在电子设备中进行多回路功率控制的装置及方法与流程

本发明涉及便携式电子设备中的功率控制，更特别地，涉及一种用于在电子设备中进行多回路(multi-loop)功率(power)控制的装置及相关的方法。

背景计数

图1根据相关技术示出了一种重叠(overlap)效应，该重叠效应来源于传统充电器系统的多个反馈回路在激活时间段(activation time periods)之间的重叠，其中，水平轴表示充电时间，以及，垂直轴表示充电电流。如图1所示，当从恒流(constant current，CC)阶段(为简洁起见，在图1中标注为“CC”)切换为恒压(constant voltage，CV)阶段(为简洁起见，在图1中标注为“CV”)时，传统的充电器系统很难避免使这多个反馈回路被同时激活。因此，这多个反馈回路之其中一个反馈回路会影响这多个反馈回路之其中另一个反馈回路，以及，在图1所示的曲线中存在两个转变(transition)，而不是在转变时间点上对应一尖锐边界(sharp boundary)的单个转变。此外，由于此重叠效应，增大了传统的充电系统的充电时间。

图2根据相关技术示出了另一种重叠效应，该重叠效应来源于传统的充电器系统的多反馈回路的激活时间段之间的重叠，其中，水平轴表示充电时间，以及，垂直轴表示充电电流。如图2所示，当从电池充电电流(battery charging current，IBAT)阶段(为简洁起见，在图2中标注为“IBAT”)切换为输入电流限制(input current limitation，ICL)阶段(为简洁起见，在图1中标注为“ICL”)时，传统的充电器系统使这多个反馈回路不被同时激活是很难的。因此，这多个反馈回路之其中一个反馈回路会影响这多个反馈回路之其中另一个反馈回路，以及，传统的充电器系统的一些充电特性退化。此外，由于此重叠效应，增大了传统的充电器系统的充电时间。

总之，传统的充电器系统中存在很多问题，且传统的充电器系统不能确保在各种不同情形中的高稳定度。因此，需求一种新颖的架构来减少(例如，消 除)所述重叠效应，以确保整个系统的整体性能。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的之一在于提供一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的装置及方法，以解决上述问题。

根据至少一优选实施例，本发明提供了一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的装置，其中，该装置可包括电子设备的至少一部分(如一部分或全部)。在一示例中，该装置可包括：位于所述电子设备的第一反馈回路中且耦接于所述电子设备的功率控制端的第一放大器、位于所述电子设备的第二反馈回路中且耦接于所述功率控制端的第二放大器，以及耦接于所述第一放大器和所述第二放大器的补偿电路。第一放大器用于选择性地输出第一误差信号至所述功率控制端。此外，第二放大器用于选择性地输出第二误差信号至所述功率控制端。此外，补偿电路用于侦测所述第一误差信号，以产生对应于所述第一误差信号的补偿信号，且将所述补偿信号施加到所述第二误差信号，以进行所述电子设备的功率控制。

根据至少一优选实施例，本发明提供了一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的方法，如上述装置的操作方法。在一示例中，此方法(如上述装置的操作方法)可包括：利用第一放大器来选择性地输出第一误差信号至功率控制端；利用第二放大器来选择性地输出第二误差信号至功率控制端；以及施加对应于所述第一误差信号的补偿信号至所述第二误差信号，以进行所述电子设备的功率控制。

根据至少一优选实施例，本发明还提供了一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的装置，其中，该装置可包括电子设备的至少一部分(如一部分或全部)。在一示例中，该装置可包括：位于所述电子设备的第一反馈回路中的第一放大器、位于所述电子设备的第二反馈回路中的第二放大器，以及耦接于所述第一放大器和所述第二放大器的补偿电路。第一放大器用于选择性地输出第一误差信号。此外，第二放大器用于选择性地输出第二误差信号。此外，选择控制电路用于侦测对应于所述第一误差信号的第一脉冲宽度调制PWM信号和对应于所述第二误差信号的第二PWM信号，以产生至少一侦测结果；以及，根 据所述至少一侦测结果动态地选择所述第一PWM信号和所述第二PWM信号之一作为最终的PWM信号，以进行所述电子设备的功率控制。

根据至少一优选实施例，本发明提供了一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的方法，如上述装置的操作方法。在一示例中，此方法(如上述装置的操作方法)可包括：利用第一放大器来选择性地输出第一误差信号；利用第二放大器来选择性地输出第二误差信号；以及侦测对应于所述第一误差信号的第一脉冲宽度调制PWM信号和对应于所述第二误差信号的第二PWM信号，以产生至少一侦测结果；以及，根据所述至少一侦测结果动态地选择所述第一PWM信号和所述第二PWM信号之一作为最终的PWM信号，以进行所述电子设备的功率控制。

本发明提供的装置和方法可用于在电子设备中进行多回路的功率控制，从而减少来自电子设备内的多个反馈回路在激活时间段之间的重叠的重叠效应(如非尖锐的转变边界效应)，以及保持电子设备在各种不同情形中的高稳定度。

本领域计数人员在阅读附图所示优选实施例的下述详细描述之后，可以毫无疑义地理解本发明的这些目的及其它目的。

附图说明

图1根据相关技术示出了一种来自于传统充电器系统的多个反馈回路的激活时间段之间的重叠的重叠效应；

图2根据相关技术示出了一种来自于传统充电器系统的多个反馈回路的激活时间段之间的重叠的另一重叠效应；

图3是根据本发明一实施例的一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的装置的示意图；

图4根据本发明实施例示出了一种与图3所示的装置有关的重叠效应消除方案；

图5根据本发明另一实施例示出了一种与图3所示的装置有关的重叠效应消除方案；

图6根据本发明一实施例示出了一种与图3所示的装置有关的控制方案；

图7根据本发明另一实施例示出了一种与图3所示的装置有关的控制方案；

图8根据本发明另一实施例示出了与图3所示的装置有关的控制方案；

图9是根据本发明另一实施例的一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的装置的示意图；

图10根据本发明一实施例说明与图9所示的装置有关的控制方案。

具体实施方式

以下描述为本发明实施的较佳实施例。以下实施例仅用来例举阐释本发明的技术特征，并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件。所属领域技术人员应可理解，制造商可能会用不同的名词来称呼同样的元件。本说明书及权利要求书并不以名称的差异来作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异来作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。

文中所用的术语“基本”或“大致”是指在可接受的范围内，本领域技术人员能够解决所述技术问题，基本达到所述技术效果。举例而言，“大致等于”是指在不影响结果正确性时，技术人员能够接受的与“完全等于”有一定误差的方式。

图3是根据本发明一实施例的装置100的示意图，装置100用于在电子设备中进行多回路功率控制，其中，装置100可以包括所述电子设备的至少一部分。举例而言，装置100可以包括上述电子设备的一部分，以及更特别地，可以是所述电子设备内的至少一硬件电路(例如，至少一集成电路(integrated circuit，IC)及其相关的电路)。在另一示例中，装置100可以是上述电子设备的全部。在另一示例中，装置100可以包括一具有上述电子设备的系统(例如，包括所述电子设备的无线通信系统)。所述电子设备的示例可以包括但不限于， 多功能手机、平板电脑和笔记本电脑。

如图3所示，装置100可以包括第一放大器(amplifier)112(为简洁起见，在图3中标注为“AMP”)、第二放大器122(为简洁起见，在图3中标注为“AMP”)和补偿电路130。第一放大器112位于(is positioned in)所述电子设备的第一反馈回路110中，且耦接于所述电子设备的功率控制端142。第二放大器122位于所述电子设备的第二反馈回路120中，且耦接于所述功率控制端142。补偿电路130耦接于第一放大器112和第二放大器122。举例来说，第一反馈回路110还可以包括耦接在第一放大器112和功率控制端142之间的二极管，用于控制第一放大器112和功率控制端142之间的电流的电流方向。第二反馈回路120还可以包括耦接在第二放大器122和功率控制端142之间的二极管，用于控制第二放大器122和功率控制端142之间的电流的电流方向。这仅用于说明目的，而并不意味着对本发明的限制。此外，功率控制端142可以位于所述电子设备内的功率控制电路140中。举例来说，功率控制电路140可以包括耦接于功率控制端142的电流源，以及还可以包括晶体管，如金属氧化物半导体场效应管(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET)。这仅用于说明目的，而并不意味着对本发明的限制。

根据本实施例，第一放大器112用于选择性地输出第一误差信号(error signal)至功率控制端142。此外，第二放大器122用于选择性地输出第二误差信号至功率控制端142。可以理解地，电路设计中的电压、电流均具有极性，例如，在图3所示的示意图中，第一误差信号和第二误差信号的电流极性为负。应当说明的是，本发明对第一误差信号和第二误差信号的电流极性并不做任何限制，具体实现中，可通过增加二极管的方式来改变(或限制)第一误差信号和第二误差信号的电流极性。在一些实施例中，当改变所述电流极性时，功率控制电路140也可做相应地改变。例如，当第一误差信号和第二误差信号的极性为正时，功率控制端142分别接收第一误差信号和第二误差信号，以及将这两个信号接至接地电平GND。此外，补偿电路130用于侦测第一误差信号，以产生对应于所述第一误差信号的补偿信号，并将所述补偿信号施加到所述第二误差信号，以进行所述电子设备的功率控制。举例来说，功率控制端142可接收作为第一反馈回路110的反馈的所述第一误差信号，以进行所述电子设备的 功率控制；以及，功率控制端142可以接收作为第二反馈回路120的反馈的第二误差信号，以进行所述电子设备的功率控制。

在图1所示的实施例中，第一放大器112可具有第一监测输入端(monitoring input terminal)(例如，在本实施例中标注为正输入端“+”)和第一参考输入端(例如，在本实施例中标注为负输入端“-”)，其中，第一监测输入端用于输入第一监测信号FB1，第一参考输入端用于输入第一参考信号REF1。在一些示例中，第一放大器112根据第一监测信号FB1和第一参考信号REF1之差异产生第一误差信号。第二放大器122可具有第二监测输入端(例如，在本实施例中标注为正输入端“+”)和第二参考输入端(例如，在本实施例中标注为负输入端“-”)，其中，第二监测输入端用于输入第二监测信号FB2，第二参考输入端用于输入第二参考信号REF2。在一些示例中，第二放大器122根据第二监测信号FB2和第二参考信号REF2之差异产生第二误差信号。举例来说，所述电子设备可利用第一反馈回路110根据第一参考信号REF1来监测第一监测信号FB1，以进行电子设备的功率控制，例如，通过第一反馈回路110的控制使得第一监测信号FB1大致等于第一参考信号REF1。在另一示例中，所述电子设备可利用第二反馈回路120根据第二反馈信号REF2来监测第二监测信号FB2，以进行电子设备的功率控制，例如，通过第二反馈回路120的控制使得第二监测信号FB2大致等于第二参考信号REF2。

根据一些实施例，补偿信号可以等于第一误差信号和预定因子的乘积，其中，所述预定因子是非零因子，例如，所述非零因子介于0到1之间。举例来说，所述预定因子可以等于100％。因此，所述补偿信号的强度(strength)可等于所述第一误差信号的强度。这仅用于说明目的，而不意味着对本发明的限制。在一些示例中，所述预定因子可以等于其它任意的预定值，具体地，本发明实施例对此不做任何限定，具体实现中可根据实际需求进行设定。

根据一些实施例，补偿电路130可将所述补偿信号施加到所述第二误差信号，以在所述电子设备从第二反馈回路120的功率控制切换至第一反馈回路110的功率控制的时间段期间减少(reduce)第一反馈回路110对第二反馈回路120的影响。举例来说，第一反馈回路110可用来进行恒压(CV)控制阶段(如上述恒压阶段)中的充电控制，以及，第二反馈回路120可用来进行恒流(CC) 控制阶段(如上述恒流阶段)中的充电控制。当从恒流控制阶段切换为恒压控制阶段时，补偿电路130可施加所述补偿信号至第二误差信号上，以在所述电子设备从第二反馈回路120的恒流控制切换至第一反馈回路110的恒压控制的时间段期间减少第一反馈回路110对第二反馈回路120的影响。这仅用于说明目的，而不意味着对本发明的限制。根据一些实施例，补偿电路130可施加所述补偿信号至所述第二误差信号上，以在所述电子设备从第二反馈回路120的恒流控制切换至第一反馈回路110的恒压控制的时间段期间消除(remove)第一反馈回路110对第二反馈回路120的影响。

根据一些实施例，补偿电路130可包括耦接于第一放大器112的侦测器(detector)，以及，还可以包括耦接于所述侦测器和第二放大器122的补偿器(compensator)。举例来说，所述侦测器可用于侦测第一误差信号，以产生侦测信号；以及，所述补偿器可用于根据所述侦测信号产生上述补偿信号，并施加所述补偿信号至第二误差信号。这仅用于说明目的，而不意味着对本发明的限制。在一些示例中，所述补偿器可用于施加所述补偿信号的衍生物(derivative)至所述第二误差信号。

根据一些实施例中，第一放大器112和第二放大器122中的至少一个(例如，第一放大器112和第二放大器122之一，或者，第一放大器112和第二放大器112中的每一个)可由不同类型的电路来实现。举例来说，在一些实施例中，第一放大器112和第二放大器122中的至少一个(例如，第一放大器112和第二放大器122之一，或者，第一放大器112和第二放大器112中的每一个)可以包括输出跨导放大器(output transconductance amplifier，OTA)，其中，所述输出跨导放大器(OTA)可用于将电压差(difference)转换为电流误差信号，例如，电流误差信号Ierr＝(V_FB1-V_REF1)*G，其中，G为输出跨导放大器所具有的跨导系数。此外，在一些实施例中，第一放大器112和第二放大器122中的至少一个(例如，第一放大器112和第二放大器122之一，或者，第一放大器112和第二放大器112中的每一个)可以包括电流源(例如，基于电流控制的电流源)，其中，此电流源可用于将电流差转换为电流误差信号。此外，在一些实施例中，第一放大器112和第二放大器122中的至少一个(例如，第一放大器112和第二放大器122之一，或者，第一放大器112和第二放大器112中的每一 个)可以包括运算放大器(operational amplifier，OPAMP)和电压至电流转换器(voltage-to-current converter)，其中，所述运算放大器(OPAMP)可用来将电压差转换为电压误差信号，以及，所述电压至电流转换器可用来将所述电压误差信号转换为电流误差信号。

根据一些实施例，可将装置100应用至对应于不同场景类型的不同类型的功率控制电路。举例来说，在一些实施例中，功率控制端142可以是位于所述电子设备内的充电器的控制端，其中，所述电子设备可在恒压控制阶段中选择性地利用第一反馈回路110来监测被所述充电器充电的电池的电压，以及，可在恒流控制阶段中选择性地利用第二反馈回路120来监测所述电池的充电电流。此外，在一些实施例中，功率控制端142可以是位于所述电子设备内的调节电路(regulating circuit)的控制端，其中，所述电子设备可选择性地利用第一反馈回路110来监测所述调节电路的输出电压，以及，可选择性地利用第二反馈回路120来监测流经所述调节电路的电流。此外，在一些实施例中，功率控制端142可以是位于所述电子设备内的调节电路的控制端，其中，所述电子设备可选择性地利用第一反馈回路110来监测调节电路施加给负载的输出电压，以及，可选择性地利用第二反馈回路120来监测所述调节电路从所述调节电路的电源处获得(draw)的电流。

图4根据本发明实施例示出了一种与图3所示的装置100有关的重叠效应消除方案。举例来说，第一放大器112和第二放大器122中的每一个可包括如上所述的输出跨导放大器(OTA)。此外，功率控制端142可以是位于电子设备内的充电器的控制端，其中，电子设备可在恒压控制阶段中选择性地利用第一反馈回路110来监测被所述充电器充电的电池的电压；以及，可在恒流控制阶段中选择性地利用第二反馈回路120来监测所述电池的充电电流。此外，充电电流和充电时间的关系可以用曲线210表示。

与曲线205(例如，图1中所示的曲线)相比，曲线210中存在单个转变，而不是两个转变，其中，所述单个转变在转变时间点上对应一尖锐边界。因此，可消除上述重叠效应。此外，与具有图1所示的重叠效应的传统的充电器系统相比，由于消除了图1所示的重叠效应，因此，本实施例的充电器的充电时间减小。假设水平线EOC表示结束充电的电流(end-of-charging current)，则图4 中所示的加快时间(speed up time)表示本实施例的充电器所缩短的充电时间，因此，本实施例提供的充电器系统的充电时间是更短的，即采用本发明的装置或方法可以减小充电时间。

根据一些实施例，所述补偿信号可被有意(intentionally)地或无意地(unintentionally)设计为不足(insufficient)以完全校正图1所示的重叠效应，即不完全消除重叠效应。因此，在这些实施例中，图4所示的重叠效应消除方案可变成重叠效应减少方案。为简洁起见，对于这些实施例的类似描述在此处不再详细赘述。

图5根据本发明另一实施例示出了一种与图3所示的装置100有关的重叠效应消除方案。举例来说，第一放大器112和第二放大器122中的每一个可包括如上所述的输出跨导放大器(OTA)。此外，功率控制端142可以是位于电子设备内的充电器的控制端。此外，充电电流和充电时间之间的关系可以用曲线220表示。

与曲线215(例如，图2所示的曲线)相比，在曲线210中，两个转变彼此接近，而不是彼此远离。因此，可消除上述重叠效应。此外，与具有图2所示的重叠效应的传统的充电器系统相比，由于图2所示的重叠效应被消除，因此，本实施例的充电器的充电时间减小。假设水平线EOC表示结束充电的电流(end-of-charging current)，则图5中所示的加快时间表示本实施例的充电器所缩短的充电时间，因此，本实施例提供的充电器系统的充电时间是更短的，即采用本发明的装置或方法可以减小充电时间。

根据一些实施例，所述补偿信号可被有意或无意地设计为不足以校正图2所示的重叠效应，即不完全消除重叠效应。因此，在这些实施例中，图5所示的重叠效应消除方案变成重叠效应减少方案。为简洁起见，对于这些实施例的类似描述在此处不再详细赘述。

图6根据本发明一实施例示出了一种与图3所示的装置100有关的控制方案。举例来说，第一放大器112和第二放大器122中的每一个可包括如上所述的输出跨导放大器(OTA)。更特别地，第一放大器112可以使用输出跨导放大器(OTA)OTA1来实现，以及，第二放大器122可以使用输出跨导放大器(OTA)OTA2来实现。此外，补偿电路130可包括电流源330，电流源330产生对应于 上述侦测信号的补偿电流I_COMP，其中，补偿电流I_COMP可视为上述补偿信号的一种示例，电流I1可视为所述第一误差信号的一种示例，以及，电流I2可视为所述第二误差信号的一种示例。举例来说，在功率控制电路140中，电流源的电流I_BIAS可以等于对应于第一反馈回路110的电流I1和对应于第二反馈回路120的电流I2之和。此外，功率控制端142可以是位于所述电子设备内的充电器的控制端。在图6所示的示例中，I_BIAS＝I1+I2，其中，电流I1为输出跨导放大器(OTA)OTA1根据其两个输入电压的电压差提供的第一误差信号，电流I2为输出跨导放大器(OTA)OTA2未在补偿电流I_COMP的补偿下根据其两个输入电压的电压差提供的第二误差信号，电流I2’为输出跨导放大器(OTA)OTA2在补偿电流I_COMP的补偿下根据其两个输入电压的电压差提供的误差信号。在本发明实施例中，电流I2’相较于电流I2更接近于电流I_BIAS，从而可减少重叠效应。

根据本实施例，装置100可控制补偿电流I_COMP等于电流I1，以使得输出跨导放大器(OTA)OTA2的输出电流等于电流I_BIAS，从而可消除重叠效应。在另一些示例中，装置100也可控制补偿电流I_COMP大致等于电流I1，或者等于电流I1与非零因子之乘积，以使得输出跨导放大器OTA2的输出电流I2’在原有基础上(如I2)更接近于电流I_BIAS，从而减少重叠效应。因此，在本发明中，通过减少重叠效应可减少多个反馈回路在切换过程中的偏移电压，提高系统的性能。为简洁起见，对于本实施例的类似描述，此处不再赘述。

图7根据本发明另一实施例示出了一种与图3所示的装置100有关的控制方案。举例来说，第一放大器112和第二放大器122中的每一个可以包括如上所述的输出跨导放大器(OTA)。特别地，第一放大器112可利用输出跨导放大器(OTA)OTA1来实现，以及，第二放大器122可利用输出跨导放大器(OTA)OTA2来实现。此外，电流侦测器432和电流补偿器434可分别视为上述一些实施例中所提及的侦测器和补偿器的一种示例。此外，功率控制端142可以是位于电子设备内的充电器的控制端。为简洁起见，对于此实施例的类似描述在此处不再赘述。

图8根据本发明另一实施例示出了与图3所示的装置100有关的控制方案。举例来说，第一放大器112和第二放大器122中的每一个可包括如上所述的运算放大器(OPAMP)。更特别地，第一放大器112可以使用图8左上角附近所示 的运算放大器(OPAMP)来实现，其中，标号“CV”表示：包括此运算放大器(OPAMP)的第一反馈回路110可用于进行如恒压(CV)控制阶段(如上所述的恒压阶段)中的充电控制。此外，第二放大器122可由图8左下角附近所示的运算放大器(OPAMP)来实现，其中，标号“CC”表示：包括此运算放大器(OPAMP)的第二反馈回路120可用于进行恒流(CC)阶段(如上所述的恒流阶段)中的充电控制。

如图8所示，补偿电路130可包括一些晶体管，如金属氧化物场效应管(MOSFET)MA、MB、MC、MD和NX，以及，补偿电路130还可以包括一些电流源，这些电流源分别产生电流I_A、I_B和I_C。为了更好的补偿，一些相关的电流I_CV、I_CC、I_CVO、I_CCO和I_CVX被说明，其中，电流I_CVX可视为上述补偿信号的一种示例，电流I_CVO可视为所述第一误差信号的一种示例，以及，电流I_CCO可视为第二误差信号的一种示例。举例来说，图8右上角附近所示电流源的电流I_A可以等于对应于第一反馈回路110的电流I_CV和对应于第二反馈回路120的电流I_CC之和。此外，端子COMP可视为功率控制端142的一种示例。为简洁起见，对于此实施例的类似描述在此处不再赘述。

根据一些实施例，如图1所示的实施例及其后续的实施例(借助于模拟补偿的装置)，提供了一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的方法，如图1所示的装置100的操作方法。举例来说，此方法(如装置100的操作方法)可包括：利用第一放大器112来选择性地输出第一误差信号至功率控制端142；利用第二放大器122来选择性地输出第二误差信号至功率控制端142；以及，将对应于所述第一误差信号的补偿信号施加到所述第二误差信号，以进行所述电子设备的功率控制。本发明的优势是：装置100及其方法能够减少来源于电子设备内的多反馈回路的激活时间段之间的重叠的重叠效应(如非尖锐的转变边界效应)。为简洁起见，对于这些实施例的类似描述在此处不再赘述。

图9是根据本发明另一实施例的一种用于在电子设备(如图1所示实施例中所描述的电子设备)中进行多回路功率控制的装置600的示意图，其中，装置600可包括此电子设备的至少一部分。举例来说，装置600可包括上述电子设备的一部分，更特别地，可以是位于电子设备内的至少一硬件电路，如至少一集成电路(IC)及其相关电路。在另一示例中，装置600可以是上述电子设 备的全部。在另一示例中，装置600可包括一包括上述电子设备的系统(例如，包括所述电子设备的无线通信系统)。电子设备的示例可包括但不限于，多功能手机、平板电路和笔记本电脑。

根据一些实施例，装置600可包括位于电子设备的第一反馈回路610中的第一放大器，如位于上述第一反馈回路110中的第一放大器112。装置600还可以包括位于电子设备的第二反馈回路620中的第二放大器，如位于上述第二反馈回路120中的第二放大器122。然而，装置600的第一放大器和第二放大器耦接于功率控制端(如上述功率控制端142)是不必要的。如图9所示，装置600可包括位于第一反馈回路610中的输出跨导放大器(OTA)OTA1和比较器614，以及，可以包括位于第二反馈回路620中的输出跨导放大器(OTA)OTA2和比较器624。其中，输出跨导放大器(OTA)OTA1可视为装置600的第一放大器的一种示例，以及，输出跨导放大器(OTA)OTA2可视为装置600的第二放大器的一种示例。此外，装置600还可以包括选择控制电路(selection control circuit)630，耦接于装置600的第一放大器和第二放大器(更特别地，分别通过比较器614和624耦接于输出跨导放大器(OTA)OTA1和OTA2)。此外，装置600还可以包括脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)逻辑(也可称作PWM逻辑电路)640。PWM逻辑640用于根据PWM信号(如图9所示的“true duty“)去调节相应的系统(如升压、降压系统)，进而使得第一监测信号FB1或第二监测信号FB2的电压得到调节，因此，通过减少重叠效应来避免输出不稳定问题。例如，PWM逻辑640根据所述PWM信号(true duty)去调整功率输出级的开关行为，进而调整相应地电压或电流(第一监测信号FB1、第二监测信号FB2)。此外，选择控制电路630可包括多个计数电路(count circuit)，如两个计数电路631和632。此外，选择控制电路630还可以包括决策电路(decision circuit)634，耦接于所述多个计数电路(如所述两个计数电路631和632)。

装置600的第一放大器(如OTA OTA1)可用于选择性地输出如上所述的第一误差信号，以及，装置600的第二放大器(如OTA OTA2)可用于选择性地输出如上所述的第二误差信号。举例来说，比较器614可比较第一误差信号和第一周期性斜波信号(periodic ramp signal)，以产生对应于所述第一误差信号的第一PWM信号duty1，以及，比较器624可以比较第二误差信号和第二周期性斜 波信号，以产生对应于所述第二误差信号的第二PWM信号duty2。为便于更好的理解，分别使用一些斜波波形来说明所述第一周期性斜波信号和第二周期性斜波信号。如图9所示，选择控制电路630用于侦测第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2，以产生至少一侦测结果；以及，根据前述至少一侦测结果，动态地选择所述第一PWM信号duty1和所述第二PWM信号duty2中的其中一个作为最终的(resultant)PWM信号并输出给PWM逻辑640，以进行电子设备的功率控制。

举例来说，计数电路631和632可分别对第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2计数，以产生第一计数结果和第二计数结果；其中，前述至少一侦测结果可包括所述第一计数结果和所述第二计数结果(例如，第一计数结果和第二计数结果可视为前述至少一侦测结果的一种示例)。根据第一计数结果和第二计数结果，决策电路634可确定第一PWM信号duty1的脉冲和第二PWM信号duty2的脉冲中的其中之一脉冲是否早于第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2中的其中之另一脉冲，以动态地选择第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2之一作为所述最终的PWM信号。举例来说，决策电路634可确定第一PWM信号duty1的上升沿(或下降沿)是否早于第二PWM信号duty2的上升沿(或下降沿)出现，若是，说明第一PWM信号duty1早于第二PWM信号duty2出现；反之，说明第二PWM信号duty2早于第一PWM信号duty1出现。此外，在一些示例中，若决策电路634确定出第一PWM信号duty1早于第二PWM信号duty2出现，则决策电路634可选择第一PWM信号duty1作为上述最终的PWM信号，反之，若确定出第二PWM信号duty2早于第一PWM信号duty1出现，则决策电路634可选择第二PWM信号duty2作为上述最终的PWM信号。因此，PWM逻辑640可根据选择控制电路630从第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2中动态选择出的所述最终的PWM信号进行功率控制。从而，可避免第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2之间的频繁切换，减少上述重叠效应而使得输出更稳定。

根据一些实施例，选择控制电路630可分别监测第一PWM信号duty1的第一占空比(duty cycle)和第二PWM信号duty2的第二占空比，以产生前述的至少一侦测结果。举例来说，前述的至少一侦测结果可包括统计数据(statistics data)，如与第一占空比和第二占空比中的至少一个有关的统计数据。

图10根据本发明一实施例说明与图9所示的装置600有关的控制方案。在情形(a)中，第二PWM信号duty2的脉冲的上升沿早于第一PWM信号duty1的脉冲的上升沿出现，决策电路634可确定出：第二PWM信号duty2的脉冲早于第一PWM信号duty1的脉冲出现。在情形(b)中，第一PWM信号duty1的脉冲的上升沿早于第二PWM信号duty2的脉冲的上升沿出现，决策电路634可确定出：第一PWM信号duty1的脉冲早于第二PWM信号duty2的脉冲出现。请注意，可在不同时间点上侦测第一PWM信号duty1的多个脉冲和第二PWM信号duty2的多个脉冲，以及，随着时间的流逝，第一计数结果和第二计数结果可分别被更新(更特别地，被增大)，因此，决策电路634可分别在不同的时间点上侦测出不同的情形，如图10中所示的这些情形。举例来说，基于侦测到的情形(a)、(b)和/或情形(a)、(b)的发生规律，决策电路634可动态地选择第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2之一作为所述最终的PWM信号。

根据一些实施例，所述统计数据可包括是否已连续A1次侦测到情形(a)和(b)内的某一情形，其中，标号“A1”可表示正整数。举例来说，决策电路634在一时间点上最初选择第一PWM信号duty1作为所述最终的PWM信号。当已连续A1次侦测到情形(a)时，决策电路634可在另一时间点上选择第二PWM信号duty2作为所述最终的PWM信号。在另一示例中，决策电路634在一时间点上最初选择第二PWM信号duty2作为所述最终的PWM信号。当连续A1次侦测到情形(b)时，决策电路634可在另一时间点上选择第一PWM信号duty1作为所述最终的PWM信号。这仅用于说明目的，而不意味着对本发明的限制。根据一些实施例，确定是否连续A1次侦测到情形(a)以及确定是否连续A1次侦测到情形(b)是非必要的。根据一些实施例，上述统计数据可包括情形(a)符合预定模式的发生规律和/或情形(b)符合预定模式的发生规律。

根据一些实施例，假设标号“N2”表示小于或等于1的正值，以及，发生情形(a)的次数与发生情形(b)的次数之和等于A2，其中，标号“A2”可表示正整数。举例来说，在一时间点上，决策电路634最初选择第一PWM信号duty1作为所述最终的PWM信号。则在A2次的侦测期间，当(N2*A2)次侦测到情形(a)时，决策电路634可在另一时间点上选择第二PWM信号duty2 作为所述最终的PWM信号。在另一示例中，在一时间点上，决策电路634最初选择第二PWM信号duty2作为所述最终的PWM信号。则在A2次的侦测期间，当(N2*A2)次侦测到情形(b)时，决策电路634可在另一时间点上选择第一PWM信号duty1作为所述最终的PWM信号。这仅用于说明目的，而不意味着对本发明的限制。

根据一些实施例，假设发生情形(a)的次数与发生情形(b)的次数之和等于A3，其中，标号“A3”可表示正整数。举例来说，在一时间点上，不管是第一PWM信号duty1还是第二PWM信号duty2被决策电路634最初选择作为所述最终的PWM信号，在A3次的侦测期间，当超过(50％*A3)次侦测到情形(a)时(例如，N3次，其中，A3>N3>(50％*A3))，决策电路634可在另一时间点上选择第二PWM信号duty2作为所述最终的PWM信号。在另一示例中，在一时间点上，不管是第一PWM信号duty1还是第二PWM信号duty2被决策电路634最初选择作为所述最终的PWM信号，在A3次的侦测期间，当(50％*A3)次侦测到情形(b)时(例如，N4次，其中，A4>N4>(50％*A3))，决策电路634可在另一时间点上选择第一PWM信号duty1作为所述最终的PWM信号。这仅用于说明目的，而不意味着对本发明的限制。根据一些实施例，前述次数(50％*A3)中的百分比50％可以是变化的。举例来说，百分比50％可以是增大的。在另一示例中，百分比50％可被100％替换。根据一些实施例，前述次数(50％*A3)中的百分比50％可被预定的可编程比率(programmable ratio)替换。

根据一些实施例，如图9所示的实施例及其后续实施例，提供了一种用于在电子设备中进行多回路功率控制的方法，如图9所示的装置600的操作方法。举例来说，此方法(如装置600所示的操作方法)可包括：利用第一放大器来选择性地输出第一误差信号；利用第二放大器来选择性地输出第二误差信号；以及，侦测对应于第一误差信号的第一PWM信号duty1和对应于第二误差信号的第二PWM信号duty2，以产生至少一侦测结果；以及，根据所述至少一侦测结果动态地选择第一PWM信号duty1和第二PWM信号duty2中的其中一个作为所述最终的PWM信号。本发明的优势是，装置600及其方法可以在不同情形的每一种情形中保持电子设备的高稳定度。为简洁起见，对于这些实施例的类 似描述在此处不再赘述。

综上所述，本发明提供的装置和方法可用于在电子设备中进行多回路的功率控制，减少来自电子设备内的多个反馈回路的激活时间段之间的重叠的重叠效应(如非尖锐的转变边界效应)，以及在各种不同情形中保持电子设备的高稳定度。举例来说，在一情形中，所述多个反馈回路可用于分别在不同的充电阶段中对位于电子设备内的充电器进行充电控制，从而，本发明的装置和方法能够减少充电器的充电时间。

在不脱离本发明的精神以及范围内，本发明可以其它特定格式呈现。所描述的实施例在所有方面仅用于说明的目的而并非用于限制本发明。本发明的保护范围当视所附的权利要求所界定者为准。本领域技术人员皆在不脱离本发明之精神以及范围内做些许更动与润饰。