一种瞬态极化雷达波形获得方法及基于该方法的雷达信号传输方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于雷达通信技术领域，特别涉及瞬态极化雷达满足良好相关性能的恒模 相位编码的获得方法。
【背景技术】
[0002] 随着雷达环境的日趋复杂，获得具有低相关旁瓣的波形正受到越来越多学者的 关注（见文南犬：Waveform Optimization for ΜΙΜΟ Radar in Colored Noise:Further Results for Estimation-Oriented Criteria.Tang B,Tang J,Peng Y N. IEEE Transactions on Signal Processing, 2012, 60 (3):1517-1522 ；Signal synthesis and receiver design for MIMO radar imaging. Li J,Stoica P,Zheng X Y.IEEE Transactions on Signal Processing, 2008, 56 (8): 3959-3968·)。在通信和雷达领域，要 求发射波形在自相关主瓣附近具有低的旁瓣，同时要求在特定区间上具有极低的互相关幅 值，这样不仅减少了雷达场景中距离向分布的各散射体之间的距离旁瓣干扰，而且确保了 在接收端，匹配滤波器可以准确地将目标距离单元的信号解调出来，同时抑制其他距离单 元的反身才信号（见文南犬：Unimodular sequence sets with good correlations for MIMO radar. He H，Stoica P, Li J. Radar Conference，2009IEEE. IEEE, 2009:1_6;抑制特定区 间距离旁瓣的恒模波形设计方法.李风从，赵宜楠，乔晓林，电子与信息学报，2013, 35 (3): 532-536)〇
[0003] 在目前的研究中，瞬态极化雷达常采用近似全局正交波形，例如频移脉冲矢量波 形和正负线性调频波形，但这些波形的距离旁瓣较高，会引起距离遮蔽效应。2004年新奥尔 良大学的Deng Hai利用模拟退火方法，优化设计了具有良好自相关和互相关特性的正交波 形，但优化效果并不理想（见文献：Polyphase code design for Orthogonal Netted Radar systems, Deng H. IEEE Transactions on Signal Processing, 2004,52 (11):3126-3135.)〇
[0004] 对于瞬态极化雷达，理想的发射波形，其自相关应具有足够低的旁瓣，不同的极化 通道间还要正交以适应瞬时全极化测量要求，目前存在的方法收敛时间过长、相关旁瓣过 高等问题并没有得到有效的解决。
【发明内容】
[0005] 本发明的目的是为了解决现有方法获得的瞬态极化雷达发射波形旁瓣高、且获得 波形的收敛时间长的问题，提供一种瞬态极化雷达波形获得方法及基于该方法的雷达信号 传输方法。
[0006] 本发明所述的一种瞬态极化雷达波形获得方法包括以下步骤：
[0007] 步骤一、利用移位矩阵建立波形向量的相关函数，
[0008] 瞬态极化雷达包括水平极化通道和垂直极化通道，发射波形的水平极化通道基带 序列用S 1表示，发射波形的垂直极化通道基带序列用s 2表示，s JP s 2在延迟η处的非周期 相关函数为：
[0009]
[0010]
[0011] 其中V: W，表示N维复向量空间，（·广代表共辄转置，为移位 矩阵，代表N阶实方阵集合，0是具有相应尺寸的全0矩阵，rn (S1)和& (S2)分别表示 sJP 82的自相关函数；
[0012] 步骤二：确定雷达场景中的强散射体和目标的位置，并估计需要抑制的距离旁瓣 区间，以构造波形优化目标函数，所述波形优化目标函数为：
[0013]
(3)
[0014] 步骤三：将时域优化公式转换为频域优化公式，所述频域优化公式如下：
[0015]
^|4)
[0016] 其中蒙版向量mN(Z) = [Iz(O) Iz(I)…ΜΝ-ΟΓ,Μ·)为集合Z的指示函 数，（·广表示转置运算，
[0017]
[0018] 集值函勠
.其中_鲈是NX 1维的波形 相位向量；
[0019] Fe C2wx2s是单位离散傅里叶变换（DFT)矩阵，Fh= F \ C是一个截短/补零矩 阵，定义为:C= [INXN，Onxn];
[0020] 步骤四：根据步骤二确定的抑制区间确定S1的自相关要求，并计算得到S i，
[0021] 当S1= s 2时，由公式（14)得到第一个目标函数
[0022] Ja(S1) = I IDiag(m2N(Qr))FflDiag*(FCtS 1)FCtS1 I |2= α Ηα (16)
[0023] 其中
[0024] a = Diag (m2N (Qr)) FHDiag* (FC1S) FC1S (17)
[0025] 求得公式（16)的梯度后，利用子空间信赖域算法求解波形优化目标函数获得S1;
[0026] 步骤五：确定&的自相关和互相关要求，并计算得到s 2，
[0027] 根据S1和公式（14)得到第二个目标函数
[0028] Jc(s2) = I I Diag (m2N (Qr)) FflDiag* (FCtS1) FCtS2 I |2 (24)
[0029] 求得公式（24)的梯度和Hessian矩阵后，利用信赖域算法获得s2;
[0030] 步骤四获得的S1及步骤五获得的s 2即为获得的波形的表达式。
[0031] 上述方法还包括：
[0032] 步骤六：利用步骤五获得的^和s 2对目标的极化散射矩阵进行估计，
[0033] 距离单元q内目标的极化散射矩阵为：
[0034]
(30)
[0035] Shh (q)表示水平（h)极化发射时，水平（h)极化接收的信号分量，
[0036] Shv (q)表示垂直（V)极化发射时，水平（h)极化接收的信号分量，
[0037] Svh (q)表示水平（h)极化发射时，垂直（V)极化接收的信号分量，
[0038] svv (q)表不垂直（V)极化发射时，垂直（V)极化接收的信号分量，
[0039] 则瞬态极化雷达的回波可以表示为：
[0040] Y = a Σ ST+ff (31)
[0041] 其中〗:°0'，: a为回波幅度，S = [S1, S2]为瞬态极化雷达的波形矩阵， We C2xn为白噪声分量，
[0042] 则Σ的估句
其中 _3]
[0044] 基于上述方法的雷达信号传输方法为：
[0045] 在发射端：对&和s 2进行调制，并将调制后的s JP s 2分别经水平极化通道和垂 直极化通道发射出去；
[0046] 在接收端：对来自水平极化通道的信号进行解调，并将解调后的信号分成两路，分 别进行S 1匹配滤波和s 2匹配滤波，以分别得到水平和垂直极化发射时，水平极化通道接收 的信号分量；对来自垂直极化通道的信号进行解调，并将解调后的信号分成两路，分别进行 S1匹配滤波和s 2匹配滤波，以分别得到水平和垂直极化发射时，垂直极化通道接收的信号 分量。
[0047] 本发明提出了纯相位谱逼近方法（Phase Only Spectral Approximation Algorithm，POSAA)，该方法根据先验知识确定雷达场景中的强散射体和待测目标的位置， 估计需要抑制的距离旁瓣区间，结合瞬态极化雷达同时发射两个波形的特点，构造目标函 数，采用纯相位的思想，将复数波形的优化问题转化为实数相位的优化问题，降低了计算的 复杂度；利用相关与谱的傅里叶变换对关系，将时域的优化对象转化为频域的优化对象，弓丨 入快速傅里叶变换加快了运算速率。通过对瞬态极化雷达波形的相位进行优化调整，使得 获得的两个波形在需要抑制的距离单元内保持正交，能够抑制相关旁瓣；并显著提高了瞬 态极化雷达对目标极化参数估计的准确性。基于上述方法的雷达信号传输方法，不仅能够 减少雷达场景中距离向分布的各散射体之间的距离旁瓣干扰，而且能够确保在接收端，匹 配滤波器可以准确地将目标距离单元的信号解调出来，同时能够抑制其他距离单元的反射 十目号，提尚?目噪比。
【附图说明】
[0048] 图1为本发明所述的一种瞬态极化雷达波形获得方法的流程图；
[0049] 图2为瞬态极化雷达天线收发系统的原理框图；
[0050] 图3为POSAA方法和Multi-WeCAN方法获得的水平极化通道波形的自相关水平对 比图；
[0051 ] 图4为POSAA方法和Multi-WeCAN方法获得的垂直极化通道波形的自相关水平对 比图；
[0052] 图5为POSAA方法和Multi-WeCAN方法获得的两个极化通道波形的互相关水平对 比图；
[0053] 图6为POSAA方法和Multi-WeCAN方法获得的水平极化通道波形的自相关水平对 比图；
[0054] 图7为POSAA方法和Multi-WeCAN方法获得的垂直极化通道波形的自相关水平对 比图；
[0055] 图8为POSAA方法和Multi-WeCAN方法获得的两个极化通道波形的互相关水平对 比图；
[0056] 图9为瞬态极化