极相连，故有：vgsn＝vgsp＝vin因为在cmos反相器中，nmos和pmos的漏极相连，故有：vdsg＝vgsp＝vout将nmos和pmos饱和区的电压关系式合并可以得到：vin-vthn≤vout＜vin-vthp因此在cmos反相器的饱和区里，输出电压是输入电压的一次函数，并且在vin＝vthn时，输出电压vout取最小值，在vin＝vthp时，输出电压vout取最大值。讨轮输出电压vout取最小值的情况：vout＝vin-vthn该表达式画在静态电压传输曲线c中是一条经过点(vthn,0)且斜率为1的直线。该直线的物理意义是nmos从截止状态进入饱和状态，pmos从线性状态进入饱和状态的分界线，因此该直线与静态电压传输曲线的交点即为cmos反相器饱和区的上端点p。同理，讨论输出电压vout取最大值的情况：vout＝vin-vthp该表达式画在静态电压传输曲线c中是一条经过点(0,-vthp)且斜率为1的点直线。该直线的物理意义是nmos从饱和状态进入线性状态，pmos从饱和状态进入截止状态的分界线，因此该直线与静态电压传输曲线的交点即为cmos反相器饱和区的下端点n。本实施例中，上分隔直线lp(x)的表达式为：lp(x)＝x+1.789下分隔直线ln(x)的表达式为：ln(x)＝x-2.025上分隔直线lp(x)与纵轴正半轴的交点为1.789，pmos的阈值电压为交点的负值，即pmos的阈值电压为-1.789v。下分隔直线ln(x)与横轴正半轴的交点为2.026，则nmos的阈值电压即为2.026v。本实施例采用的cmos反相器是由fds8960c双mos管构成的。参考fds860c的数据手册，官方给出在nmos的阈值电压参考值为2v，pmos的阈值电压参考值为-1.8v。为进一步说明本文方法的优点，本文采用目前测量阈值电压最广泛使用的线性外推法分别对该nmos和pmos做了测量。结果对比如表2所示：表2官方数据手册线性外推法本发明方法nmos阈值电压2v2.1v2.025vpmos阈值电压-1.8v-1.9v1.789v由上表可知，本文的方法测量精度高，更接近数据手册提供的参考值，且误差在2％以内，证明本方法真实可靠，可用性高。以上描述仅是本发明的一个具体实例，显然对于本领域的专业人员来说，在了解了本
发明内容和原理后，都可能在不背离本发明原理、结构的情况下，进行形式和细节上的各种修正和改变，但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。当前第1页12