的托普利茨矩阵T(h)的 列抽取。
[0072] 抽取因子(Hd的列的子集通过该抽取因子从标准托普利茨矩阵中保留下来)与符 号周期d对应。例如，12个发送时钟的符号周期意味着标准托普利茨矩阵H = T(h)的每第12 个列被保留作为Hd的列。未知参数矢量(待确定的)是矢量r中的软符号的集合
[0073] r = [r( 1), ··· ,r(L/d+P-l) ]τ. (8)
[0074] 参数矢量r中的软符号的序列的解可由伪求逆得到，如：
[0075] (9)
[0076] 另一个实现。对于一些设计波形，迭代扩展(在此标为"条件性均衡器"）可给出更 好的均衡性能。在此方法中，均衡的结果根据后续符号量化步骤108被量化。产生的符号序 列P被应用到新模型中的脉冲响应，表示为：
[0077] ff=Hdp+e (10)
[0078] 然后，利用来自符号集的、给出最小平方拟合残差的符号顺序地替换矢量p的每个 元素。这通过对符号集的穷举搜索来确定，并且为矢量P的全部元素而重复。如果矢量P的当 前值给出最低误差，则程序停止;否则，重复该程序。以这种迭代过程使用的符号集104可具 有与最初使用的符号周期不同的符号周期，而且使用合适的尺寸和抽取因子。
[0079] 另一个实现。对于某些参考设计信号，均衡程序的另一个变型被用于实现更好的 性能。这种方法，在此标为"迭代求精"，对由基线算法产生的错误信号编码。即，形成为在基 线算法中获得的复制品与参考设计信号之间的差值的信号，被该算法当作用于合成的新信 号;激发是错误信号小于受到编码的原始信号。在错误信号被编码成三元序列之后，根据三 元值范围的饱和度，错误信号的编码从前一级的脉冲器序列编码中被扣除。当对错误的改 善停止时，该程序终止。
[0080] 符号量化
[0081] 符号量化器部件108配置为以在校准步骤中确定的增益映射的形式为均衡器110 的每个软符号输出样本116选择符号集的最接近的符号。因此，符号量化器部件108在每个k 中选择与被映射的软符号最接近的g(k)。符号序列随后被转换成其构成的三元脉冲序列， 该三元脉冲序列被连结到单个序列。该三态脉冲器序列114是符号量化器108的输出。
[0082] 实验结果
[0083]进行了水容器实验以验证IR估算和三态编码程序的性能。
[0084] 双向实验配置
[0085]如图7中所示，实验包括固定在水容器中并且直接指向5.08cm厚的亚克力 (acrylic)块的飞利浦L7-4换能器。维拉声学的优质采集系统连接到换能器。
[0086] 脉冲响应估算实验
[0087] 在图7中示出的换能器脉冲响应估算实验120中，换能器元件信道122被选来发送 和随后接收。换能器元件122放置在水容器124的内部，水容器124被构造为将水126保持在 指定的水平面128。在水容器底部并且在水126下方的亚克力块130配置为用作声学镜，以基 本上无修改地将发送的信号反射回其来源。在独立的采集事件中，发送了八个不同的伪随 机脉冲队列以作为探测序列。计算了用于每个序列的共同IR估算以及独立估算。这在图6中 予以示出。在图中堆叠了与每个发送的探测序列对应的脉冲响应估算以示出其相似性。这 定性地示出了其相对于探测序列选择的独立性且由此证实了描述的估算技术的有效性。
[0088] LFM合成测试
[0089]在具有10微秒时长的线性频率调制(LFM)的脉冲、示例性大时间带宽波形上演示 了波形编码。对波形包络线应用了泰勒权重。瞬时频率范围在3.5MHz到6.5MHz。在双向换能 器补偿使用模型中，在参考波形与接收器滤波之后的测量波形之间的归一化RMS误差是-21.7dB〇 [0090] 產禮
[0091]总之，公开了通过三态脉冲器用于任意波形生成的设备，并公开了针对三个使用 模型的应用。
[0092]对于某些参考设计信号，均衡程序的另一个变型被用于实现更好的性能。通信学 或操作研究领域的工程技术人员所公知的算法，诸如"维特比(Viterbi)"、动态编程或最大 似然序列估算(MLSE)被应用到新的IR缩短程序中。缩短程序通过基于去卷积原理的特定布 置的因式分解设计而完成。IR缩短程序的目的是使得MLSE方法能够被实际应用；由于相关 IR矢量的典型预期的尺寸而导致如果没有该程序，则在本发明中将难以解决计算复杂度。 应用MLSE程序的有益效果(在大多数实践案例中）是相对于其它实现方式的保真度来说显 著提升的保真度。
[0093]考虑限定：
[0094] h =换能器脉冲响应，抽取到与发送器状态延时相等的周期的采样率(在此标为 FdTOll)，即，需要维持发送器电压状态的发送器时钟的最小数目；
[0095] L = h 的长度；
[0096] W=参考设计信号，在其前端和后端补零，该补零具有实际适当的长度，例如，分别 是174和2\1^;
[0097] Lw=W矢量的长度；
[0098] H =先前引用的托普利茨结构矩阵，该矩阵的第一列是被补零到U-2L的长度的h 矢量，并且该矩阵的列以Fdwell的率值被抽取;以及
[0099] B =适当选择的低通或带通有限脉冲响应(FIR)滤波器的参考脉冲响应(RIR)，其 中通频带(passband)与换能器的通频带对齐并且具有适合于MLSE算法的实际解决方案的 长度，
[0100] 算法步骤如下：
[0101] 1.使用伪求逆或其它适当的方法求解在最小二乘问题H Xr=W中的矢量r，其中当 换能器输出是参考波形W时，r表示用于换能器的无限精度驱动信号；
[0102] 2.将矢量B与矢量r卷积以生成提取的信号y = C〇nv(r，B);
[0103] 3.使用MLSE算法推导出在包括y的时间支持的时长上的、符号的三态序列{Ik}= Imlse，其优选地通过与RIR矢量B卷积成矢量yMLSE = conv ( Imlse，B)而接近提取的信号y。
[0104] 利用RIR矢量B的不同级别的复制品在缩放的适当的实际范围上重复步骤1-3,直 至找到给出最小的误差近似yMLSE的B的缩放。然后与这种缩放实例对应的三态序列电压序 列IlSE被选为通过该实现方式产生的发送器编码。
[0105] 图8是表示用于实现本公开的程序的高阶系统架构70的系统等级框图。应理解的 是，这仅是一个代表性实施方式，并且并非本公开的全部实施方式都需要示出的架构70。
[0106] 架构70包括经由PCI-express总线74联接到多信道收发器和数据采集系统76的主 计算机72。主计算机72具有用户接口和控制78以及显示器80,两者均联接到处理器82,其中 处理器82利用基于像素的应用处理软件84。多信道收发器和数据采集系统76硬件联接到用 于为声学介质90中的区域88成像的超声换能器86。因为这些部件易于在市场上购得，所以 本文中将不对其详细描述。
[0107] 面向像素的处理
[0108] 根据本公开的一个实施方式的基于软件的方法和系统架构以软件方式实现了全 部实时处理功能。在图9中示意性地示出了建议的架构。
[0109] 在基于软件的系统中仅有的定制硬件部件是到计算机的扩展总线的插接模块，该 插接模块包括脉冲生成和信号采集电路以及用于存储信号数据的大块扩展存储器。信号采 集程序包括放大和数字化跟随发送脉冲从换能器元件中的每个返回的信号。典型地，除了 由换能器本身所提供的固有带通滤波之外，在数字化之前仅有的信号滤波是用于A/D转换 的低通、抗混叠滤波。信号以与所涉及的频率相一致的恒定的率值被采样，并且数字化的数 据通过最少的处理而被存储在存储器中。信号采集的直通设计允许利用成品部件在相对少 量的面板区域中实现该电路。
[0110] 在图10中示出了对插接模块的更详细的观察。示出了多个采集信道，每个采集信 道包括发送器、接收器前置放大器、A/D转换器和存储块。在接收期间，换能器信号被数字化 并直接写入独立存储块。存储块是双端口式的，意味着在采集数据从A/D转换器侧被写入的 同时，存储块可从计算机侧被读取。存储块表现为至系统CPU的常规扩展存储器。应注意到 的是，由于系统优选地被安置在定制的外壳中，所以插接模块的尺寸不限于标准计算机扩 展卡的常规尺寸。另外，可使用多个插接模块来容纳大量的换能器元件，其中每个模块处理 换能器孔的子集。
[0111] 用于插接模块的部件(包括放大器、A/D转换器和相关接口电路）以及发送脉冲生 成和信号采集所需的部件是易于从市场上购得的部件并且在本文中将不对其详细描述。除 了供写入数字化的信号数据的第二直接存储读写端口之外，从接收的回声中获得的回声信 号的RF数据存储所需的存储块与在可从市场上购得的插接扩展存储卡中找到的电路基本 相同。（接收的回声信号数据泛指RF数据，其原因是它包括由换